WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 |   ...   | 8 | 9 || 11 | 12 |   ...   | 18 |

2.10.3. Точность систем при отработке гармонических сигналов Каждый командный сигнал может быть разложен либо в дискретный (ряд Фурье для периодической функции времени), либо в непрерывный спектр гармоник (интегральное преобразование Фурье). Для того, чтобы воспроизвести командный сигнал с малыми искажениями, необходимо точно воспроизвести хотя бы существенные гармоники этого спектра. В интервале этих существенных частот амплитудно-частотная характеристика замкнутой системы (АЧХ) должна быть близка к единице, а фазочастотная (ФЧХ) - к нулю (рис. 2.52). При этом, естественно, полоса пропускания системы должна быть заведомо шире спектра командного сигнала.

Для оценки величины рассмотрим спектральную плотность сигв нала (спектр мощности):

SV()=V(j)V(-j)=V(i). (2.10-25) Ф{v(t)} = V( j) Wvy ( j) B Рис. 2.52. Спектральная характеристика командного Ф{v(t} Wvy () сигнала и АЧХ системы Полная энергия сигнала определяется выражением ЕV = S( )d. (2.10-26) Величину В целесообразно выбрать так, чтобы площадь под кривой S() на интервале частот [0,В ] составляла не менее 90% от площади под этой кривой во всём диапазоне частот от нуля до бесконечности (рис. 2.53).

S () в Рис. 2.53. К обоснованию выбора величины В Применительно к структурной схеме, приведённой на рис. 2.41, для которой частотная функция от командного сигнала к ошибке имеет вид W ( j) =, (2.10-27) v 1+ W ( j) этим требованиям соответствует неравенство <, 0 < В, (2.10-28) 1+ W ( j) где - некоторая заданная величина. В рассматриваемом диапазоне частот обычно. Поэтому неравенство (2.10-28) будет всеW ( j ) >> гда выполняться, если. (2.10-29) < - 1 + W ( j ) Отсюда следует 1+ W >. (2.10-30) Таким образом, для точного воспроизведения командного сигнала требуется, чтобы в спектре частот от 0 до В выполнялось условие W >. (2.10-31) Обычно принимают: = 0.05 0.1. Применительно к ЛАЧХ неравенство (2.10-31) превращается в требование того, чтобы в диапазоне 0 < В выполнялось условие W ( j)дБ > (26 20)дБ. (2.10-32) 2.10.4. Связь между логарифмическими амплитудно-частотными характеристиками и качеством переходных процессов в САУ Между частотными и временными характеристиками систем существует однозначная взаимозависимость. Особенно много внимания уделялось этому вопросу в те времена, когда вычислительная техника была недоступна рядовому инженеру, и он должен был судить о свойствах разрабатываемых систем, пользуясь только косвенными оценками.

Часть таких методик косвенных оценок качества по частотным характеристикам представляет интерес и в настоящее время. На эту тему имеется обширная учебная литература. В настоящем пособии затрагивается один фрагмент из этих методик, который позволяет достаточно просто связать качество временных процессов в замкнутых системах с видом амплитудно-частотных логарифмических характеристик соответствующих разомкнутых систем. Здесь следует отметить, что дальнейшее содержание параграфа относится лишь к так называемым неминимальнофазовым системам, то есть к таким, передаточные функции которых не содержат ни нулей, ни полюсов с положительной вещественной частью.

Весь диапазон частот при рассмотрении ЛАЧХ (рис. 2.54) разбивают на три поддиапазона:

1) Область низких частот [0 < ]. Этот диапазон определяет в н значительной мере точность воспроизведения "медленно" меняющихся воздействий. В этом диапазоне в соответствии с результатами, полученными в предыдущем разделе, должно быть выполнено условие:

26дБ, если = 0.05;

L() 20lg = (2.10-33) 34дБ, если = 0.02.

Кроме того, вид ЛАЧХ в этой области указывает на порядок астатизма и статическую или кинетическую точность системы. Наклон низкочастотной асимптоты равен - 20 дБ/дек., где - порядок астатизма.

Ширина интервала [0, ]позволяет найти ширину спектра частот н управляющих воздействий, воспроизводимых системой без каких-либо значительных искажений и позволяет судить о том, какие воздействия для рассматриваемой системы можно считать медленно изменяющимися.

2) Диапазон средних частот [, ]– определяет запасы устойчивости н к и качество системы при воздействии типа ступенчатой функции. В этом интервале находится частота среза, позволяющая оценить время рес гулирования:

tр (3 4). (2.10-34) с Частота среза примерно равна собственной частоте замкнутой с системы (частоте, где у замкнутой системы может быть некоторый резонанс).

W ( j) дБ -20дБ/дек н с к Рис. 2.54. Типовая ЛАЧХ Для удовлетворительного качества переходных процессов необходимо, чтобы ЛАЧХ на этом интервале имела наклон -20дБ/дек, а длина этого интервала примерно равнялась 1дек. На этом интервале определяются запасы устойчивости системы. Рекомендуемые значения этих запасов составляют примерно 10дБ по модулю и 350 - 400 по фазе.

3) Интервал высоких частот > c. Этот интервал примерно соответствует W( j) -16 дБ. На этот интервал приходятся сопрягающие дБ частоты, пренебрежение которыми не оказывает существенного влияния на качество переходных процессов.

ПРИМЕР 2.10-2.

Дана система с передаточной функцией k 1+ T1p W (p) =.

p3 1+ T2p Это система с астатизмом третьего порядка. На рис.2.55 представлена её логарифмическая амплитудно-частотная характеристика. Цифрами 1, 2, 3 обозначены соответственно области низких, средних и высоких частот.

L -60 дБ/дек ум ув mз -20 дБ/дек mз н 1/Т 1/Т 1 ср -60 дБ/дек -- з -Рис. 2.55. Иллюстрация к примеру 2.10-2.10.5. Соотношение масштабов во временной и частотной областях 1. Если функция f (t) преобразуема по Фурье, F( j) = Ф{f (t)} - ее преобразование по Фурье и a - положительное вещественное число, то справедливо равенство t Ф = aF ( j ). (2.10-35) f a.

Докажем, это. Прямое преобразование Фурье выражается формулой - j t F ( j ) = f (t ) dt (2.10-36) e Введем новые переменные t = t a, =. Тогда a t 1 t - ja a F ( j a ) = f dt, e a a откуда t t - ja a aF ( j a ) = f dt e a и равенство (2.10-35) доказано.

Таким образом, при растяжении (сжатии) в "а" раз графика функции f (t) вдоль оси времени, график модуля спектральной характеристики F( j), во-первых, сжимается (растягивается) вдоль оси частот в "а" раз и, во-вторых, увеличиваются (уменьшаются) в "а" раз его значения.

Известно, что чем короче импульс, тем шире его спектр.

2. Изображение по Фурье от переходной функции h(t) системы с передаточной функцией W (p) имеет вид W ( j) H( j) =, (2.10-37) j поэтому сама функция h(t) может быть определена с помощью обратного преобразования Фурье:

+ 1 W( j ) jt h(t ) = d. (2.10-38) e 2 j По аналогии с пунктом 1 введем новые переменные t =t a, =, a и, подставив их в (2.10-38), получим:

+ + t t 1 W ( ja ) 1 W ( ja ) ja jt a h = da = d.

e e a 2 ja 2 j - (2.10-39) Таким образом, если частотная характеристика системы, получается путем сжатия (или растяжения) вдоль оси частот частотной характеристики некоторой исходной системы (рис. 2.56), то ее переходная функция соответственно растягивается (или сжимается) вдоль оси времени.

t WWW Рис. 2.56. Связь между изменением полосы пропускания системы и длительностью её переходной функции 2.11.Интегральные критерии качества с позиций общности задач оптимального и модального синтеза При рассмотрении качества систем управления большое место занимает группа интегральных критериев качества. Они достаточно полно изложены в обширной литературе по теории автоматического регулирования и управления. Это – интегралы от координат вектора состояния, вектора управления, ошибки регулирования. Интегральные показатели, или критерии качества непосредственно выходят на синтез оптимального управления. При этом под оптимальностью понимается минимум какого-либо интегрального критерия. Наиболее простой из них – это интеграл от квадрата ошибки отработки командного сигнала на бесконечном интервале времени J0 = (t)dt. (2.11-1) t =Однако, как показала практика, стремление к минимизации такого критерия приводит к чрезмерной колебательности переходных процессов. В связи с этим стали усложнять функционал. Так например, кроме квадрата ошибки с целью уменьшения выбросов в переходных процессах в функционал стали вводить квадрат от её производной & J1 = (t) + c1 (t))dt. (2.11-2) (ct =Кроме этого, оказалось полезным учитывать величину управляющего воздействия:

& J2 = (t) + c1 (t) + c u2(t))dt. (2.11-3) (c0 U t =Различные исполнения системы в некоторых случаях стало удобным сравнивать по величине соответствующих интегральных показателей. Такой анализ неизбежно стал перерастать в синтез оптимального управления с различными интегральными критериями. В одной из наиболее общих форм интегральные критерии, используемые оптимальном синтезе, записывают в виде:

r r r r r r T T T J = (t)Q x(t) + 2x (t)Q u(t) + u (t)Q u(t))dt. (2.11-4) (x X XU U Возникло целое направление в теории оптимальных систем – аналитическое конструирование регуляторов (АКР). Был разработан специальный математический аппарат, обеспечивающий расчёт управления, которое минимизирует функционал вида (2.11-4).

Однако, возникла очередная проблема, - проблема выбора значений элементов матриц Q, Q, Q в соответствующих квадратичных X XU U формах. Эту задачу в общем виде формализовать не удалось до сих пор. В то же время, при проектировании систем выявилась важная закономерность: эталонные процессы, к которым притягивается движение в системе, должны соответствовать структуре управляемого объекта. Это означает, что уравнения эталонной системы, отображённой на рис. 2.46, должны иметь такой же вид, как и уравнения объекта. Поэтому в качестве эталонной системы можно выбрать систему того же порядка, что и объект, но с собственными числами, а значит, и с характеристическим полиномом, отвечающими требованиям, предъявляемым к замкнутой системе.

Рассмотрим способ формирования ошибки, характеризующей E отклонение некоторой конкретной системы от эталонной. Пусть эталонная система n однородных дифференциальных уравнений первого порядка приведена к одному дифференциальному уравнению n -го порядка:

n n-1) x( ) + x( +... + x(1) + x = 0. (2.11-5) Э 1 Э n-1 Э n Э В левую часть равенства (2.11-5) вместо координаты x подставим Э одну из координат вектора состояния объекта. Скорее всего, при этом равенство нулю нарушится. Получаем уравнение невязки:

n n-1) x( ) + 1x( +... + x(1) + x =. (2.11-6) Об Об n-1 Об n Об E Переменная характеризует отклонение процессов объекта от этаE лонных. Она равна нулю на интервале времени t = [0,) только лишь в том случае, когда процессы в объекте или в проектируемой системе полностью тождественны процессам в эталонной системе.

Учтём уравнение объекта r r r & x(t) = Ax(t) + Bu(t) (2.11-7) и приведём уравнение (2.11-6) к такому виду, чтобы в него входили r r только координаты векторов состояния x и управления u :

q x1(t) + q x2(t) +... + q x (t) + x1 x 2 xn n (2.11-8) q u1(t) + q u2(t) +... + q u (t) = (t).

u1 u 2 unu nu E Это уравнение, используя очевидные обозначения, можно записать иначе:

r r r r T T q x(t) + q u(t) = (t). (2.11-9) x u E В соответствии с введённой текущей ошибкой (t) может быть испольE зован интегральный критерий качества (функционал) J = (t)dt. (2.11-10) E Квадрат ошибки можно записать с помощью квадратичных форм:

r r r r r r r r r r T T T T T q q q q q q x(t) x(t) x(t) x(t) 2 x x x x x u = = r r r r r r r r r r E q qT T u(t), u(t) q q u(t) u(t) q q u u u x u u (2.11-11) где q q ux q q r r ux q = ; q =. (2.11-12) x u L L q q u nu xn Обозначив r r r r r r T T T Q = q q ; Q = q q ; Q = q q, (2.11-13) X x x U u u XU u u в итоге получаем критерий (2.11-4).

В связи с тем, что порядки уравнений объекта и эталонной системы совпадают, в результате оптимального синтеза удастся найти оптимальное управление, при котором минимум функционала окажется равным нулю. Так как при этом для процессов в системе с оптимальным управлением окажется выполнимым равенство (2.11-6) при = 0, то E полученная система будет иметь характеристический полином n n- () = () = + +... + + (2.11-14) C Э 1 n-1 n и, следовательно, собственные числа синтезированной системы совпадут с собственными числами эталона.

Таким образом, результаты АКР при таком подходе обеспечивают не только минимум критерия (2.11-4), равный нулю, но и позволяет получить систему с желаемыми собственными числами. Поскольку связь переходных процессов с собственными числами (модами) системы более очевидна и непосредственна, модальный синтез часто оказывается предпочтительнее метода АКР, тем более, что алгоритм модального синтеза существенно проще алгоритмов АКР.

ПРИМЕР 1. Для иллюстрации изложенного рассмотрим объект, представленный на рис. 2.9. Уравнения объекта имеют вид:

& x1(t) = x2(t);

& x2(t) = -2x2(t) + x3(t); (2.11-15) & x3(t) = -x3(t) + u(t).

Пусть эталонная система (эталонный процесс) определяется уравнением x(3)(t) + x(2)(t) + x(1) + x (t) = v(t), (2.11-16) Э 1 Э 2 Э 3 Э соответствующим желаемым собственным числам. Из этого уравнения видно, что при постоянном командном сигнале v = v0 = const в статике lim(x (t)) = x = v0. (2.11-17) Э Э уст t Подставив в левую часть равенства (2.11-16) координату объекта x1(t) и получим уравнение невязки:

( ( ( (t) = x13)(t) + x12)(t) + x11)(t) + x1(t). (2.11-18) E 1 2 Заменим производные от координаты x1 на координаты вектора состояния объекта с учётом уравнений (2.11-15):

( x11) = x2;

( ( x12) = x21) = -2x1 + x3; (2.11-19) ( ( ( x13) = -2x21) + x31) = 4x2 - 3x3 + u.

В результате уравнение невязки принимает вид (t) = x1(t) + (4 - 2 + )x2(t) + ( - 3)x3(t) + u(t), (2.11-20) E 3 1 2 откуда получаем:

r q = - 2 + ; q = 1. (2.11-21) x 1 2 u - Теперь в соответствии с (2.11-13) могут быть вычислены матрицы Q, X Q, Q и получен функционал (2.11-4) для использования при решении U XU задачи АКР.

Pages:     | 1 |   ...   | 8 | 9 || 11 | 12 |   ...   | 18 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.