WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     || 2 |
Журнал технической физики, 2002, том 72, вып. 11 01;08 Теория и расчет гибридного резонаторного фильтра на поверхностных акустических волнах с повышенным внеполосным подавлением © В.Ф. Дмитриев Закрытое акционерное общество „Авангард–Элионика“, 195271 Санкт-Петербург, Россия e-mail: elionica@rol.ru (Поступило в Редакцию 27 марта 2002 г. В окончательной редакции 23 апреля 2002 г.) На основе модифицированных уравнений для связанных мод разработана теория фильтров на продольных резонансных модах. Проведено сопоставление результатов теории и эксперимента. Предложенная топология гибридного резонаторного фильтра на поверхностных акустических волнах, использующего как продольные резонансные моды, так и резонансные моды лестничной структуры, обеспечивает повышенное внеполосное подавление.

Введение между входом и выходом фильтра. В [5] выполнен приближенный расчет и проведено сопоставление реВ последние годы в связи с бурным развитием мобильзультатов расчета и эксперимента при введении дополной связи большой интерес возник к фильтрам, испольнительной емкости. Однако включение дополнительной зующим резонаторы на поверхностных акустических емкости между входом и выходом фильтра наряду с волнах (ПАВ). Основным достоинством таких фильтров уменьшением уровня „плеча“ приводит и к уменьшению являются весьма малые вносимые потери (1-4dB) при уровня общего внеполосного подавления фильтра.

приемлемом внеполосном подавлении (25-60 dB). ДанВ данной работе на основе модифицированных уравные качества являются весьма привлекательными для нений для связанных мод предложенных в [1], построена использования фильтров в системах связи, в частности теория фильтров, использующих продольные резонансв мобильных телефонах. Большинство мобильных теленые моды. Проведено сопоставление результатов расчефонов различных стандартов связи (в том числе GSM, та и эксперимента. Предложен топологический метод PCS, PCN и т. д.) в качестве элементов частотной селекустранения „плеча“ DMSF-фильтра путем использовации используют различные типы резонансных фильтров ния вместо второго звена DMSF-фильтра лестничного на ПАВ. Основными типами резонансных фильтров фильтра на основе резонаторов на ПАВ, выполненного на ПАВ являются следующие: лестничные фильтры с на той же подложке.

использованием резонаторов на ПАВ [1], фильтры на поперечных резонансных модах [2] (NCRF) и фильтры Модифицированный COM-метод на продольных резонансных модах [3] (DMSF). Каждому из перечисленных выше типов фильтров присущи Обычно используемая COM-теория (смотри, наприсвои достоинства и недостатки. Основным недостатком мер, [6]), основанная на выводе и последующем решении лестничных фильтров является сравнительно небольшое системы неоднородных дифференциальных уравнений внеполосное подавление при отстройке от центральной неоправданно усложняет расчет устройств на ПАВ.

частоты на несколько полос пропускания. Фильтры на В рамках такой теории затруднен учет таких фактопоперечных резонансных модах могут быть реализованы ров, как изменяющийся период структуры, аподизация, только на материалах с низким коэффициентом элекнеоднородное распределение поверхностного заряда на тромеханической связи и поэтому имеют небольшую электродах структуры. Все перечисленные факторы доотносительную полосу частот (не более 0.15%). Кроме статочно просто могут быть учтены в рамках модитого, TCRF-фильтры требуют элементы согласования.

фицированного COM-метода, оперирующего элементарФильтры на продольных резонансных модах имеют спраным звеном структуры (одним электродом ВШП — ва на частотной зависимости коэффициента передачи встречно-штыревого преобразователя или отражающей „плечо“, уровень которого для фильтра, имеющего два структуры). Кроме того, данный метод более перспектиполюса входной проводимости, находится на уровне -10... - 15 dB. Поэтому такие фильтры требуют после- вен с точки зрения дальнейшего усложнения исходной модели структуры. Параметры структуры на ПАВ в довательного включения двух или трех звеньев, входная целом (ВШП отражающей структуры или их произвольпроводимость фильтра имеет при этом 4 или 6 полюсов соответственно. ной комбинации) определяются путем перемножения В [4] был предложен и экспериментально проверен соответствующих P-матриц отдельных электродов (как способ уменьшения уровня „плеча“ на частотной ха- это делается в обычной теории четырехполюсников с рактеристике DMSF-фильтра путем включения емкости использованием матрицы рассеяния).

6 84 В.Ф. Дмитриев Рис. 1. k-й электрод ВШП.

Пусть задана ПАВ структура в виде электродов с Фазовые сомножители у слагаемых, связанных с чередующейся полярностью и произвольно меняющим- отражением (преобразованием) волн, определяют фася периодом и перекрытием соседних электродов. Бу- зовый набег от центра отражения (преобразования) дем также полагать, что источник сигнала амплиту- волны до соответствующей границы: ZK —для SK() и ZK+1 — для RK(). Центр отражения (преобрадой U0 подключен слева. Рассмотрим k-й электрод ВШП зования) ПАВ принят находящимся в центре элек(рис. 1, a). Пусть R(Z, ) и S(Z, ) — две связанные трода. Эффективное волновое число вычислим как между собой плоские волны с волновым числом, E = 2/E = /[V0 + LK(VM - V0)/pK] - j, где распространяющиеся в электродной структуре ВШП.

V0 — скорость ПАВ на свободной поверхности, VM — Причем R(Z, ) распространяется в направлении оси Z, скорость ПАВ под металлизированной поверхностью, а S(Z, ) — в направлении, противоположном оси Z.

— суммарные потери при распространении ПАВ в Однородные плоские волны запишем в виде электродной структуре на единицу длины.

R(Z, ) =R() exp(- jZ), (1) Изменение тока в шине ВШП происходит за счет преобразования прямой и обратной волн и падения R(Z, ) =S() exp(+ jZ), (2) напряжения на емкости электрода где R(), S() — комплексные амплитуды соответству IK() =IK() - IK+1() = ющих волн.

+ 2K() exp[- j(E - 0)pK/2]RK() Пусть на k-й электрод слева падает волна RK(R, ), а справа — SK+1(Z, ), тогда для комплексных амплитуд + 2K() exp[- j(E - 0)pK/2]SK() прошедших волн с учетом механизмов отражения, прохождения и преобразования с коэффициентом K можно + j(C2/2)U0. (5) получить Рассмотрим слагаемые, связанные с преобразованием SK() =rK1K exp[- j(E - 0)pK]RK() ПАВ при прохождении через электрод ВШП (рис. 1, b), и учтем тот факт, что возбуждение носит распределен+ 1K(1 -|rK|2)1/2 exp(- j(E - 0)pK]SK+1() ный характер. Будем полагать, что прямое и обратное преобразование ПАВ на электродах происходит с оди+ K()2K exp[- j(E - 0)pK/2]U0, (3) наковой эффективностью, т. е. носит взаимный характер.

Пусть задано распределение поверхностного тока на RK+1() =1K(1 -|rK|2)1/2 exp[- j(E - 0)pK]RK() электродах ВШП в виде J(Z). Будем считать, что механизм преобразования ПАВ малым участком поверхност+ rK1K exp[- j(E - 0)pK]SK+1() ного тока ZK электрода и всего электрода аналогичны.

Тогда, просуммировав вклады и преобразование ПАВ + K()2K exp[- j(E - 0)pK/2]U0, (4) по ширине электрода относительно его центра ZC и где rK — комплексный коэффициент отражения от k-го переходя к пределу ( ZK 0), получим электрода, E — эффективное волновое число ПАВ, LK/0 = 2/pK, pK = ZK+1 - ZK, K — коэффициент преобразования ПАВ на k-м электроде, 1K = W1K/W0, K = Ga J(Z) exp[- j(/VM - 0)Z] dZ, (6) 2K = W2K/W0, W0 — максимальная апертура, W1K — -LK/перекрытие соседних электродов, W2K = W0 в случае, если используются холостые электроды, и W2K = W1K, где Ga — акустическая проводимость излучения на если холостые электроды не используются. частоте cинхронизма (см., например, [6]).

Журнал технической физики, 2002, том 72, вып. Теория и расчет гибридного резонаторного фильтра на поверхностных акустических волнах... Расчет распределения поверхностного тока на элек- Процедуру вычисления компонент P-матрицы ПАВ тродах J(Z) в самосогласованной постановке, т. е. с структуры, описываемую последовательным перемножеучетом краевых эффектов, конечной длины ВШП и нием соответствующих компонент согласно соотношеобратной реакции пьезоэлектрика, изложен в [7]. Соот- ниям (8)–(16), запишем в символической форме в виде ношения (3)–(5) можно записать в матричной форме N P(l, m) + F Pn(l, m ), (17) SK() P(1, 1) P(1, 2) P(1, 3) RK() n=RK+1() = P(2, 2) P(2, 2) P(2, 3) SK+1(). (7) IK() P(3, 1) P(3, 2) P(3, 3) U0 где N — номер последнего электрода ПАВ структу ры, а под знаком функции F Pn(l, m ) понимается Теперь P-матрица ВШП в целом может быть найдена вычисление последовательных произведений компонент последовательным перемножением P-матриц, описыва- матрицы согласно (8)–(16).

ющих каждый электрод. Приведенные соотношения позволяют рассчитывать Используя систему уравнений (3)–(5) с произвольны- входную проводимость ВШП в составе фильтра или ми коэффициентами, записанную для двух последова- резонатора с произвольно меняющимся периодом и тельно включенных ПАВ структур, нетрудно получить апертурой электродов вдоль структуры ВШП и реалькомпоненты суммарной P-матрицы ным распределением поверхностного тока (заряда) на электродах ВШП. Отметим, что входную проводимость P(s)(1, 1) =P(1)(1, 1) ВШП определяет элемент P(3, 3) суммарной P-матрицы ПАВ структуры.

+ P(1)(1, 2)P(2)(1, 1)P(1)(2, 1)/P0; (8) Расчет фильтров, использующих P(s)(1, 2) =P(1)(1, 2)P(2)(1, 2)/P0; (9) продольные резонансные моды P(s)(1, 3) =P(1)(1, 3) +P(1)(1, 2) P(2)(1, 3)+ модифицированным COM-методом + P(2)(1, 1)P(1)(2, 3) /P0; (10) Топология DMSF-фильтра [3] представлена на рис. 2.

Она включает один входной преобразователь — IDT–Aи P(s)(2, 1) =P(1)(2, 1)P(2)(2, 1)/P0; (11) два выходных преобразователя — IDT–Bи IDT–C, включенных параллельно. Отметим, что возможно использоP(s)(2, 2) =P(2)(2, 2) +P(2)(2, 1)P(1)(2, 2)P(2)(1, 2)/P0;

вание и одного выходного ВШП вместо двух. Для обес(12) печения оптимального режима возбуждения резонансP(s)(2, 3) =P(2)(2, 3) +P(2)(2, 1)/P(1)(2, 3) ных мод в полости резонатора по краям IDT–Bи IDT–C включены отражающие структуры RA–Bи RA–C.

+ P(2)(1, 3)P(1)(2, 2) /P0; (13) Расчет DMSF-фильтра будем проводить на основе модифицированного COM-метода. Эквивалентную акустоP(s)(3, 1) =P(1)(3, 1) +P(1)(2, 1) P(1)(3, 1) электрическую схему DMSF представим, рассматривая каждый ВШП в виде устройства с двумя электрическими + P(2)(1, 1)P(1)(3, 2) /P0; (14) и четырьмя акустическими входами (выходами), как это показано на рис. 3. К преобразователям IDT–A, IDT–B P(s)(3, 2) =P(1)(3, 2) +P(2)(1, 2) P(1)(3, 2) и IDT–C приложены потенциалы UA, UB, UC, через них текут токи IA, IB, IC соответственно. На преобразовате+ P(1)(2, 2)P(2)(3, 1) /P0; (15) ли IDT–A, IDT–B и IDT–C слева падают акустические волны с комплексными амплитудами RA1, RB1, RC1 и P(s)(3, 3) =P(1)(3, 3) +P(2)(3, 3) + P(1)(3, 2) P(2)(1, 3) +P(2)(1, 1)P(1)(2, 3) + P(2)(3, 1) P(1)(2, 3) +P(1)(2, 2)P2(1, 3) /P0, (16) где P0 = 1 - P(2)(1, 1)P(1)(2, 2); верхние индексы s, и 2 относятся соответственно к суммарной P-матрице, P-матрице ПАВ структуры, находящейся слева, и P-матрице ПАВ структуры, находящейся справа; ПАВ структурой может быть как отдельный электрод, так и группа электродов, для которой вычислена суммарная P-матрица. Рис. 2. Топология фильтра на продольных резонансных модах.

Журнал технической физики, 2002, том 72, вып. 86 В.Ф. Дмитриев Рис. 3. Эквивалентная акустоэлектрическая схема преобразователей DMSF-фильтра.

Рис. 4. Эквивалентная акустоэлектрическая схема DMSF-фильтра.

отражаются акустические волны с комплексными ам- цы P(1, 3), P(2, 3), P(3, 1), P(3, 2), P(3, 3) будут нулеплитудами SA1, SB1, SC1, а справа падают акустические выми.

волны с комплексными амплитудами SB2, SA2, SC2 и Заметим также, что P-матрица, описывающая зазор отражаются акустические волны с комплексными амплимежду ВШП и ОС (отражательной структурой) или тудами RB2, RA2, RC2 соответственно.

между двумя ВШП, может быть получена из соотноЗаписывая уравнения аналогичные уравнениям (3)–(5) шений (3)–(5) при условиях K = 0, U0 = 0, C2 = 0, для k-го электрода IDT–A-фильтра, а затем, выполrK = 0, WK = 0. В данном случае ненулевыми будут няя последовательное перемножение компонент матриц только элементы P-матрицы P(1, 2) и P(2, 1). Из рассогласно (8)–(16), получим компоненты матрицы PA, смотрения рис. 3 понятно, что RRB1 = RRB2 exp(- jd), описывающей преобразователь IDT–A, SRB2 = SRB1 exp( jd) и RRC1 = RRC2 exp(- jd), SRC2 = SRC1 exp( jd), где d — расстояние между ОС SA1() PA(1, 1) PA(1, 2) PA(1, 3) RA1() и ВШП. Тогда компоненты матрицы PBR, описывающей RA2() = PA(2, 2) PA(2, 2) PA(2, 3) SA2(). (18) преобразователь IDT-B с учетом отражающей структуры RA-B, можно записать как IA() PA(3, 1) PA(3, 2) PA(3, 3) UA Компоненты матриц PB и PC, описывающих преоб- SB1() PBR(1, 1) PBR(1, 2) PBR(1, 3) RB1() разователи IDT–B и IDT–C соответственно, вычислим RB2() = PBR(2, 2) PBR(2, 2) PBR(2, 3) SB2().

с учетом расположенных слева и справа отражаю- PBR(3, 1) PBR(3, 2) PBR(3, 3) IB() UB щих структур RA–B и RA–C. Преобразователь IDT–B, (19) включающий отражающую структуру RA–B, обозначим Аналогично можно получить компоненты матрикак IDT–RB, а преобразователь IDT–C, включающий цы PCR, описывающей преобразователь IDT–C с учетом отражающую структуру RA–C, обозначим как IDT–RC.

отражающей структуры RA–C, Принцип нахождения суммарных P-матриц преобразователей IDT–RB и IDT–RC продемонстрирован на SC2() PCR(1, 1) PCR(1, 2) PCR(1, 3) RC2() рис. 3. При нахождении последовательных произвеRC1() = PCR(2, 2) PCR(2, 2) PCR(2, 3) SC1().

дений компонент матриц отдельных электродов согласно (8)–(16) учтем, что для отражающих струк- IC() PCR(3, 1) PCR(3, 2) PCR(3, 3) UC тур K = 0, U = 0, C2 = 0, при этом элементы матри- (20) Журнал технической физики, 2002, том 72, вып. Теория и расчет гибридного резонаторного фильтра на поверхностных акустических волнах... фильтра с двумя последовательно включенными звеньями приведена на рис. 6. Отметим, что фильтр имеет четыре полюса входной проводимости.

В соответствии с требуемой полосой рабочих частот фильтра в качестве материала пьезоподложки был выбран 36 LiTaO3 [1]. Основные параметры топологии фильтра следующие: апертура ВШП 45 0; полупериод преобразователей IDT–A, IDT–B, IDT–C одинаков и равен 10.3 µm; преобразователь IDT–A состоял из электродов, преобразователи IDT–B и IDT–C состояли из 27 электродов каждый, отражающая структура RA–B состояла из 130 электродов, а RA–C — из 90 электродов.

Рис. 5. Эквивалентная электрическая схема DMSF-фильтра.

В качестве электродов преобразователей и отражающей структуры использовалась четырехслойная структура.

Непосредственно на пьезоподложку магнетронным расОкончательно с учетом проведенных преобразований пылением в вакууме наносился подслой ванадия толэквивалентную схему DMSF-фильтра представим в виде, щиной 0.01 µm, затем последовательно слой алюминия показанном на рис. 4.

Pages:     || 2 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.