WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

pK Однако каких-либо ограничений на пространственные P(k)(3, 1) =2K exp - j(E - 0) координаты элементов топологии ДАЛЗ накладывать не будем, поскольку излагаемая теория этого не требует.

1/- + [K ()] - 1K 1 -|K|2 rKK () Выполнение упомянутых выше требований необходимо лишь для получения хороших характеристик устройства 1/+ 1 -|rK|2 K () exp - j(E - 0)pK ;

в частотной и временной области.

7 Журнал технической физики, 2004, том 74, вып. 98 В.Ф. Дмитриев Рис. 3. ДАЛЗ с криволинейной средней линией апертур электродов ВШП и ОС.

Теория ДАЛЗ с криволинейной средней линией апер- определим как сумму по всем каналам тур электродов ВШП и ОС включает расчет компонент NK матрицы проводимости преобразователей Y (lY, mY ), а Y (lY, mY ) = Yi(lY, mY ), (12) также коэффициента передачи отражающей структуi=ры KOC().

Пусть средняя линия электродов ВШП и отражагде NK — число каналов; Yi(lY, mY ) — компоненты тельных элементов ОС дисперсионной линии задержки матрицы проводимости в i-м канале, lY = 1, 2; mY = 1, 2.

имеет плавно изменяющийся вдоль структуры наклон Число каналов, на которые разбивается структура, по отношению к направлению распространения ПАВ будем считать достаточно большим, таким как результат (рис. 3). Расчет Y (lY, mY ) ДАЛЗ с наклонной топологией расчета частотных характеристик не меняется при увеопирается на модель, в которой ВШП и ОС разбиваются личении NK. Отметим, что минимальная ширина канала на „каналы“ (рис. 3). Разбиение проводится на NK равограничена величиной, равной полупериоду структуры.

ных (лишь для удобства вычислений) частей в области перекрытия электродов ВШП.

Эквивалентная схема ДАЛЗ в соответствии с выбранной моделью разбиения на каналы может быть представлена в виде, показанном на рис. 4. Учет взаимодействия отдельных каналов проводится путем использования при i вычислениях KOC() вместо апертуры канала полной апертуры отражательного элемента. Обоснованием такому допущению служит тот факт, что коэффициент передачи ближайших каналов медленно меняется с изменением номера канала i и суммированием по всем взаимодействующим каналам эквивалентно увеличению апертуры канала.

На первом этапе выполним расчет компонент матрицы проводимости преобразователей устройства. Расчет матрицы проводимости преобразователей будем проРис. 4. Приближенная эквивалентная акустоэлектрическая водить на основе модифицированной теории связанных схема ДАЛЗ с криволинейной средней линией апертур элекволн. Компоненты матрицы входной проводимости ВШП тродов ВШП и ОС.

Журнал технической физики, 2004, том 74, вып. Теория связанных волн — универсальный метод расчета устройств... B1 B(B1) i i Вклад i-го канала Yi(lY, mY ) в суммарную проводиP(M (2, 3) =P(M ) (2, 3)F2(B1) z, (25) i,мость ПАВ устройства определим, рассматривая i-й B1 B(B1) (B1) i i канал как независимое устройство на ПАВ (рис. 5) P(M )(3, 2) =P(M ) (3, 2)F2 z, (26) i,и воспользовавшись компонентами P-матриц входного B i где компоненты матрицы P(M ) определены соотношеВШП P(B1)(lp, mp) и выходного ВШП P(B2)(lp, mp), а i i нием (11);

также коэффициентом передачи отражательной структуi ры KOC() в i-м канале. Тогда для входной проводимо(B1) (B1) (B1) (B1) F2 z = exp j2z /M - z, сти i-го канала получим i,2 i,2 i,(B1) (B1) (B1) Yi(1, 1) =P(B1)(3, 3) +P(B2)(1, 1)P(B1)(3, 2)P(B1)(2, 3)/Yi0, z = z - z i i i i N Mi i,(13) — расстояние между последним электродом всего ВШП i Yi(1, 2) =P(B1)(3, 2)P(B2)(1, 3)KOC()/Yi0, (14) i i (с номером N) и последним электродом в i-м канале i (Mi), прочие компоненты P-матрицы для последнего Yi(1, 2) - P(B1)(2, 3)P(B2)(3, 1)KOC()/Yi0, (15) i i электрода остаются без изменения.

Yi(2, 2) =P(B2)(3, 3) +P(B1)(2, 2)P(B2)(1, 3)P(B2)(3.1)/Yi0, Аналогичные выражения можно получить и для перi i i i (16) вых электродов IDT-i где Yi0 = KOC() - P(B1)(2, 2)P(B2)(1, 1).

i i B2 B(B2) (B2) i i P(L )(1, 1) =P(L ) (1, 1) F1 z, (27) i,Расчет компонент P(B1)(lp, mp) и P(B2)(lp, mp) выполi i ним на основе теории связанных волн.

B2 B(B2) (B2) i i P(L )(1, 2) =P(L ) (1, 2)F1 z, (28) Для того чтобы синхронизовать каналы между собой, i,необходимо учесть начальную фазу для первого элек- B2 B(B2) (B2) i i P(L )(1, 3) =P(L ) (1, 3)F1 z, (29) трода каждого канала IDT-1 (IDT-2). Для этого в комi,поненты P-матрицы соотношения (11) введем фазовые B2 Bi i P(L )(2, 1) =P(L ) (1, 2), (30) множители для первых электродов каждого канала B2 B(B2) i i 2 P(L )(3, 1) =P(L ) (3, 1)F1(B2) z. (31) B1 B(B1) (B1) i,i i P(L )(1, 1) =P(L ) (1, 1) F1 z, (17) i,Аналогично для последнего электрода в каждом канаB1 B(B1) (B1) ле IDT-2 будем иметь i i P(L )(1, 2) =P(L ) (1, 2)F1 z, (18) i,B2 B(B2) (B2) i i B1 B1 P(M )(1, 2) =P(M ) (1, 2) F2 z, (32) (B1) (B1) i,i i P(L )(1, 3) =P(L ) (1, 3)F1 z, (19) i,B2 BB1 Bi i P(M )(1, 2) =P(M ) (1, 2), (33) i i P(L )(2, 1) =P(L ) (1, 2), (20) B2 BB1 B1 (B2) (B2) (B1) (B1) i i i i P(M )(2, 2) =P(M ) (2, 2) F2 z, (34) P(L )(3, 1) =P(L ) (3, 1)F1 z, (21) i,i,B2 B(B2) (B2) (B1) i i P(M )(2, 3) =P(M ) (2, 3) F2 z, (35) i где компоненты матрицы PL определены соотноше- i,нием (11), B2 B(B2) (B2) i i P(M )(3, 2) =P(M ) (3, 2) F2 z, (36) i,(B1) (B1) (B1) (B1) F1 z = exp j2z /M - z, Bi,1 i,1 i, i где компоненты матрицы P(L ) определены соотношением (11).

(B1) (B1) (B1) z = z - z i,1 L i Теперь компоненты P-матрицы i-го канала — расстояние между первым электродом в i-м канале P(B1)(lp, mp) и P(B2)(lp, mp) могут быть вычислены i i IDT-1 (c номером Li) и первым электродом всего IDT-1, перемножением соответствующих компонент для M — длина волны под металлизированной поверх- электродов в каждом канале ностью, прочие компоненты P-матрицы для первого MBi электрода остаются без изменения (как в (11)).

P(B1)(lp, mp) = P(B1)(l, m), (37) i n Для последних электродов каждого канала IDT-1 комn=LBпоненты P-матрицы с учетом фазового множителя будут i иметь вид MBi B1 B(B1) P(B2)(lp, mp) = P(B2)(l, m), (38) i i i n P(M )(1, 2) =P(M ) (1, 2)F2(B1) z, (22) i,n=LBi B1 Bi i P(M )(1, 2) =P(M )(1, 2), (23) где LB1, LB2, MB1, MB2 — номер первого и последнего i i i i электродов в каждом канале IDT-1 и IDT-2 cоответB1 B(B1) (B1) i i P(M )(2, 2) =P(M ) (2, 2) F2 z, (24) ственно (рис. 5), а под знаком произведения понимается i,7 Журнал технической физики, 2004, том 74, вып. 100 В.Ф. Дмитриев Nm 1/i m0 (1 - m) 1 - m, (43) Nn 1/i n0 (1 - n) 1 - n. (44) В соотношении (42) коэффициент k() определяет долю мощности преобразованной на n-м отражательном элементе ОС в объемные волны, hk —глубина (высота) k-го отражательного элемента ОС, — длина волны ПАВ на частоте f = /2. Метод вычисления частотнозависимого коэффициента () изложен в работе [15].

Рис. 5. i-й канал ДАЛЗ с криволинейной средней линией В выражениях (43) и (44) Nn, Nm — число канавок, апертур электродов ВШП и ОС.

через которые проходит ПАВ при распространении в направлении оси x в верхней и нижней частях ОС соответственно. Знак приближения в выражениях (43) и (44) взят постольку, поскольку изменением m, n, m, n вычисление последовательных произведений согласно i i при вычислении m0 и n0 пренебрегаем. Коэффициен(8)-(16) из работы [3].

ты m0 и n0 учитывают затухание ПАВ в поперечном Вычислим теперь коэффициент передачи отражательнаправлении и вносят заметный вклад лишь в случае i ной структуры в i-м канале KOC(). Суммирование OC использования ОС с большой апертурой (Wn > 100, парциальных отраженных неоднородностями волн в соOC Wn —апертура n-й канавки ОС), что характерно для ответствии с рис. 4 приводит к выражению для коэффиДАЛЗ с линейной топологией.

циента передачи i-го канала ОС вида Фазовые слагаемые 1nm и 2nm в (39) учитываMi Mi ют изменение наклона дисперсионной характеристики i i i O BKOC() nmmnnm exp -iV 2z - z ДАЛЗ вследствие изменения скорости, а в случае резких nm N n=Ni m=Ni изменений апертуры ОС, например, при весовой обработке, обусловливают на фазочастотной характеристиB2 i i ке отклонения от квадратичного закона. Отметим, что - z + kV xO - kV xO - i1nm - i2nm, (39) N n m для устранения такого рода искажений фазочастотной характеристики необходимо использовать „холостые“ где в каждом i-м канале суммируются ПАВ при прохождении от первого отражательного элемента канала Ni отражательные элементы.

Подчеркнем, что предложенные соотношения пригоддо последнего отражательного элемента канала Mi;

ны и для расчета ДАЛЗ как с линейной топологией, nm — коэффициент перекрытия m-й и n-й канавок в i-м так и с криволинейной средней линией апертур элекканале; n, m — коэффициенты отражения от отражатродов и позволяют учесть эффект „большой“ апертуры тельного элемента; m, n — коэффициенты прохожде(затухание ПАВ в поперечном направлении ОС за счет ния ПАВ отражательной структуры до m-й и n-й канавок рассеяния на отражательных элементах).

канала соответственно и определяющие долю прошедO O шей до m-й и n-й канавок мощности; z, xO, z, xO — nm n nm m координаты центра перекрывающихся частей n-й и Результаты эксперимента m-й канавок соответственно; V = - i(), = /V, () — коэффициент затухания ПАВ; kV = V/V, V и Описанная в данной работе теория была использована V — скорости ПАВ в направлении z и x соответствендля проектирования ДАЛЗ, предназначенных для форно.

мирования и сжатия сверхдлинных линейно-частотноРассмотрим величины, входящие в (39), подробнее.

модулированных (ЛЧМ) сигналов со следующими параПри прохождении через отражательный элемент ОС метрами: центральная частота 60 MHz, полоса пропускаимeют место процессы отражения и рассеяния ПАВ, ния 1.5 MHz, длительность ЛЧМ сигнала 75 µs.

тогда с учетом преобразования части энергии ПАВ в Для реализации ДАЛЗ с перечисленными выше паобъемные волны коэффициенты прохождения равны раметрами была выбрана „линейная“ топология ДАЛЗ с отражающей структурой в виде последовательности m 1/i i канавок на поверхности пьезоэлектрика. Для уменьшеm = m0 (1 - k) 1 - k, (40) ния искажений амплитудно-частотной и фазочастотной k=Ni характеристик в отражающих структурах ДАЛЗ испольn зовались холостые канавки. В качестве пьезоэлектри1/i i n = n0 (1 - k) 1 - k, (41) ческого материала ДАЛЗ был выбран ниобат лития k=Ni Y, Z-среза как материал, обеспечивающий минимальные где вносимые потери в ДАЛЗ и наилучшее качество сжатого k = 1 - exp[-k()(hk/)]2, (42) сигнала по сравнению с другими пьезоматериалами, Журнал технической физики, 2004, том 74, вып. Теория связанных волн — универсальный метод расчета устройств... пригодными для использования, типа кварца и германата висмута. Преобразователь формирующей ДАЛЗ состоял из 11 электродов с апертурой 1200. Отражательная структура состояла из 5852 канавок глубиной 0.14 µm, апертура которых соответствовала апертуре электродов ВШП. Для уменьшения пульсаций Френеля 15% длины ОС на начальном и 15% длины ОС на конечном участке были аподизованы. Для сохранения плоской вершины амплитудно-частотной характеристики и максимально близкой к требуемой квадратичной зависимости в полосе частот 1.5 MHz фазочастотной характеристики, длина ОС (дисперсионная задержка в ОС) была увеличена на 30%. Для сохранения требуемого наклона дисперсионной характеристики полоса частот ОС по уровню -20 dB была также увеличена на 30%. Таким образом, длительность импульсного отклика ДАЛЗ по уровню -3dB составила 86µs при девиации частоты в спектре ЛЧМ сигнала 1.65 MHz. Результаты расчета коэффициента передачи S21( f ) и ФЧХ формирующей ДАЛЗ приведены на рис. 6, b. Причем фазовая характеристика ( f ) приведена в виде отклонения от заданного квадратичного закона ( f ) =( f ) - G ( f - f )2 - 2TH ( f - f ), H H где G = 0.0200 MHz/µs — наклон дисперсионной кривой, f = 59.250 MHz TH = 16.414 µs — задержка в H ДАЛЗ-С на частоте f.

H Частотные характеристики, полученные на экспериментальном образце формирующей ДАЛЗ, приведены на рис. 6, a. Измерения АЧХ были выполнены с помоРис. 6. Результаты измерения (a) и расчета (b) чащью измерителя комплексных коэффициентов передачи стотной характеристики формирующей ДАЛЗ. f = 60 MHz, НР-784. Полоса рабочих частот по уровню -3dB cо f = 1.5MHz, T = 75 µs, наклон дисперсионной характериставляет 1.65 MHz. Длительность импульсного отклика, стики положительный.

измеренного на экране осциллографа С1-108 по уровню -3 dB, составила 86 µs.

Для получения минимального уровня боковых лепестков в сжатом сигнале в сжимающей ДАЛЗ (ДАЛЗ-С) Часто используемая функция Хемминга является более использовалась весовая обработка апертуры канавок грубым приближением функции Мааса, чем функция ОС. Поскольку выбор функции для весовой обработки Тейлора. Недостатком функции Тейлора является отсутважен для получения оптимальных параметров сжатого ствие спада уровня боковых лепестков s в дальней зоне сигнала, обсудим этот вопрос подробнее.

(при n 1). Уменьшение уровня боковых лепестков Уменьшение уровня боковых лепестков в сжатом в дальней зоне как 1/t обеспечивает функция Гаусса.

сигнале за счет весовой обработки сопровождается одНедостатком функции Гаусса по сравнению с функцией новременно и некоторым расширением сжатого сигнала.

Тейлора является большая длительность сжатого сигнаВ отсутствие весовой обработки минимальный уровень ла при том же уровне ближайших боковых лепестков.

боковых лепестков составляет -13.5 dB. Максимальное Современный технологический уровень изготовления подавление боковых лепестков в сжатом сигнале при заДАЛЗ позволяет получить s около 40 db. Поскольку данном его расширении за счет весовой обработки обесвыбор вeсовой функции с большим теоретическим уровпечивает весовая функция Мааса. Однако такая функция нем s приводит и к большeму расширению сжатого физически нереализуема, поскольку имеет особенносигнала, обычно выбирают весовую функцию с теорести на краях. Физически реализуемыми приближением тическим значением s, равным 40-50 dB. В рассматфункции Мааса являются функции Дольфа-Чебышева риваемой ДАЛЗ апертура канавок ОС изменялась в и Тейлора, причем функция Тейлора более удобна для соответствии с функцией Гаусса с пьедесталом 0.008, практического использования в ДАЛЗ. Функция Тейлора является практически реализуемым видом весовой обра- обеспечивающей максимально достижимый уровень поботки, обеспечивающим минимальное расширение сжа- давления боковых лепестков в сжатом идеальном ЛЧМ того сигнала при заданном уровне боковых лепестков. сигнале -60 dB.

Журнал технической физики, 2004, том 74, вып. 102 В.Ф. Дмитриев дисперсионной характеристики короткого (длительностью 0.1 µs) радиоимпульса на выходе формирующей ДАЛЗ был получен ЛЧМ сигнал длительностью 86 µs, при неравномерности сформированного сигнала в полосе сжимающей ДАЛЗ менее 1 dB. Сформированный ЛЧМ сигнал после усиления подавался на вход сжимающей ДАЛЗ с отрицательным наклоном дисперсионной характеристики. На выходе ДАЛЗ-С в результате сжатия ЛЧМ сигнала был достигнут уровень боковых лепестков 38 dB при длительности сжатого сигнала по уровню -3dB около 1.1 µs.

Pages:     | 1 || 3 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.