WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 ||

P(IDT)(2, 1) P(IDT)(2, 2) P(IDT)(2, 3) P(IDT)(2, 4) Эквивалентную акустоэлектрическую схему TCRF пред- P(IDT)(3, 1) P(IDT)(3, 2) P(IDT)(3, 3) P(IDT)(3, 4) ставим, рассматривая каждый ВШП в виде устройства с P(IDT)(4, 1) P(IDT)(4, 2) P(IDT)(4, 3) P(IDT)(4, 4) двумя электрическими и шестью акустическими входами (выходами), как это показано на рис. 2. К преобразова- RA2() телям IDT-1 и IDT-2 приложены потенциалы U1 и USA2() и через них текут токи I1, I2 соответственно. На пре. (42) образователи IDT-1 и IDT-2 слева падают акустические Uволны с комплексными амплитудами RA1 и отражаются n Uакустические волны с комплексными амплитудами SA1, n Аналогично из уравнений (22), (25)–(41) могут а справа падают акустические волны с комплексными быть получены P-матрицы окружающих структур RA1-L амплитудами SA2 и отражаются акустические волны с n (RA2-L) и RA1-P (RA2-P). При этом необходимо учесть, комплексными амплитудами RA2. На отражающие струкn что в отражающих структурах не происходит прямого туры RA1-L (RA2-L) и RA1-P (RA2-P) слева падают акустические волны с комплексными амплитудами RB1 и обратного преобразования акустических волн и к n ним не приложены электрические потенциалы. Поэтому и RC1 соответственно и отражаются акустические волны n при выводе P-матриц отражающих структур необходимо с комплексными амплитудами SB1 и SC1 соответственно, n n положить, что K = 0, U0 = 0, C2 = 0. В этом случае а справа падают акустические волны с комплексными элементы матрицы P(1, 3), P(2, 3), P(3, 1), P(3, 2), амплитудами SB3 и SC2 соответственно и отражаются n n акустические волны с комплексными амплитудами RB2 P(3, 3), P(1, 4), P(2, 4), P(4, 1), P(4, 2), P(4, 4) будут n нулевыми. Тогда, для P-матрицы отражающей структуры и RC2 соответственно.

n RA1-L (RA1-L), приняв pK = dR, получим SB1() P(AL)(1, 1) P(AL)(1, 2) RB1() =, (43) RB2() SB2() P(AL)(2, 2) P(AL)(2, 2) а для P-матрицы отражающей структуры RA-P будем иметь SC1() P(AP)(1, 1) P(AP)(1, 2) RC1() =. (44) RC2() SC2() P(AP)(2, 2) P(AP)(2, 2) P-матрица [P(D1)], описывающая зазор между отражающей структурой RA1-L (RA2-L) и ВШП, а также P-матрица [P(D2)], описывающая зазор между ВШП и отражающей структурой RA1-P (RA2-P), могут быть получены из уравнений (22), (25)–(41) Рис. 2. Эквивалентная акустоэлектрическая схема TCRF-фильтра. при условиях: K = 0, U0 = 0, C2 = 0, rK = 0, WK = 0.

Журнал технической физики, 2003, том 73, вып. 104 В.Ф. Дмитриев В данном случае ненулевыми будут только элементы где P(1, 2) и P(2, 1). Из рассмотрения рис. 2 понятно, NT что R(A1) = R(B2) exp(- jkd1), SB2 = SA1 exp[ jkd1] и Y (1, 1) = P(S4)(3, 3) + j(C2/2) 1K; (51) n RC1 = RA2 exp(- jkd1), SA2 = SC1 exp( jkd1), где d1-расn k=стояние между ВШП и отражающими структурами.

Выполняя последовательное перемножение матриц, Y (1, 2) = ±P(S4)(3, 4); (52) n согласно соотношениям (25)–(41), n [P(L)] =[P(D1)] [P(AL)] [P(IDT)], Y (2, 1) = P(S4)(4, 3); (53) n n [P(P)] =[P(AP)] [P(D2)], NT а затем Y(2, 2) = ±P(S4)(4, 4) + j(C2/2) 2K. (54) n n k=[P(S4)] =[P(L)] [P(P)], Отметим, что знак „плюс“ в выражениях для Y (1, 2) получим компоненты матрицы [P(S4)], описывающей и Y (2, 2) следует использовать для симметричных мод, преобразователи TCRF с учетом отражающих структур а „минус“ — для антисимметричных.

RA1-L (RA2-L) и RA1-P (RA2-P).

Эквивалентная электрическая схема TCRF-фильтра Величины P(S4)(3,3), P(S4)(3, 4), P(S4)(4, 3), P(S4)(4, 4) представляет собой П-образное звено из пассивных имеют смысл проводимостей, причем надо иметь в виду, элементов с комплексной проводимостью. Используя экчто они получены для n-й волноводной моды. Выделяя вивалентную электрическую схему фильтра и величины их из матрицы [P(S4)], получим входных проводимостей (51)–(54), нетрудно стандартными методами рассчитать S-параметры TCRF-фильтра.

I1,n() Yn(1, 1) Yn(1, 2) U1, (45) = I2,n() Yn(2, 1) Yn(2, 2) U2. (46) Результаты расчета и эксперимента где Yn(1, 1) =P(S4)(3, 3), Yn(1, 2) =±P(S4)(3, 4), Для экспериментальной проверки разработанной теоYn(2, 1) =P(S4)(4, 3), Yn(2, 2) =±P(S4)(4, 4) — значения рии воспользуемся результатами работы [7]. В данной компонент матрицы входной проводимости фильтра, работе представлен TCRF-фильтр, не имеющий измеобусловленных n-й возбуждаемой волноводной модой.

нений в полярности подключения пар электродов к С учетом знака U2 знак „плюс“ у Yn(1, 2) и Yn(2, 2) контактным шинам. Поэтому он может быть рассчитан следует использовать для симметричных мод, а „микак на основе обычной COM-теории (например, преднус“ — для антисимметричных.

ставленной в [1]), так и на основе теории, представленПоскольку в данной теории рассматриваются только ной в данной работе. Данный фильтр на центральную линейные взаимодействия (прямое и обратное преобчастоту 68.9 MHz был спроектирован на основе обычразование ПАВ, отражение и распространение ПАВ), ной COM-теории и процедуры синтеза, включающей суммарный ток через ВШП равен сумме токов, обусловоптимизацию по параметрам W, G, NT и dT /dR. В соотленных каждой из возбуждаемых мод, плюс высокочаветствии с требуемой полосой рабочих частот фильтра стотный ток через статическую емкость ВШП 80 kHz в качестве материала пьезоподложки был NT I1() = I1,n() + j(C2/2)U1 1K, (47) n k=NT I2() = I2,n() + j(C2/2)U2 2K, (48) n k=Заметим, что количество и тип симметрии возбуждаемых мод определяется из решения дисперсионного уравнений, получаемого из граничных условий (5) и (8). Тогда после нахождения из уравнений (45)–(48) значений компонент матрицы входной проводимости, обусловленных каждой из возбуждаемых в TCRF-фильтре волноводных мод, компоненты суммарной входной проводимости TCRF могут быть найдены простым их суммированием Рис. 3. Результаты измерения (1) и расчета (2) коэффициI1() Y (1, 1) Y (1, 2) U1, (49) ента передачи двухмодового TCRF-фильтра в несогласованном = режиме.

I2() Y (2, 1) Y (2, 2) U2. (50) Журнал технической физики, 2003, том 73, вып. Теория фильтра на слабо связанных резонансных модах поверхностных акустических волн результаты расчета на основе предложенной в данной работе теории (кривая 2). По результатам измерений полоса частот по урвоню -3 dB составляет 85 kHz, вносимые потери 5.5 dB. „Полочка“ на уровне -27 dB на экспериментальной зависимости S21 обусловлена сигналом прямого прохождения. Отметим, что входное (выходное) сопротивление фильтра, измеренное прибором P4-37, составляет 300.

Для увеличения уровня внеполосного подавления использовалось последовательное включение двух фильтров с параметром W, равным6.30 для первого фильтра и W = 5.90 для второго фильтра. Частотная харакРис. 4. Результаты измерения (1) и расчета (2) коэффициента теристика двух последовательно включенных фильтров передачи двух последовательно включенных TCRF-фильтров в с согласующими индуктивностями номиналом 0.6 µH, согласованном режиме.

включенными на входе и выходе каждого фильтра, и эмиттерным повторителем на входе первого фильтра, измеренные в тракте пробора P4-37 с волновым сопротивлением 50, приведены на рис. 4 (кривая 1). Там же приведены результаты расчета на основе предложенной в данной работе теории (кривая 2). По результатам измерения вносимые потери составили 7 dB, полоса частот по уровню -3 dB составила 82 kHz. В диапазоне частот 10... 200 MHz внеполосное подавление составило не менее 43 dB, за исключением узкого пика шириной Рис. 5. Закон изменения полярности подключения пар элек- 10 kHz на частоте 68.770 MHz, достигающего уровня тродов к контактным шинам четырехмодового TCRF.

-36 dB.

Для проверки разработанной теории в случае возбуждения в системе двух слабосвязанных резонаторов одновременно четырех мод воспользуемся выбран ST, X кварц. Основные параметры топологии экспериментальными данными из работы [6], где фильтра следующие: dT = 22.835 µm, dR = 22.791 µm, рассмотрен TCRF-фильтр с четырьмя изменениями число электродов в преобразователях IDT-1 (IDT-2) полярности подключения пар электродов к контактным NT = 561, число электродов в отражающих структурах шинам ВШП. Основные параметры топологии фильтра RA1(RA2) NR = 200, W = 6.30, G = 10, толщина следующие: общее число электродов в преобразователях пленки A1 0.0180, dT = 0.8750, WK = 50, где 0 — IDT-1 (IDT-2) NT = 999, число полосков в отражающих длина акустической волны на центральной частоте.

структурах RA1(RA2) NR = 250, W = 80, G = 20, Результаты измерения коэффициента передачи фильтолщина пленки A1 0.0170, d1 = 0.8750, материал тра (S21), включенного в тракт с волновым сопротивлепьезоподложки ST, X кварц. Изменение полярности нием 300 без использования элементов согласования, подключения пар электродов к контактным шинам представлены на рис. 3 (кривая 1). Там же приведены Рис. 6. Результаты измерения коэффициента передачи четырехмодового TCRF-фильтра в несогласованном (a) и согласованном режимах (b) из работы [6].

Журнал технической физики, 2003, том 73, вып. 106 В.Ф. Дмитриев Список литературы [1] Birykov S.V., Martin G., Polevoi V.G. et al. // IEEE Trans. on UFFC-42. 1995. Vol. UFFC-42. N 4. P. 612–618.

[2] Дмитриев В.Ф. // ЖТФ. 2002. Т. 72. Вып. 7. С. 95–102.

[3] Дмитриев В.Ф. // ЖТФ. 2002. Т. 72. Вып. 9. С. 93–101.

[4] Дмитриев В.Ф. // ЖТФ. 2002. Т. 72. Вып. 11. С. 83–89.

[5] Martin G. // Proc. 1999. IEEE Ultrasonics Symposium.

P. 15–24.

[6] Martin G., Waill B. // Proc. 1997. IEEE Ultrasonics.

Symposium. P. 37–40.

Рис. 7. Результаты расчета изложенным в данной работе мето[7] Dmitriev V.F., Osipova N.P. // Proc. Intern. Forum on дом коэффициента передачи четырехмодового TCRF-фильтра в Wawe Electronics and Its Application. St.Petersburg, 2000.

несогласованном (a) и согласованном режимах (b) с данными P. 360–364.

топологии из работы [6].

имеет место при N1 = 91, N2 = 139, N3 = 326, N4 = 674, N5 = 861, N6 = 909. Причем от 1-го электрода до электрода с номером N1, от электрода с номером N2 до электрода с номером N3, от электрода с номером N4 до электрода с номером N5, от электрода с номером N6 до электрода с номером NT использованы холостые электроды. Характер изменения полярности подключения пар электродов показан на рис. 5. Здесь, если в центральной части ВШП полярность подключения принять за положительную, т. е. +1, то от электрода с номерм N1 до электрода с номером N2 и от электрода с номером N5 до электрода с номером N6 полярность подключения обратная, т. е. -1.

Результаты измерения коэффициента передачи фильтра, включенного в тракт с волновым сопротивлением 50 без использования элементов согласования, представлены на рис. 6, a (из работы [6]), а на рис. 7, a приведены результаты расчета на основе предложенной теории (результаты расчета в работе [6] не приведены).

Результаты измерения коэффициента передачи фильтра, включенного в тракт с волновым сопротивлением в согласованном режиме, представлены на рис. 6, b (из работы [6]), а на рис. 7, b приведены результаты расчета на основе предложенной теории. Сопоставление теории и эксперимента показывает хорошее совпадение предложенной теории и экспериментальных данных из работы [6]. Несколько меньшие расчетные вносимые потери по сравнению с измеренными, повидимому, связаны с пренебрежением при расчете резистивными потерями в электродах ВШП и отражающих структур.

Журнал технической физики, 2003, том 73, вып.

Pages:     | 1 ||



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.