WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

 

На правах рукописи

МИЩЕНКО ВЛАДИСЛАВ АЛЕКСЕЕВИЧ

ТЕОРИЯ, СПОСОБЫ И СИСТЕМЫ  ВЕКТОРНОГО

И ОПТИМАЛЬНОГО ВЕКТОРНОГО УПРАВЛЕНИЯ 

ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

Научная специальность:

05.09.03. - Электротехнические комплексы и системы

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени

доктора технических наук

Москва

2010 г.

Работа выполнена в ОАО «Авиационная электроника и коммуникационные

системы»  Государственной корпорации «Ростехнологии».

Официальные оппоненты:

Заслуженный деятель науки  РФ,

Доктор технических наук, профессор Онищенко Георгий Борисович 

Доктор технических наук, профессор Попов Борис Николаевич

Доктор технических наук, профессор Слепцов Владимир Владимирович

Ведущая организация:  ОАО  «Научно-исследовательский,  проектно-

  конструкторский и технологический институт

  электромашиностроения» (НИПТИЭМ)

Защита состоится  «01» июня 2010 г. в 11 часов на заседании

Диссертационного совета Д212.125.07  Московского авиационного института

(Государственного технического университета) МАИ

по адресу:, г. Москва, Волоколамское шоссе, д.  4, корпус 3

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке МАИ

  Отзывы на автореферат  в двух экземплярах с подписями, заверенными печатью, просим направлять на имя ученого секретаря Диссертационного совета по адресу:

125993, г. Москва, Волоколамское шоссе, д. 4

 

  Автореферат разослан

 

  "____" _____________ 2010 г.

Ученый секретарь

Диссертационного Совета 

Д.212.125.07  к.т.н., доцент Кондратьев Александр Борисович

Общая характеристика работы

Актуальность. Современное серийное производство и широкое применение электроприводов переменного тока с векторным управлением являются результатом длительного и сложного этапа становления векторного управления как самостоятельного научного направления, дальнейшее мировое развитие которого на долгосрочную перспективу относится к основным проблемам  теории и практики регулируемых электроприводов,  электротехнических комплексов и систем.

Несмотря на длительное развитие в XX веке асинхронных электроприводов с частотным управлением и вентильных электроприводов, лишь в начале XXI века многие ранее исследованные, но трудно реализуемые принципиально новые пути повышения точности, диапазонов регулирования скорости, быстродействия и энергетической эффективности бесконтактных регулируемых электроприводов стали востребованы и получили мощный импульс развития. Это вызвано появлением  и быстрым обновлением поколений принципиально новой элементной базы автоматизированного электропривода – специализированных для электроприводов высокопроизводительных однокристальных микроконтроллеров, быстродействующих интеллектуальных транзисторных ключей (IGBT-модулей) и трехфазных транзисторных преобразователей на их основе, используемых для регулирования скорости электродвигателей переменного тока в широком диапазоне мощностей.

В связи с этим в настоящее время особенно актуальной становится проблема  создания научной методологии векторного управления,  включающей теорию, методы синтеза, законы, способы и системы векторного управления транзисторными электроприводами с микропроцессорным управлением, обладающими все большей эффективностью по  точности и быстродействию регулирования скорости при оптимальном использовании энергетических и динамических возможностей электродвигателей в предельно высоких диапазонах изменения момента и скорости.

Теоретической основой векторного  управления являются теория двух реакций Блонделя-Парка, координатные преобразования дифференциальных уравнений Парка, теория электромеханических преобразователей, развитая  в трудах  R. Doherty, C. Nickle, Г.Крона, Ч. Конкордиа, E.Кларка, Е.Я. Казовского, А.А. Горева, Р. Рюденберга, Б.А. Адкинса, К.П. Ковача, И. Раца, Д.Уайта, Г.Вудсона, И.П. Копылова, А.В. Иванова-Смоленского и других. 

В начале 60-х годов в ФРГ (AEG) предложено частотно-токовое управление асинхронным двигателем с регулированием частоты тока и частоты скольжения,  вытесненное за рубежом в конце 60-х–начале 70-х годов регулированием вектора тока в координатах вектора потокосцепления с реализацией координатных преобразований уравнений Парка (работы K.Hasse, патенты «Siemens» на систему «Transvektor» F. Blaschke, статьи F. Blaschke, H.Ripperger, H.Steinkonig, W.Flotter и других).

Однако асинхронные приводы, реализованные как по принципу ориентирования вектора тока по измеренному полю в системе «Transvektor», так  и по способу частотно-токового управления  с регулированием частоты тока и частоты скольжения, распространенному в нашей стране в 70-90-е годы, уступают по точности регулирования приводам постоянного тока и вентильным приводам  с диапазоном регулирования скорости 1000 и не применимы для более высоких диапазонов 10000 и выше. 

Развитие точного машиностроения и специальной техники выдвинуло задачи, связанные с необходимостью достижения максимальной надежности  электроприводов для необслуживаемого функционирования автоматических комплексов при высокой точности регулирования скорости бесконтактных электродвигателей в диапазонах от 10000 до 106 ÷108. При этом требуется минимизировать массу, габариты, стоимость и энергозатраты  как высокоточных приводов, так  и общепромышленных

приводов для большинства отраслей промышленности,  для  электротранспорта.

Многие научные исследования, публикации, изобретения и промышленные разработки в передовых странах за последние 30 лет направлены на решение этих задач с широким конкурентным развитием асинхронных приводов, синхронных приводов с возбуждением от постоянных магнитов, вентильных и индукторных приводов.

Предпочтение по надежности, стоимости и технологической подготовленности массового серийного производства двигателей в большинстве отраслей получил асинхронный электропривод. Однако известные способы управления  не обеспечивали асинхронному приводу  конкурентоспособность в точном машиностроении, а синхронные приводы с постоянными магнитами требуют развития способов управления  для возрастающих требований по быстродействию, точности и диапазонам  регулировании момента и скорости. В связи с этим актуальной становится проблема создания новых способов управления, методов синтеза систем управления и методов оптимизации регулировочных, динамических и энергетических свойств  асинхронных  и синхронных электроприводов с  точным регулированием момента и скорости.

Решению проблем высокоточного асинхронного электропривода, в том числе для робототехники и станкостроения,  с начала 70-х годов посвящены разработки автора настоящей работы по созданию  теории, способов и систем векторного управления. Предлагаемое автором направление отличается от систем типа «Trans-vektor» и систем частотно-токового управления новым - фазовым принципом управления моментом в динамике, способами векторного управления фазой тока, что защищено автором многими патентами, в том числе в РФ, ФРГ, США, в других странах. В отличие от многих  вариантов устройств и систем эти способы имеют наиболее общий для широкого класса приводов комплекс принципиально новых отличительных свойств, относящихся  к научной  методологии векторного управления.

Решению задач и разработке многих вариантов систем векторного управления посвящены изобретения и научные публикации К. Hasse, F. Blaschke,  R. Jtten, W.Fltter, H. Ripperger, G. Pfaff, A. Wick, G. Kaufman, L. Garces, T. Barton,  D. Novotny, T. Lipo, V. Stefanovic, R. Gabriel, C. Schauder, D. Naunin, K. Nordin, K. Bayrer, W. Leonhard,  R. Lorenz, M.Depenbrock, T. Matsuo,  M. Matsumoto, Katsuo Kobary, Hiroshi Ishida,  S. Morimoto, T. Ohtami и многих других. Ведущие компании мира серийно производят приводы и микроконтроллеры с векторным управлением.

Научные труды Г.Б. Онищенко, В.И. Ключева, В.А. Шубенко, O.B. Слежановского, Н.Л.Архангельского, И.И. Эпштейна, А.Д. Поздеева, А.Е. Козярука, В.А. Дартау, В.В. Рудакова, В.В. Слепцова, Н.И. Мищенко,  А.Б. Виноградова и других способствовали становлению и применению в нашей стране векторного управления электроприводами в разных областях техники.

Актуальность создания научной методологии векторного управления обусловлена многими нерешенными проблемами высокоточного регулирования момента и скорости, связанными с неопределенностью параметров, законов и способов управления  полем  и моментом, с отсутствием способов совместимой оптимизации статики и динамики для достижения предельных энергодинамических возможностей. 

Особую актуальность приобретает создание фазового принципа управления  моментом, отыскание оптимальных фазовых законов при магнитном насыщении,  векторные методы синтеза замкнутых по скорости систем регулирования с диапазонами регулирования скорости выше 10000,  электроприводов без датчика скорости,  а также систем воспроизведения момента с форсировками момента в диапазонах до 4-8-кратных, с максимальной выходной мощностью при ограничении тока и потерь.

Цель работы.

Целью работы является качественное повышение быстродействия, точности, диапазонов регулирования скорости и энергетической эффективности электроприводов переменного тока по сравнению с известными способами  управления.

  Для достижения указанной цели в работе решается проблема создания научной методологии векторного управления, включающей физико-математические основы и фазовый принцип  векторного управления, векторные методы синтеза и оптимизации управления полем и моментом, векторную теорию асинхронного двигателя, фазовые законы, способы и системы векторного и оптимального векторного управления высокоточными быстродействующими приводами переменного тока на основе асинхронных двигателей и синхронных двигателей на постоянных магнитах  с датчиком скорости и без датчиков, связанных с двигателем.

Цель работы и проблема методологии векторного управления обусловлены  практическими задачами, решаемыми автором при создании высокоэффективных приводов по государственным программам и гособоронзаказам в 1970-2000-х  годах.

Для достижения цели поставлен и решен комплекс теоретических задач инвариантного векторного управления динамикой с фазовым принципом управления током и полем по найденным в полярных и декартовых координатах законам фазовых смещений векторов токов и потокосцеплений  в новых способах  и системах управления, оптимальных по комплексу энергетических  и динамических критериев.

Методы исследования. В основу предлагаемой методологии векторного управления положены опыт и результаты разработок автора по заказам промышленности в направлении создания транзисторных асинхронных электроприводов с диапазонами регулирования скорости выше 10000 с полосой пропускания  выше 300 Гц.

При создании методологии использованы методы описания электромагнитных переходных процессов, известные  из теории электромеханических преобразователей, и методы теории автоматического управления: метод пространства состояний, метод аналитического конструирования регуляторов, аналитические методы оптимизации, метод координат, методы синтеза систем подчиненного регулирования.

Использованы частотные методы оптимизации асинхронного электропривода, в том числе, методы, ранее разработанные автором: в 60-е годы- метод оптимизации частотно-управляемого асинхронного электропривода по минимуму тока и по минимуму потерь при магнитном насыщении  асинхронного двигателя, и в 70-е годы - метод определения оптимальной частоты и оптимального потока по критерию максимума выходной мощности при ограничении потерь в асинхронном двигателе.

Научная новизна.

1. Научная новизна полученных результатов заключается в том, что создан фазовый принцип векторного управления электроприводами переменного тока с регулированием фаз и взаимных фазовых смещений электромагнитных векторов, обеспечивающий инвариантное управление моментом, оптимальное управление полем и высокоточное регулирование скорости с подтверждением мировой новизны комплекса основных способов векторного управления  патентами автора в  РФ, США, ФРГ, Англии, Франции, Швеции, Швейцарии по отношению к мировому уровню,  к системе «Трансвектор» и к способу частотно-токового управления.

2. Впервые были созданы высокоточные транзисторные асинхронные электроприво-

ды с векторным управлением  с диапазоном регулирования скорости 10000, 20000, удовлетворяющие требованиям по точности, быстродействию и стабильности регулировочных характеристик при подтверждении наибольшей эффективности в сравнительных испытаниях  приводов постоянного и переменного тока для роботов и станков, чем доказана возможность применения асинхронного привода для высокоточных систем воспроизведения движения взамен другим типам приводов.

3. Предложен векторный метод управления взаимными фазовыми смещениями моментообразующих векторов электромеханического преобразователя в полярных и декартовых координатах с регулируемой фазой синхронизации без измерения поля.

4. Создана методология векторного управления, включающая развитие теории электромеханических преобразователей и третий закон электромеханики, векторные методы синтеза и оптимизации систем векторного управления, векторную теорию асинхронного электродвигателя, фазовые законы, комплекс способов и систем векторного и оптимального векторного управления электроприводами переменного тока с датчиком скорости и без датчика скорости, методы построения систем адаптивно-оптимального многозонного векторного управления и методы достижения предельных энергодинамических характеристик электроприводов переменного тока.

5. Разработаны новые теоретические положения и новые, защищенные патентами способы векторного управления синхронным электродвигателем с возбуждением от постоянных магнитов, позволяющие повысить точность, быстродействие и диапазоны регулирования скорости микропроцессорных синхронных электроприводов.

6. Разработана математическая основа  векторного управления в различных  координатах ориентации, способ и система векторной ориентации и векторного мониторинга «Векторинг» по измеренным токам и напряжениям,  сформулированы основные направления  перспективного развития микропроцессорных электроприводов на основе асинхронных и синхронных  электродвигателей с оптимизацией энергодинамических качеств приводов для высокоточных систем воспроизведения движения.

  Практическая значимость.

  Созданная методология векторного управления позволяет разработчикам микропроцессорных систем управления  повысить точность, быстродействие, диапазоны регулирования  и  энергодинамические качества перспективных электроприводов.

  Предложенные в работе теория и способы векторного управления применимы в качестве математической основы для разработки алгоритмов и управляющих программ микропроцессорных систем приводов переменного тока в различных вариантах как с датчиком скорости, так и в высоконадежном исполнении без датчика.

  Результаты исследований данной работы внедрены в промышленных разработках,  выполненных автором в  70-90-е годы и в 2000-е  годы:

-  первые многокоординатные асинхронные электроприводы с векторным управ-

лением для универсальных и сборочных роботов,

- асинхронные электроприводы сварочных автоматов и сварочных роботов,

- асинхронные электроприводы механизмов подачи прецизионных металлообра-

батывающих станков,

- электроприводы и системы управления  подачи основы для ткацких станков,

-  электроприводы для специальных быстродействующих следящих систем,

- асинхронные электроприводы для электромобилей и электробусов, 

- комплектный асинхронный электропривод и система автоматического управле-

  ния для  корабельных технических комплексов (завершенные ОКР  внедрены в

  серийном производстве и поставке корабельных асинхронных электроприводов).

  Достоверность полученных результатов.

  Основные результаты теоретических исследований подтверждены многими результатами экспериментальных исследований статических и динамических характеристик разработанных асинхронных электроприводов, совпадением расчетных зависимостей с экспериментальными данными и  осциллограммами, а также результатами промышленных испытаний электроприводов на нескольких  видах технических комплексов в разных отраслях: в робототехнике, в станкостроения, в электромобилях,  в корабельных технических комплексах для военно-морского флота, что подт-верждено  актами и протоколами испытаний.

  Апробация работы.

  Результаты исследований  и разработок докладывались на научно-технических конференциях по проблемам развития асинхронных электроприводов в 60-90 годы.

  Основные результаты диссертационной работы докладывались на V Международной (16 Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП-2007  в Санкт-Петербурге в  2007 г.,  на  4-х Международных конференциях и Российской научной школы «Системные проблемы надежности в инновационных проектах» «Инноватика-2006»,  «Инноватика-2007», «Инноватика-2008», «Инноватика-2009», на научных советах ФГУП НПП «ВНИИЭлектромеханики им. А.Г. Иосифьяна (2002 г.), кафедры электропривода МЭИ (2003 г.), ОАО «Электропривод» (2006 г.), кафедры 310 Московского авиационного института (2008 г.). 

  Результаты разработок демонстрировались на международных выставках в  Москве в 1977 году «Электро-77», в 2000 г. «Электро-2000», в 1994 году в Вашингтоне на выставке «Технологии из России». 

Публикации.

Основное содержание диссертационной работы опубликовано в 47 научных трудах и изобретениях, в том числе,  в одноименной монографии 2002 года,  8 статьях в журналах, рекомендованных ВАК РФ, в том числе, в журналах «Электротехника» 2004-2008 годов,  в 9 патентах РФ и 8 зарубежных патентах автора на комплекс способов и систем векторного управления,  выданных США, ФРГ, Англией, Францией, Швецией, Швейцарией в 1988-1993 годах. 

Структура и объем работы.

Диссертационная работа состоит из введения, восьми глав, заключения с выводами по работе и списка литературы. Общий объем работы составляет 315 страниц, в том числе,  298 страниц текста диссертации, включая 91 рисунок и 500 математических формул и уравнений. Список  литературы состоит из 193 наименований.

  На защиту выносятся.

1. Методология векторного управления, включающая векторный метод управления,  методы синтеза законов, способов и систем векторного управления, векторные методы оптимизации режимов электроприводов переменного тока на основе сформулированного третьего закона электромеханики и фазового принципа управления моментообразующими векторами, обеспечивающего инвариантное управления моментом и оптимальное изменение поля при насыщении магнитопровода двигателя. 

2. Векторная теория асинхронного двигателя, включающая теорию векторных взаимодействий в восьми системах координат, фазовые и векторные уравнения статики и динамики асинхронного электродвигателя при насыщении магнитопровода, фазовые зависимости изменений индуктивностей при насыщении и фазовые ограничения.

3. Фазовые законы  оптимального векторного управления режимами управления полем и моментом асинхронного двигателя при насыщении магнитопровода, позволяющие реализовать предельные динамические и энергетические возможности асинхронного привода в системах адаптивно-оптимального векторного управления при впервые установленных условиях фазовой устойчивости управления моментом.

4. Фазовый закон по критерию максимума момента при  заданном токе, для достижения которого оптимальный угол фазового смещения  вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора необходимо изменять в функции момента от 45 до 70, относительно потокосцепления в зазоре от 43 до 60, при этом синфазный и ортофазный токи форсируются обратно пропорционально  отношению момента к текущей величине потокосцепления, а установившийся ток намагничивания пропорционален корню квадратному из величины момента.

5. Впервые установленные пределы изменения магнитного потока, насыщения и

  максимального момента для асинхронного двигателя.

6. Патентно-защищенные способы и системы векторного управления асинхронным электроприводом в полярных и декартовых координатах, отличающиеся от способа частотно-токового управления управлением  фазовым смещением тока в динамике и третьей - динамической составляющей частоты тока, обеспечивающих повышение диапазона регулирования  скорости выше 10000, полосу пропускания до 300-500 Гц.

7. Системы 6-зонного адаптивно-оптимального векторного управления асинхронным электроприводом, существенно повышающие максимальный момент (до 30-70%), выходную мощность (до 40%) и  диапазоны точного регулирования момента и скорости выше 10000.

8. Способы векторного управления синхронным двигателем с возбуждением от

постоянных магнитов с датчиком скорости и без датчика скорости, повышающие точность регулирования момента и диапазон регулирования скорости при повышении энергетической эффективности по максимальному моменту и мощности.

9. Способ векторной ориентации тока и система векторного мониторинга «Векторинг», позволяющие по измеренным токам и напряжениям определять векторы потокосцеплений, в том числе,  при насыщении магнитопровода, и реализовывать векторные наблюдатели в системах приводов без датчика скорости.

10. Результаты промышленных разработок асинхронных электроприводов и технических комплексов, внедренных  в нескольких отраслях промышленности.

Содержание работы.

Введение посвящено актуальности проблемы, предыстории исследований, обзору зарубежного и отечественного вклада в теорию и практику высокоточных систем регулирования электроприводов переменного тока. Сформулированы цель работы, проблема и задачи исследований, научная новизна основных результатов работы.

  В первой главе предложено развитие теории управляемого электромеханического  преобразователя в направлении проблем управления полем и моментом.

Целью работы  является качественное повышение быстродействия, точности, диапазонов регулирования скорости и энергетических показателей электроприводов переменного тока по отношению к известным способам управления.

Для достижения этой цели требуется решение проблемы создания научной методологии  векторного управления, включающей комплекс задач инвариантного управления моментом,  оптимального управления полем,  векторные методы синтеза новых законов, способов и систем управления для решения сформулированной проблемы двух неопределенностей: динамической неопределенности фазовых смещений моментообразующих векторов и энергетической неопределенности насыщения магнитопровода при изменении момента и скорости.

При изменении момента и скорости  проблема двух неопределенностей не имела совместимых  решений для динамики и статики, что потребовало создания методологии, основанной на фазовом принципе управления током, полем и моментом.

В работе использованы термины и определения,  введенные автором в опубликованных зарубежных патентах на способы управления [23-30].

Термин «векторное управление» определен как управление фазами,  взаимными фазовыми смещениями и модулями моментообразующих  векторов токов и потокосцеплений электродвигателя из условия воспроизведения электромагнитного момента как произведения трех управляемых переменных – модулей двух моментообразующих векторов и синуса фазового угла между ними.

Целью векторного управления является инвариантное управление моментом за счет взаимного позиционирования векторов состояния путем управления углом фазового смещения регулируемого вектора по определенному закону относительно регулируемой фазы синхронизации, соответствующей фазе ориентирующего вектора. Ориентирующим вектором назван вектор состояния двигателя, абсолютная фаза которого регулируется в системе управления в функции требуемого момента и текущей скорости и является фазой синхронизации векторного управления моментом. 

Закон векторного управления определен как взаимосвязь углов взаимного фазового смещения  и модулей моментообразующих векторов с требуемым моментом.

Способ векторного управления определен как совокупность последовательных

действий и операций над режимными физическими параметрами электродвигателя:

фазами, частотами и амплитудами токов и потокосцеплений, обеспечивающими воспроизведение требуемого момента и точное регулирование скорости.

Закон и способ векторного управления  относятся к основным исходным усло-виям синтеза систем векторного управления электроприводами.

При векторном управлении основной задачей является воспроизведение момента с требуемой точностью и быстродействием, что теоретически наиболее просто разрешимо при постоянстве модуля потокосцепления ротора. В этом случае процессы управления в приводе  характеризуют собственно векторное управление.

Под оптимальным векторным управлением понимается выполнение условий воспроизведения момента в динамике при достижении экстремума целевой функции,  характеризующей  энергетические  и  динамические качества электропривода

при изменении потокосцеплений,  насыщении стали и оптимизации фазы тока. 

Система векторного или оптимального векторного управления  определена как совокупность векторных регуляторов и блоков  преобразования входных сигналов и обратных связей, которая реализует  закон  и способ векторного  управления,  обеспечивающие инвариантное управление моментом и точное регулирование скорости.

Конкурентоспособность и мировой уровень современных регулируемых приводов определяется достигнутым уровнем реализации всего комплекса многих динамических и энергетических критериев, свойств и ограничений в реальном приводе при широких диапазонах изменения момента, скорости и выходной мощности.

В связи с этим энергодинамическим критерием оптимальности управления названа совокупность динамических критериев оптимальности по быстродействию, точности,  диапазонам регулирования момента и скорости и энергетических критериев оптимальности насыщения магнитопровода по минимуму потерь, максимуму момента и выходной мощности при полном комплексе реально действующих в приводе ограничений по току, напряжению, потерям в границах фазовой устойчивости.

Оптимальное векторное управление полем и моментом при действии нескольких критериев и ограничений названо адаптивно-оптимальным векторным управлением. Многозонная система адаптивно-оптимального векторного управления переключает оптимальные фазовые законы на границах зон, заданных ограничениями. 

Проблема управления моментом независимо от частоты тока,  скорости и возмущающих факторов, в том числе независимо от широко изменяемых электромагнитных параметров двигателя,  представлена условием инвариантности воспроизведения момента M(t) во всей области изменения до максимального момента :

,  (1)

где - требуемый момент, заданный на входе  электропривода (рис.1),

  M(t) – действительный момент, развиваемый электродвигателем (рис.1).

Инвариантное управление моментом по условию (1) рассматривается как цель регулирования углов фазовых смещений и модулей электромагнитных векторов  , ,, по связанным законам.

С применением известного из теории управления метода  Р. Калмана динамика электромеханического преобразователя как многосвязного нелинейного объекта управления рассматривается в 9-мерном векторном пространстве состояний, управляемом в разных системах координат j взаимосвязанной системой семи векторов состояния: трех  векторов токов ,, трех векторов потокосцеплений , и вектора напряжения . Так как прямое измерение поля ограничивает точность привода,  то векторы управления -V*ij(t) вычисляются по отклонениям векторов состояния-Vij(t) и регулируются из условия  сходимости к нулю векторных ошибок -ΔVij(t )=-V*ijopt(t)--Vij(t) ⇒0 при выполнении условия (1). 

Регулируемая фаза синхронизации должна автоматически отслеживать действительную фазу ориентирующего вектора, относительно которой задается и регулируется угол фазового смещения или векто-

тора тока в функции момента , требуемого на входе привода (рис.1).

Закон векторного управления, реализуемый в векторном оптимизаторе, опреде-

ляется из условия оптимального управления магнитным полем,  доставляющего экс-

тремум целевой функции качества при ограничениях  (рис.1): минимум ошибки регулирования M(t),, максимум  Kэм =M/Is→max, максимум момента M→ max, максимум выходной мощности при ограничении греющих потерь.

Предложенная обобщенная структура по рис.1 позволяет реализовать множество вариантов систем  векторного управления как с датчиками, а так и без датчиков скорости ω и положения θ  путем наблюдения векторов состояния.

  Рис.1 Обобщенная структура системы векторного управления

Фаза синхронизации на входе векторного регулятора (рис.1) в приводе без датчика скорости вычисляется в  векторном анализаторе по  векторам .

При использовании датчика скорости векторный анализатор не применяется, а фаза ориентирующего вектора вычисляется в  векторном оптимизаторе и наблюдателе в функции заданного момента , синфазного тока и скорости .

В систему (рис.1) введены: векторный регулятор, реализующий регулирование моментообразующих векторов, и векторный оптимизатор, реализующий закон векторного управления в функции заданного момента и текущей скорости по требуемым критериям в зонах энергетических ограничений.

Синтез системы по рис.1  требует развития теории электромеханических преобразователей и создания методов аналитического решения системы дифференциальных уравнений электромагнитных процессов для определения взаимосвязей моментообразующих векторов (рис.2) при инвариантном управлении моментом (1).

 

  Рис.2. Векторная диаграмма моментообразующих векторов состояния 

Физический смысл  векторного управления с  точки зрения фазовых параметров управления режимами электродвигателя поясняется уравнениями

  Usα(t) = Usm(t)⋅cos (ω (t) t +  γs(t)) , (3)

Isα(t) =  Ism(t)⋅cos (ω(t) t  + εs(t)). (4)

В отличие от обычного  представления гармонического изменения напряжения и тока с постоянной величиной начальной фазы γso, εso в формулах (3), (4) фазы γs(t), εs(t) являются новыми параметрами управления  независимо от частоты ω(t). Согласно (3),(4) фаза напряжения или тока равна сумме раздельно управляемых фаз:фазы синхронизации , зависящей от частоты, скорости и скольжения, и фазы смещения ,, управляемой моментом независимо от частоты ω(t). 

Предложена структура обобщенного управляемого электромеханического преобразователя с фазовым разделением синфазных и ортофазных процессов (рис.3).

В трансвекторном инверторе (рис.3) фазовые смещения относительно фазы син-хронизации управляются путем изменения синфазных и ортофазных напря-

жений (токов) и определяются арктангенсом отношения = arctgUоrt(t)/Usyn(t) или = arctg , а выходные фазные величины формируются  равными  разности синфазных и ортофазных  напряжений или токов.

При равенстве нулю ортофазного воздействия образуется известный двухвходовой инвертор, а система векторного управления  вырождается в систему частотного или частотно-токового управления с раздельным управлением частотой и амплитудой напряжения или тока без вторых составляющих фаз γs(t), εs(t) в уравнениях (3)(4).

Управляемый электромеханический преобразователь (рис.3) содержит нелинейный магнитопровод (рис.4), индукция в котором задается вектором тока намагничивания . Текущая рабочая точка на характеристике намагничивания определяется  потокосцеплением в воздушном зазоре , током намагничивания  и изменяемой главной (взаимной) индуктивностью .

Рис.3.Структура управляемого электромеханического преобразователя.

 

  Рис.4. Нелинейные характеристики магнитопровода  , .

Нелинейности магнитопровода ,   достаточно точно описываются с применением полученной физическими методами известной функции Ланжевена следующими уравнениями

  ,  .  (5) 

  Изменяемая в несколько раз главная индуктивность является такой же равноправной переменной, как и потокосцепление в зазоре ,  векторное управление которым реализуется в статических и динамических режимах привода.

  Предлагаемый векторный метод управления основан на аналитических решениях нелинейных дифференциальных уравнений электромагнитных процессов в проекциях для семи систем  координат j при следующих условиях ориентации осей x,y:

(6)

Общие решения получены эквивалентированием по модулям и фазам векторов, определяемых из частных решений в семи системах координат j = 1,2…7.

Насыщение стали рассматривается в координатах потокосцепления в зазоре.

В координатах получено синфазное роторное уравнение,  содержащее нелинейное динамическое звено изменения магнитного поля при насыщении.

В этом звене изменяемая при насыщении "постоянная" времени    оказывается функцией только модуля вектора поля Ψm без явной зависимости от  t.

Ортофазное роторное уравнение содержит  линейное  инерционное звено :

Так как Tm>>Lσr/Rr, то медленные процессы изменения  ,, по отношению к быстрым процессам регулирования вычисляются в

контроллере по рис.1 на интервале по значениям  предыдущего интервала . 

В статике при равенстве нулю производной модуля  решения синфазного и ортофазного уравнений (7), (8) в координатах  имеют  вид : 

  где , -модули векторов токов , , равные их фазным амплитудам;

Δωm - скольжение как разность угловых скоростей  и ротора-R;

-фазовый угол вектора относительно вектора (рис.2);

  - фазовый угол вектора относительно вектора (рис.2).

Совместным решением уравнений (9)-(10) при  получены новые уравнения статики, достоверность которых подтверждена сходимостью с известными уравнениями статики и  с экспериментом:

.  (11)

.  (12)

Из (11),(12) следует, что увеличение фазового угла или снижение индуктивностей при насыщении приводят к  критическому режиму при = 0.

При угле фазового смещения тока 900 возникает лишь мгновенный импульс момента M0, который при t >0 самопроизвольно снижается до нуля  вследствие падения по уравнению (7), что нарушает условие для момента (1).

Для устойчивости воспроизведения поля и инвариантного управления моментом в динамике по уравнению (1) фазовый угол вектора тока должен удовлетворять в динамике и в статике найденным фазовым условиям устойчивости воспроизведения момента, которые получены из уравнений (11),(12):

,  ,  . (13) 

Цель управления (1) выполнима лишь в границах фазовой устойчивости (13).

Впервые установлено, что воспроизведение поля и момента возможно лишь при выполнении совместных условий фазовой устойчивости для динамики и статики, выраженных суммой и разностью фаз между электромагнитными векторами (13).

Созданный фазовый принцип управления полем и моментом потребовал изменения известной формулировки третьего закона электромеханики о взаимной неподвижности взаимодействующих магнитных полей, лежащего в основе  систем частотного и  частотно-токового управления со статическим представлением скольжения.

Так как преобразование электрической энергии в механическую энергию возможно лишь в том случае, если возникает сила или электромагнитный момент, то необходим динамический закон взаимодействия моментообразующих векторов для создания момента как необходимого условия электромеханического преобразования.

Число уравнений момента «r» определяется  числом сочетаний 6 моментообразующих электромагнитных векторов по 2 моментообразующих вектора при исключении одного сочетания для однонаправленных векторов , : .

Дифференцированием по всем переменным системы четырнадцати уравнений момента получено математическое выражение третьего закона электромеханики,  устанавливающего физически  необходимые  условия  изменений параметров векторов состояния для возникновения момента и электромеханического преобразования:

km = mzp /2 - постоянный коэффициент, m -число фаз, zp- число пар полюсов

Третий закон электромеханики по уравнениям (14) формулируется следующим образом:  «Электромеханическое преобразование энергии происходит при фазовых смещениях токов и потокосцеплений».

Этим законом определено основное необходимое условие возникновения электромагнитной силы и электромеханического преобразования энергии. Из этого закона следует новый - фазовый принцип управления, который в явном виде не следует из широко известных законов, определяющих условия электромеханического преобразования в функции энергии.

В такой общей формулировке динамический закон (14) независим от вида и режима электрической машины. Интегрирование (14) дает описание  динамических и статических режимов. Первые три уравнения в законе (14) не зависят от индуктивностей двигателя, что создает основу для непараметрических методов исследования и синтеза управляемого электромеханического преобразователя.

Закон (14) справедлив как при вращении ротора, так и при неподвижном роторе.

Это  позволяет создать векторные методы синтеза высокоточных электроприводов с инвариантным управлением моментом независимо от скорости и частоты.

Таким образом, совместным решением системы 4 дифференциальных уравнений Парка и 14 дифференциальных уравнений (14), соответствующих  предложенному закону, с привлечением уравнений насыщения (5) достигаются сформулированные Р. Калманом условия наблюдаемости и управляемости для 9-мерного векторного пространства состояний электромеханического преобразователя в динамике.

Глава 2 посвящена разработке векторного метода управления, позволяющего производить синтез высокоточных электроприводов с неограниченно высокими диапазонами регулирования скорости, начиная от нулевой скорости.

Сформулированы критерии оптимальности и качества векторного управления на основании промышленных требований к электроприводам, многие из которых  в наиболее полном комплексе представлены  в стандарте на электроприводы для станков и роботов (ГОСТ 27803-91) и применимы во многих областях техники.

К целям векторного управления отнесены: минимизация  динамических и статических погрешностей  регулирования момента и скорости  при максимальном диапазоне регулирования скорости и изменении нагрузки, достижение максимального быстродействия  и максимальной полосы пропускания контуров регулирования момента и скорости, максимального момента и ускорения при допустимых токах статора, максимального отношения момента к току (максимального коэффициента электромеханической связи), минимума потерь в двигателе, максимума выходной мощности при ограничении потерь, максимума кпд при действии всех ограничений. 

  В каждом конкретном случае применения выполнение полного комплекса этих  целей и показателей качества, как правило, не  требуется, но при сравнительном анализе и  выборе типа привода механизма комплекс этих качеств на практике оказывается решающим, так как выбор определяется прежде всего по массе, габаритам,  энергозатратам, по критерию Kэм =M/Is  → max, по точности регулирования скорости, по надежности и стоимости асинхронных, синхронных и других приводов.

  Предложен способ регулирования векторов состояния по уравнениям (14) в координатах ориентирующего вектора в виде разности  синфазного и ортофазного векторов Vjsyn-Vjort, а их фазовые смещения φjk  вычислять и регулировать равными арктангенсу отношения модулей ортофазного и синфазного векторов из условия воспроизведения поля и инвариантного управления моментом.

  В координатах медленно изменяемого потокосцепления скачкообразные приращения ортофазной проекции вектора тока  отрабатываются  векторным регулятором тока (рис.1) с малой некомпенсируемой эквивалентной постоянной времени.

Векторный метод управления предложено рассматривать для привода как автоматическое решение в реальном времени дифференциальных уравнений динамики (14) совместно со статорными и роторными дифференциальными уравнениями в системе векторного управления по рис. 1  в полярных или декартовых координатах ориентирующего вектора с использованием динамических моделей двигателя, векторных преобразований и  уравнений нелинейного магнитопровода.

  В математических моделях асинхронного двигателя рационально в координатах моделировать процессы изменения напряжения и эдс, в координатах - процессы динамического насыщения, в координатах - процессы изменения вектора  и его скольжения . В координатах ротора d,q проекции вектора потокосцепления ротора изменяются в функции проекций тока статора по апериодическому закону, при этом  динамическая модель вектора потокосцепления ротора не требует дифференцирования функций, зависящих от изменяемых индуктивностей.

  В разработанных математических моделях синхронного двигателя с возбуждением от постоянных магнитов (СД ПМ) для нелинейного магнитопровода введены законы изменения главной индуктивности и индуктивности статора в функции  от тока статора  , что позволяет оптимизировать  режимы форсировки момента.  Предложено возникающую при насыщении динамическую составляющую индуктивности рассматривать в  координатах вектора тока статора x,y c изменяемым  углом смещения .  При ориентации по току статора  isx =is =|-is |, isy = 0 получено уравнение динамики СД ПМ при насыщении и изменении .

  Общность математических моделей, разработанных для АД и СД ПМ при переменной векторной ориентации и изменении  индуктивностей вследствие насыщения, позволяет создать общую методологию векторного управления приводами.

Для  реализации раздельного регулирования фазы синхронизации и оптимального фазового  смещения разработаны векторные регуляторы, позволяющие синхронизировать процессы регулирования и компенсировать векторные ошибки  . 

  Векторным регулятором названа синхронизированная в координатах ориентирующего вектора система регулирования векторных параметров регулируемого вектора-Vij с векторной обратной связью и  автоматической компенсацией век-торной ошибки при воспроизведении вектора с требуемой точностью.

  Процессы регулирования вектора тока и напряжения отнесены к быстро-действующим, а процессы изменения потокосцеплений - к медленным процессам.

  Основой построения быстродействующих точных систем векторных  регуляторов являются  векторные регуляторы тока -Vi =-is с воздействием на  вектор напряжения -Vreg =-Us при  регулировании фазы синхронизации φs векторного регулятора синфазно с фазой одного из векторов состояний или :

  Разработанный  класс  векторных регуляторов  состоит из трех  типов:

- векторный регулятор в полярных координатах с динамической коррекцией по фазовому смещению относительно регулируемой фазы синхронизации;

- векторный регулятор в декартовых координатах с  регулируемой фазой синхронизации, синфазным и ортофазным  регуляторами;

- векторный регулятор в декартовых координатах  с регулируемой фазой синхронизации и регулированием фазных токов в неподвижных координатах a,b,c. 

Целью синтеза векторных регуляторов является автоматическая компенсация векторных ошибок, неизбежных при всех изменениях электромагнитных параметров двигателя и векторов состояния привода. Векторные регуляторы в полярных координатах разработаны и использованы в первых образцах транзисторных асинхронных электроприводов роботов. Разработаны векторные регуляторы в декартовых координатах, приведенные схемы которых содержат синусно-косинусные  запоминающие устройства и четыре или восемь умножителей.

Векторный метод управления включает следующие разработанные методы синтеза и оптимизации нелинейной системы векторного регулирования:

  1. метод  последовательной оптимизации статики  и динамики,
  2. принцип структурно-энергетической обеспеченности,
  3. метод алгоритмической линеаризации,
  4. метод аналитического конструирования векторных регуляторов.

Mетод последовательной оптимизации статики и динамики заключается в том,

что один из фазовых законов управления углом вектора тока статора

относительно ориентирующего вектора потокосцепления при определенных

условиях становится общим для статики и динамики, в том числе при изменении потокосцепления и насыщения, что позволяет определить фазовый закон управления динамикой из более простых уравнений статики , найденных как частных решений нелинейных дифференциальных уравнений динамики.

Для синтеза системы по рис.1. найденный из статических уравнений фазовый закон вводится в  дифференциальные уравнения динамики и в закон (14). 

В данном методе оптимизируется вначале внешний контур векторных связей (рис.1), так как фазовый закон определяет динамические свойства внутреннего контура регулирования, реализуемого векторным регулятором.

Предложенный принцип структурно-энергетической обеспеченности означает, что при синтезе системы по рис.1 все значения переменных в дифференциальных уравнениях и в уравнениях статики не должны выходить за пределы всех энергетических ограничений привода при выполнении условий фазовой устойчивости (13).

Сущность принципа структурно-энергетической обеспеченности в том, что синтезируемая структура, математические преобразования и законы управления должны обеспечивать соответствие условиям воспроизводимости поля и момента, статической и динамической устойчивости (13) при действии всех энергетических ограничений в системе "источник питания – преобразователь – двигатель - нагрузка". Из этого принципа следует необходимость оптимизации по энергодинамическим критериям и создания способов и систем адаптивно-оптимального векторного управления.

Метод алгоритмической линеаризации основан на приравнивании выхода и входа  ,   при решении обратной задачи энергодинамического синтеза, в которой для заданных пределов динамического и статического изменения момента и скорости M(t), , , в координатах ориентирующего вектора отыскиваются уравнения динамических связей для момента , потокосцеплений , динамического скольжения  , частоты и фазы синхронизации , синфазного и ортофазного токов , производится синтез векторного оптимизатора и лишь затем на уровне синтеза векторного регулятора с привлечением статорных дифференциальных уравнений находится вектор напряжения и условия  ограничения  .

  При выполнении такого алгоритма "зеркального" отображения векторов управления векторам состояния достигается  линеаризация нелинейной системы "задание момента M*(t) - выходной момент M(t)" с линейной динамической связью KMW(p). При этом линейное динамическое звено момента содержит лишь малые постоянные времени Tμ << Т'эл  замкнутого контура регулирования мгновенных фазных токов.

  Метод аналитического конструирования векторных регуляторов заключается в аналитическом решении систем уравнений электродвигателя и автоматическом решении дифференциальных уравнений (14) в электроприводе по рис.1 при введении в систему регулирования векторных законов, наблюдаемых в разных системах координат  векторов состояния и векторных регуляторов  векторов состояния.

  Наблюдение пространства состояний осуществляется вычислением по измеренным величинам тока, напряжения или тока и скорости ротора  текущих фаз и моду-

лей векторов состояния, образующих векторный портрет электродвигателя.

Векторным методом из закона (14) получены непараметрические уравнения динамики, устанавливающее связь между относительными производными переменных:

  (15)

.  (16)

Непараметрические уравнения (15)-(16), записанные в приращениях, позволяют создавать алгоритмы  микропроцессорного  векторного управления по рис.1,  инвариантные к изменениям  активных сопротивлений и индуктивностей.

Ортофазный ток изменяется пропорционально отношению момента к текущей величине модуля  ориентирующего  вектора потокосцепления

  .  (17) 

Синфазный ток изменяется в функции ортофазного тока и котангенса угла фазового смещения, заданного фазовым законом управления при ограничении снизу:

  , .  (18)

Алгоритм вычисления ортофазного и синфазного токов имеет вид: 

. (19)

. (20)

Предложенные векторный метод управления и методы синтеза векторного управления являются основой методологии векторного управления.

Глава 3 посвящена разработке теория векторных взаимодействий  в динамике и в статике асинхронного  электропривода,  основанной на изложенных  положениях о фазовых методах исследования динамики.

Требуемые для синтеза векторного управления зависимости углов фазовых смещений векторов токов и потокосцеплений от момента не могут быть аналитически определены без аналитического решения уравнений Парка. Векторным методом найдены аналитические решения  уравнений в восьми системах координат, из  совокупности которых следуют искомые фазовые закономерности в функции момента.

  Векторные взаимодействия в координатах потокосцепления статора рассматриваются при ориентации вращающейся оси «х»  по вектору .

В координатах динамика описывается  в функции модуля  :

    (21)

  (22)

Уравнения (21)-(22) являются аналитическими решениями уравнений динамики.  Они применены для синтеза векторного регулятора, для расчета ограничений по напряжению в динамике,  для синтеза наблюдателя в координатах .

Статика  при выражается из (22) уравнениями

    (23)

Условия устойчивости в динамике определяются из уравнения:

,  (24)

В координатах вектора потокосцепления ротора векторные взаимодействия в динамике при насыщении магнитопровода:

Динамическое скольжение вектора относительно ротора равно:

Из роторных дифференциальных уравнений  получены зависимости тока  ротора и его фазового угла при изменении .

В статике фазовый угол вектора тока ротора постоянен и равен , скольжение зависит от угла фазового смещения вектора тока статора :

    (27)

а потокосцепление ротора связано с потокосцеплением в зазоре и моментом:

  Получена система новых уравнений статики, связывающая фазовые углы с величиной момента и потокосцеплений , . Из уравнения (28) следует, что для любого заданного момента М существует минимально возможное  значение потока.

Векторные взаимодействия в координатах потокосцепления в зазоре, рассмотренные выше  по уравнениям (7)-(13), раскрывают новые закономерности процессов насыщения в динамике и взаимосвязи  фазовых углов:

. (29)

   

  Из дифференциальных уравнений динамики (7)-(8) выведено уравнение статики в абсолютных величинах,  численно точно совпадающие с уравнениями (29),(30)

  (31)

  Из уравнений (29),(30) следует фазовое представление критического режима и предельного критического момента, что принципиально отличает их от статических зависимостей в функции скольжения (31), не дающих условий устойчивости.

Векторные взаимодействия в координатах тока статора   исследованы с точки зрения возможности управления моментом при частоте , равной частоте тока статора , что соответствует способу частотно-токового управления. 

В известной формулировке способа частотно-токового управления частоту тока регулируют как сумму частоты вращения и частоты скольжения , пропорциональной требуемому моменту: .Это условие тривиально, так как выражает обычный принцип работы асинхронного двигателя от сети.

Доказано, что при частотно-токовом  управлении не выполняется условие воспроизведения момента (1), так как  контур управления моментом  является  колебательным звеном с переменной «постоянной» времени и переменным коэффициентом демпфирования, зависящими от скольжения и от момента :

    (33)

где , .  (34)

  Подтвержденный сравнительными испытаниями основной недостаток способа частотно-токового управления – низкочастотные автоколебания контура момента по (33), (34), устраняется лишь в способах векторного управления, при  которых в динамике  создается третья составляющая частоты тока – динамическая частота , равная производной угла фазового смещения вектора тока . Этот общий признак векторного управления защищен патентами автора на способы управления и распространяется на все способы и системы векторного управления.

Векторные взаимодействия в координатах вектора тока ротора  характеризуются зависимостью дифференциальных уравнений от произведения индуктивности на величину скольжения вектора тока ротора .

  Из этих дифференциальных уравнений получены выражения для статики:

  Векторные взаимодействия в координатах вектора напряжения .

При ограничении напряжения , а также в разработанном способе управ-ления  вектором напряжения момента применены уравнения в координатах :

    (36)

В этих уравнениях токи , определяются в функции .

Векторные взаимодействия в координатах ротора d,q рассмотрены с точки зрения реализации векторного наблюдателя и векторного регулятора

Векторные взаимодействия в неподвижных координатах   и a,b,c рассматриваются как наиболее рациональные для применения в векторном наблюдателе (рис.1) при вычислении эдс , по измеренным токам и напряжениям  и вычислении потокосцеплений по текущим величинам эдс:

(38)

Предложенный в главе 4  комплекс математических уравнений динамики и статики в восьми системах координат (включая неподвижные координаты   и a,b,c) содержит множество новых фазовых закономерностей и физических положений, которые использованы в качестве математической основы синтеза законов,  способов и систем векторного и оптимального векторного управления асинхронным электроприводом, а также для оптимизационного проектирования  и исследования режимов асинхронных двигателей.

В главе 4 предложена векторная теория асинхронного электродвигателя, основанная на изложенной теории векторных взаимодействий.

Путем эквивалентирования решений, полученных в главе 3 для 8 разных систем координат с одинаковыми для всех координат величинами фазовых углов и модулей векторов, разработана векторная теория асинхронного электродвигателя, включающая 6 разделов и 17 положений с приведенными доказательствами. В разделе фазовых уравнений приведены соотношения углов фазовых смещений векторов из векторной диаграммы моментообразующих векторов (рис.2):

  ,  =, ,  . 

,  ,  .  (39)

,  .

Доказана справедливость для статики новых положений и  закономерностей: 

, , .  (40)

В разделе  частотно-фазовых  уравнений для динамики и  статики приведены зависимости фаз, скольжения и напряжения в динамике и в статике от частоты, позволяющие осуществлять взаимный переход фазовых и частотных зависимостей.

Получены связи между модулями векторов  и фазовых углов:

.

.  (41)

В векторной теории нелинейного магнитопровода доказано, что закономерности изменений всех индуктивностей при насыщении в статике определяются  соотношениями фаз и модулей векторов без использования  характеристики намагничивания:

,  . .

,  ,  .  (42)

  Все изменяемые индуктивности ,, определяются из (42) без привлечения сопротивлений двигателя и кривой намагничивания, что создает основу для непараметрической векторной теории асинхронного двигателя и непараметрического синтеза законов и способов векторного управления при насыщении.

В разделе скалярных уравнений статики доказаны  новые соотношения:

  , 

  . 

,  (43) 

В разделе векторных уравнений и ограничений доказаны связи с ,,:

  ,, (44)

а также  необходимые при оптимизации фазовые уравнения момента для статики:

  ,  (45)

  , (46)

  , . (47)

Множество эквивалентных новых уравнений для момента объединяет все полученные векторные уравнения в единую векторную теорию асинхронного двигателя.

Теория справедлива в области существования переменных по уравнениям (28)-(30),(41),(43), из которых получен комплекс фазовых и модульных ограничений:

,   . ,

,   (48)

Предложенная векторная  теория АД применима  для  оптимизации фазовых законов управления электроприводом и проектирования специальных двигателей.

Экспериментально подтверждена достоверность векторной теории для серийных и специальных асинхронных электродвигателей (рис.5-6).

  Спроектированный специальный тяговый двигатель ТАД с Гц Тл при выполнении (1),(13) имеет существенно повышенные диапазоны регулирования магнитного потока до =1,05 Тл и момента до до критического значения ,  равного 60 градусам для всех типов двигателей.

Для ТАД четырехкратный момент  4Mn достигается при малой форсировке тока 2,5Isn, что достигается за счет повышения эффективности оптимального векторного управления по закону от 43 до 60 градусов (рис.6).

Угол фазового сдвига вектора тока относительно вектора регулируется от 45 до 70 градусов, что обеспечивает условия фазовой устойчивости (13).

Установлено, что момент и поток имеют предельные значения (рис.5,6), определяемые условием фазовой устойчивости их воспроизведения (13) при предельном насыщении магнитопровода, выше которого инвариантное управление  моментом  (1)  невозможно при любой величине тока статора (рис.5).

  Физически это объясняется тем, что для получения максимального момента при ограничении тока необходимо увеличивать не только угол фазового смешении тока относительно потокосцепления, но и насыщение магнитопровода (рис.5-6), что приводит к резкому снижению  индуктивности (рис.4) и увеличению углов фазового смещения векторов потокосцеплений, в результате чего резко снижается запас фазовой устойчивости до предельных  значений для суммы углов по условию (13).

  Совместное действие регулятора скорости и векторного регулятора (рис. 1) вызывает в системе отклонения и автоматическую компенсацию отклонений векторных параметров, поэтому основой синтеза является принцип векторного управления динамикой, а понятие «статика» относится к квазистационарным режимам привода  в границах фазовой устойчивости (13), общих  для динамики и статики.

Рис.5. Расчетные и экспериментальные зависимости момента от потокосцепления при заданных токах для специального высокочастотного асинхронного двигателя ТАД с номинальной индукцией 0,53 Тл и серийного асинхронного двигателя АИС71.

Условия совместимости в статике и динамике фазовых законов для вектора тока статора выполняются тем, что в отличие от коллекторных приводов постоянного тока с постоянным углом смещения  вектора тока в асинхронном приводе предложено широко изменять угол фазового смещения вектора тока относительно потокосцепления в функции текущей величины момента двигателя, но независимо от того, относится ли эта  величина момента к статическим или динамическим режимам работы.

  Это дает возможность определять фазовый закон динамики из режимов статики

  В главе 5 предложено оптимальное векторное управления асинхронным электроприводом в постановке задачи двух неопределенностей с оптимизацией фазовых углов  и насыщения магнитопровода двигателя в максимально возможных  диапазонах изменения момента и скорости по критериям, изложенным в главах 1-3.

  С применением полученных в главах 4,5 новых уравнений исследованы фазовые ограничения и фазовые условия режимов минимума тока и потерь, максимума момента и насыщения. Получена сходимость расчетов  с экспериментами (рис. 6).

Рис.6, 7. Ток и  оптимальное фазовое смещения тока при векторном управлении насыщением  по фазовому закону по критерию максимума отношения момента к току М/Is  для специального асинхронного двигателя ТАД.

Поставлена и решена задача  определения оптимальной частоты для  максимальной выходной мощности  при ограничении греющих потерь.

Предложенным методом оптимизации установлено, что при изменении потока φ  существует максимум максимальной мощности при оптимальной частоте и скорости. Для исследуемого двигателя с номинальной частотой 50 Гц найдена оптимальная частота , =107 Гц, при которой достигнута максимальная  механическая мощность выше номинальной величины на 40% при номинальных греющих потерях в двигателе. Кпд для данного двигателя  превышает номинальный кпд на 4% за счет оптимизации потока и частоты (рис. 8).

  Достоверность совпадения расчетов с экспериментом (рис.6,8) подтверждены зарубежной экспертизой и в статье, опубликованной в швейцарском журнале [11].

 

Рис.8.Оптимальные режимы максимального момента и максимальной выходной мощности  с номинальными суммарными потерями при изменении частоты α [11]. 

Эти результаты использованы при создании специальных высокочастотных асинхронных двигателей для асинхронных приводов роботов и электромобилей.

Поставлена  и решена актуальная задача оптимизации по максимуму момента. Оптимальное управление по критерию максимума электромеханического коэффициента  Kэм=M/Is при высоких перегрузках Мmax дает наибольший эффект в нижнем диапазоне регулирования скорости .

Вначале максимум момента при заданном токе статора определяется для статики при изменении индуктивностей (5) из полученного нового уравнения, не требующего определения скольжения и не зависящего от активных сопротивлений:

,  (49)

Закон оптимального по критерию М/Is→max управления напряжением и частотой, опубликованный автором в 1970 году [10] и подтвержденный многими экспериментами, определяет  для асинхронного двигателя оптимальную статическую зависимость напряжения в функции частоты и момента по критериям минимума тока при заданном моменте и максимума момента при заданном токе статора.

. (50)

  Экспериментальное подтверждение закона (50) и зависимостей по рис.7, 9 получено в работе  [11]. Закон (50), справедливый  для статических режимов, в динамике корректируется  по закону (21) с учетом изменения потокосцепления.

 

Рис. 9. Закон оптимального управления напряжением γ=U/Un  в функции частоты α = f1/ f1n и момента μ= M/Mn по уравнению (50). α = β opt - режим нулевой скорости [10].

Разработан векторный метод оптимизации динамики асинхронного электропривода, заключающийся в том, что экстремумы целевых функций векторного управления в динамике  определяются  при условиях воспроизведения момента в динамике и сходимости с условиями  оптимизации статики. Для отработки скачка момента с заданным начальным  потокосцеплением Ψmopto(Mo), необходимо  скачкообразное приращение  ортофазного тока как единственного решения  для выполнения условия воспроизведения M(t) при заданном потоке Ψmopto(Mo).

В координатах вектора скачок ортофазного тока определяется отношением требуемого момента к начальной (предыдущей) величине потокосцепления

. (51) 

  В координатах  ортофазный и синфазный токи изменяются по закону:

,  ,  (52) 

Оптимальное потокосцепление определяется законом фазового смещения :

, (53)

откуда после преобразований получен оптимальный переходный процесс

  , . (54)

Полученное решение (54) показывает: оптимальное векторное управление  увеличивает быстродействие изменения потокосцепления в два раза (/2).

Оптимальное векторное управление полем при отработке скачка момента происходит с противоположным изменением величин токов и потокосцеплений.

Физически это означает, что при оптимальном  процессе необходимо форсировать синфазный и ортофазный токи (51), (52) с последующим их спаданием по мере нарастания потока по (53). (54) до нового установившегося значения. При этом фазовые условия оптимальности для динамики и  статики совпадают.

Разработан аналитический метод оптимизации фазовых законов управления, с применением которого найдены аналитические законы оптимального векторного управления в динамике и в статике по критерию максимума момента M /Is.

В отличие от известных задач оптимизации, данный многосвязный объект для одного и того же критерия оптимальности требует отыскания экстремумов несколько целевых функций с разными переменными и ограничениями. 

Из уравнений в  главе 5  и условия начального участка линейной характеристики намагничивания  найден экстремум целевой функции фазового угла по критерию максимума момента Mmax при заданном токе Is:

  при  .  (55)

. (56)

, (57)    (58)

Следовательно, максимум отношения момента к току  при условиях  линейности характеристики намагничивания и  постоянства  достигается при законе постоянства  угла фазового смещения вектора тока статора   на уровне

45 градусов, что предложено в патентах [23-30]:

, (59)  . (60)

Вводится вторая целевая функция и методом Лагранжа находится экстремум

M /Is  для  начальных условий оптимума (58)-(60) и функции насыщения :

(61)

Получены экстремали  в функции тока намагничивания  при изменяемых  индуктивностях Lm(Im),Lr(Im) и постоянных  их начальных величинах Lmo, Lro:

  . (62)

  . (63) 

Условия воспроизведения момента (1), (13) при фазовой совместимости оптимального закона в статике и динамике  соблюдается при реализации закона (64).

Получен оптимальный по критерию закон для конечной величины тока намагничивания в динамике, соответствующий оптимальному закону в  статике:

  , . (65)

Достоверность и точность полученных в аналитической форме законов оптимального векторного управления (62)-(65) подтверждены расчетами, моделированием и экспериментальными данными (рис.5,6) для различных  типов двигателей.

Максимум коэффициента электромеханической связи для статки достигается при токе намагничивания, пропорциональном корню квадратному из момента согласно закону (65), а для инвариантного воспроизведения максимального момента в динамике необходимо форсировать потокосцепление по закону (54) при форсировках тока по закону (51)-(52). Для этого в статике и в динамике необходимо воспроизводить оптимальный фазовый закон управления из (51),(52), (64).

При таком оптимальном управлении полем синфазный ток статора в динамике изменяется обратно пропорционально текущей величине потокосцепления [23-30].

При ограничении тока ограничение сверху накладывается на ортофазный ток, а синфазный ток изменяется по оптимальному закону лишь с ограничением снизу:

  при   (66)

Установлено, что возрастание потока с насыщением магнитопровода ограничено предельной величиной по условиям фазовой устойчивости (13), при этом максимальное фазовое смещение тока статора относительно    75 градусов, относительно   60 градусов, максимальный фазовый сдвиг потокосцеплений   составляет 15 градусов (рис.10), а максимальная индукция -  1,05 Тл.

Установлено, что при токах ниже паспортных пусковых значений существует предельное значение воспроизводимого максимального момента Мmax :  для серийных двигателей Мпред = (5-7)Мн, для специальных двигателей  Мпред  до 10Мн.

В результате оптимального насыщения при форсировках момента падают величины индуктивностей и пропорциональные им постоянные времени процессов оптимального изменения потокосцеплений, что в 4 раза  увеличивает быстродействие  при оптимальных форсировках потока по уравнению (54)  до Tro/4. 

Оптимальный фазовый угол изменяется в пределах  .

Критический и оптимальный фазовые углы равны при предельном  моменте Мпред. Область оптимального векторного управления показана на рис. 10 левой полуплоскостью относительно линии предельного момента Мпред.

Углы  ,(M) монотонно нарастают с ростом момента, причем наибольшее изменение  оптимального угла (до 30 градусов) испытывает угол (M). 

Оптимальные фазовые углы имеют общие закономерности и пределы изменения  независимо от типа, параметров и мощности асинхронного двигателя:

угол  (M) в динамике и в статике изменяется в пределах 45-75 градусов;

угол  (M) в динамике и в статике изменяется в пределах 43-60 градусов;

угол  (M) в статике устанавливается в пределах от 1-5 до 15 градусов по закону (63), в динамике изменяется (t)  в функции от по уравнению (54).

Наибольшая эффективность оптимального векторного управления достигается для специальных асинхронных двигателей, спроектированных на оптимальную номинальную частоту выше 100-200 Гц с пониженной номинальной индукцией.

Приведенные на рис. 10 фазовые законы оптимального векторного управления являются типичными для асинхронных двигателей, но кратности форсировки тока намагничивания  и  потока различны и зависят от номинальной индукции двигателя.

Для серийных двигателей форсировки для Im рациональны до 2-3, для М до 4,5-6 от номинальных значений, для специальных – для Im до 5-6, для М до 10.

Критические  фазовые углы определяют область фазовой устойчивости (рис. 10). Точки пересечение оптимальной зависимости с означают  минимальные значения оптимального угла в режимах до  М = .

Снижение начального тока возбуждения до 0.5Imn уменьшает потери на возбуждение в 4 раза и позволяет получить 4-6-кратные форсировки момента при токах статора не более 2,5-3- кратного значения от номинального тока, (рис.5-7).

 

Рис.10. Фазовые законы оптимального векторного управления

на примере  асинхронного двигателя ТАД-ОПТИМУМ-50/120.

По сравнению с номинальным режимом асинхронного двигателя отношения кратностей момента к току повышается на 30-70%, а по сравнению с прямым пуском двигателя отношение этих кратностей повышается более,  чем в три раза.

Полученные результаты оптимизации векторного управления  с оптимальным фазовым законом и оптимальным насыщением делают асинхронный электропривод конкурентоспособным по отношению к другим приводам по энергодинамическим характеристикам и наиболее предпочтительным для  многих областей техники и технологии, особенно для машин и механизмов с высокими кратностями момента и тока, например, для роботов, многих следящих систем,  тяговых приводов электромобилей. 

  Глава 6 посвящена разработке способов и систем векторного управления. 

  Первоначально разработаны способы и системы векторного управления в полярных координатах с отличием от частотно-токового способа по частотному каналу с целью повышения точности, быстродействия и диапазона регулирования. Введен способ  управления ШИМ-инвертором с регулированием мгновенных фазных токов путем тактирования общим симметричным сигналом  выходов фазных регуляторов мгновенного тока, что позволило производить оптимальную настройку контура регулирования  тока типовыми методами систем подчиненного регулирования тока.

В полярных координатах векторное управление производится с ориентированием по вектору тока по двум каналам: модуля и абсолютной фазы вектора тока статора с регулированием в динамике угла фазового смещения вектора тока.

Отличие способа векторного управления по отношению к известному  способу скалярного частотно-токового управления заключается в фазовом смещении тока.

Эффективность и новизна способа, придающая ему основное свойство  векторного управления, заключается в регулировании мгновенной фазы тока статора в зависимости от третьей, динамической составляющей частоты тока статора , что защищено автором многими патентами на способ векторного управления.

В этом способе предложено в динамике формировать третью частоту в виде производной арктангенсной функции отношения ортофазного тока, пропорционального заданному моменту, к  синфазному току,  задающему потокосцепление:

.  (67)

Динамическая составляющая частоты создает фазовый сдвиг тока при  любом изменении момента . Фаза тока   регулируется по закону : 

  .  (68)

  В системе управления (рис.11) угол фазового смещения вектора тока статора относительно вектора потокосцепления ротора регулируется по каналу третьей составляющей частоты  тока , равной  сумме трех частот.

В полярных координатах векторное управление имеет более наглядное отличие по отношению к известному способу частотно-токового управления, взятому в патентах в качестве  прототипа в отечественных и зарубежных патентах автора.

Способ управления фазой тока в полярных координатах и система по рис.11 оказались первыми из разработанного комплекса способов векторного управления. Впервые этот способ реализован  в шестикоординатном транзисторном асинхронном приводе робота «Универсал-5»  в 1977-1980 годах.

Рис.11. Система векторного управления в полярных координатах с каналом динами-ческого фазового смещения тока по уравнениям (67), (68). Патенты [15-18, 23-30].

Приведенный фазовый принцип управления током в полярных координатах реализуется также в способе и системе дискретного управления фазой тока (рис.12).

Предложено регулировать приращение фазы тока в виде суммы  знаковых величин трех приращений: угла поворота ротора Δθ,  приращения фазового смещения потокосцепления и вычисленного в функции приращения ΔM* угла фазового сдвига вектора тока статора относительно вектора потокосцепления Δεsr (рис. 12) :

  ,  (69)

Рис. 12. Способ и система векторного управления в полярных координатах с дискретным  регулированием  фазы вектора тока (патент РФ [33], патенты  [ 23-30]).

Преимуществом систем векторного управления по отношению к системам частотно-токового управления является повышение диапазона точного регулирования скорости более, чем в 10 раз с существенным повышением равномерности движения.

Недостатками управления в полярных координатах являются низкие энергетические качества электропривода, связанные с необходимостью задавать постоянный поток для воспроизведения момента, изменяемого в широком диапазоне.

Разработан комплекс способов и систем векторного управления  в декартовых координатах, основанный на раздельном регулировании ортофазного и синфазного токов. Совокупность инвертора с ШИМ, преобразователя декартовых координат и векторного регулятора тока названа трансвекторным инвертором (рис. 13,14) .

 

Рис.13.Трансвекторный инвертор. Способ и система управления. Патенты [18,23-30].

4 – преобразователь декартовых координат с входным частотным  каналом.

Управление осуществляется по трем независимым каналам - частотному (блоками 2,3), синфазному и ортофазному каналам  (на умножителях 7-10).

Предусмотрен блок 15 синхронизации тактирующего сигнала при низких частотах ШИМ. Трехфазная синхронизация тактирования повышает точность привода.

Сигналы с выхода регуляторов токов 16-18 тактируются симметричным сигналом общим для трех фаз, что снижает пульсации тока, позволяет применять стандартную настройку регуляторов тока 16-18 и  вводить  компенсацию по эдс.

На основе трансвекторного инвертора по рис.13 разработаны и  реализованы  способ и система векторного управления в  декартовых координатах (рис.14).

Фазовое смещение εsr вектора тока относительно φs  регулируется как арктангенсная функция отношения Isort=Isy*(М) к синфазному току  Issyn :

  .  (70)

  Система векторного управления в декартовых координатах по рис.13, 14 была внедрена в многокоординатных асинхронных электроприводах для станков и роботов. Точность регулирования скорости в диапазоне 10000 позволила достичь точности позиционирования по координатам  подвижности робота «ПРЭМ» 20 микрон с точностью повторяемости по координате схвата 0,1 мм при работе 4  координат.

 

Рис. 14.Структура асинхронного электропривода с векторным управлением с постоянством потокосцепления ротора и векторным регулятором тока,  патенты [23-30].

Преимуществом системы по рис. 13,14 является высокое быстродействие компенсации возмущающих воздействий при знакопеременных моментах (рис.15).

Рис.15. Динамика асинхронного привода с векторным управлением по закону (70) при знакопеременном моменте и отработке скорости.  Mn =1.94 Нм,  Isn=1.849 A..

Разработаны способ и система векторного регулирования напряжения  в  декартовых координатах без регуляторов тока (рис. 16, патент [15]). 

Рис. 16. Способ и система векторного управления напряжением статора асинхронного двигателя  с  постоянством потокосцепления ротора,  патент РФ [15].

Фазное напряжение статора регулируется в зависимости от в виде разности синфазного и ортофазного напряжений: 

(71)

  Приведен вывод уравнения (71) с применением предложенного выше метода аналитического конструирования векторных регуляторов.

  Система векторного управления (рис. 16) состоит из блока дифференцирования 14 и умножителя 9 на входе преобразователя декартовых координат 3.  На выходе сумматора 10 формируется задание (t) по уравнению (82),  на выходе сумматора 12 - задание (t) по уравнению (82). Регулирование фазы синхронизации осуществляется регулятором скорости 6. Преимущество данного способа векторного управления заключается в повышении быстродействия контура управления моментом за счет исключения замкнутого контура регуляторов тока.

Общим недостатком систем векторного управления являются большие потери на возбуждение при малых нагрузках, ограничение максимального момента и ускорения  из-за увеличение тока  и потерь при перегрузках. Это приводит к увеличению массы и габаритов  асинхронных двигателей и увеличивает  энергозатраты.

  В главе 7 разработаны способы и системы оптимального векторного управления электроприводами переменного тока по энергодинамическим критериям оптимальности режимов регулирования момента и скорости при изменении поля.

Способ оптимального векторного управления приводом по рис. 17 заключается в задании и регулировании оптимального угла фазового смещения вектора тока статора в зависимости от момента и текущей скорости при изменении потокосцепления. Критерии оптимальности привода: минимум потерь на возбуждение при малых моментах, максимум момента М/Is в нижнем диапазоне регулирования скорости, минимум потерь, максимум выходной мощности в верхнем диапазоне.

  Система по рис. 17 соответствует обобщенной структуре векторного управления по рис.1, предложенной в главе 1, включая адаптивный  векторный оптимизатор.

  Регулятор скорости 6  задает требуемый момент и воздействует на вход блока адаптивного регулятора магнитного поля и момента 7, формирующего по законам (51)-(53), (64) мгновенные величины .

Адаптивно-оптимальное управление осуществляется в соответствии с принципом структурно-энергетической обеспеченности переключением законов векторного управления фазовым углом при достижении граничных значений момента , скорости , тока, напряжения и выходной мощности .

  Рис.17. Система оптимального векторного управления асинхронным электроприводом по энергодинамическим критериям, патенты  [16,17, 23-30].

  7- адаптивный регулятор поля и момента с векторным оптимизатором 8-13;

  2- трансвекторный инвертор с векторным регулятором токов 20-33;

  14-19 – векторный наблюдатель синфазных процессов и потокосцепления.

Для реализации предельных динамических и энергетических возможностей привода разработаны способы 6-зонного оптимального векторного управления.

В первой зоне формирования начального магнитного потока потери на возбуж-

дение снижены в 2-4 раза за счет снижения до малой величины, необходимой для скачкообразного приращения момента при  во второй зоне регулирования.

Во второй зоне регулирования реализуется оптимальное векторное управление полем и моментом по критерию  максимума отношения момента к току .

Для этого в функции сигнала с выхода блока ограничения момента 8 в блоке вычисления ортофазного тока 9 (делителе) производится вычисление ортофазного тока по уравнению (51). В оптимизатор 13 вводится оптимальный фазовый закон управления  , определяемый с применением уравнения (64), и вычисляется синфазный ток по уравнению (66). В наблюдателе 15,17,12 текущая величина определяется по уравнению (52). В результате происходит процесс воспроизведения поля и момента по уравнению (53) при увеличении  быстродействия процессов изменения поля и регулирования скорости в 2-4 раза.

Наибольшая эффективность по увеличению до 40-70% (рис.19) достигается для специальных высокочастотных асинхронных двигателей с  пониженной номинальной индукцией Тл и оптимальным векторным управлением. 

Рис. 18. Динамика оптимального векторного управления полем и моментом для

серийного асинхронного двигателя АИС71 при 3-кратной форсировке момента.

Рис. 19. Адаптивно-оптимальное управление магнитным полем и моментом двигателя ТАД с ограничением тока на уровне 2,5 при форсировке момента . 

 

Рис. 20. Фазовый закон оптимального векторного управления и процессы насыщения при трехзонном управлении моментом до 4Мн  по рис. 20.

В третьей зоне регулирования ограничивается ортофазный ток для заданного ограничения тока преобразователя от  до при сохранении оптимального процесса изменения синфазного тока согласно  (66)(рис.19-20).

При разгоне и торможении  инвариантное управление моментом ограничено областью с последующим  нарастанием до (рис. 20).

Так как при насыщении в два раза снижается индуктивность и постоянная времени (рис. 21), то быстродействие формирование потокосцепления по уравнениям (53), (54) повышается в 4 раза по отношению к известным режимам.

В результате изменений проекций вектора тока ротора   его фазовый угол относительно  (рис.21) и угол между векторами потокосцеплений  и в динамике испытывают перерегулирования, но их установившиеся значения равны оптимальным для статики величинам (рис.21).

 

Рис.21.Изменение проекций вектора тока ротора и его фазового угла

В четвертой (динамической) зоне регулирования реализуется импульсная форсировка момента без увеличения тока статора путем кратковременного отключения синфазного тока и импульсного задания фазового угла на время допустимого снижения момента и потока, что применено в следящей системе для снижения динамической ошибки при ограниченном токе и в тяговых электроприводах.

Показанные на рис. 22 кратковременные форсировки момента с приращениями , происходят при неизменном токе статора.Этим впервые предложен и защищен патентами способ увеличения момента электродвигателя без увеличения тока.

Рис. 22. Форсировка момента двигателя и в четвертой зоне регулирования за счет скачка угла фазового смещения   до максимального угла   при неизменной величине тока статора  . Способ по патентам [23-30].

В пятой и шестой зонах регулирования момент воспроизводится в режимах  ослабления поля  при ограничениях по потерям  и по напряжению.

При возрастании скорости    действуют ограничения по напряжению и допустимым потерям в двигателе , ограничивающими максимальный момент двигателя и мощность тем значительней, чем выше скорость .

Пятая и шестая зоны регулирования характеризуются переключением фазовых законов оптимального векторного управления при достижении двух граничных значений для критерия и для критерия .

В этих  режимах производится переход к фазовому закону управления не только в функции момента, но и скорости (или частоты):  .

В пятой зоне регулирования вступает в действие фазовый закон . Оптимальное управление по минимуму потерь выполняется до определенной мощности ,  ограниченной напряжением  .Критерием оптимальности для работы в зоне ограниченного напряжения статора является критерий максимума выходной мощности при допустимых потерях  и оптимальной частоте .

Таким образом, шестизонное адаптивно-оптимальное векторное управление реализует предельные динамические и энергетические возможности асинхронного двигателя и делает асинхронный привод конкурентоспособным по точности регулирования, по быстродействию, по массе и габаритам, а также по энергозатратам.

Шестизонное адаптивно-оптимальное векторное управление применено при разработке способа и системы управления следящим асинхронным электроприводом робота (рис.23), защищено автором в числе комплекса способов патентом США [23].

Система адаптивно-оптимального векторного управления по рис.23 позволяет в 1,4-1,5 раза снизить массу и габариты асинхронных двигателей для роботов.

Рис.23.Способ и система  адаптивно-оптимального векторного регулирования следящим асинхронным электроприводом робота по патентам [23-30].

Разработаны варианты систем адаптивно-оптимального векторного управления с импульсным датчиком скорости а также  без датчика скорости (рис. 24).

Рис.24. Система и система оптимального векторного регулирования асинхронным электроприводом без датчика на  двигателе (бездатчиковый привод), патент РФ [22].

Система электропривода без датчика скорости (рис.24) содержит векторный наблюдатель 14-29, на вход которого поступают сигналы измеренных фазных напряжений и токов, а на выходе образуются сигналы синусно-косинусной функции фазы и модуля вектора потокосцепления Ψr (в  вариантах Ψm, Ψs). 

Векторный регулятор тока содержит  прямой и обратный преобразователи декартовых координат 60,30, блок деления  11 вычисляет сигнал задания ортофазного тока делением требуемого момента M* на . Адаптивный оптимизатор, образованный блоками 11, 31, 32, реализует фазовый закон и задает оптимальный синфазный ток на вход регулятора 10. Привод по рис. 24 соответствует структуре по рис.1.

Предложены разработанные  способы векторного управлению синхронным электроприводом с возбуждением от постоянных магнитов, являющимся основным конкурентом  асинхронного электропривода по удельным и энергетическим показателям,  за исключением стоимости, надежности и  трудоемкости  в изготовлении.

Разработаны защищенные патентами способы и системы векторного управления синхронным двигателем с возбуждением от постоянных магнитов с датчиком углового перемещения и без датчика, связанного с двигателем.

В системе с фотоэлектрическим датчиком углового перемещения в способе предложена геометрическая ориентация нулевой метки датчика по оси d постоянных магнитов. Предложено астатическое регулирование нулевого уровня  синфазного тока в декартовых координатах d,q  в первой зоне регулирования с углом фазового сдвига вектора тока 90 градусов и увеличением этого угла выше 90 градусов при возрастании скорости в режимах, эквивалентных ослаблению поля.

Это позволяет увеличить максимальную скорость и максимальную выходную мощность при использовании магнитов и ограничении потерь и напряжения.

Одним из перспективных направлений является разработанный в соавторстве способ управления без датчика, связанного с двигателем (рис.25).

 

Рис. 25. Способ и система оптимального векторного управления бездатчиковым электроприводом с синхронным двигателем с возбуждением от постоянных магнитов.  Патент РФ [21].

В блоке вычисления скорости 33  вычисляется текущий угол положения ротора θм (фазы синхронизации φs), и в блоке 38 преобразуется в сигнал  обратной связи по скорости ω. Регулятор скорости 16 задает требуемый момент M*, преобразуемый оптимизатором 15 в сигналы задания ортофазного и синфазного токов. Оптимизатор 15 выполняется с трехзонным векторным регулированием  Isyn(ω).

Разработан способ векторной ориентации тока по измеренным фазным  токам и напряжениям [20] (рис.26).Общими для асинхронных и синхронных машин являются разработанные способ и система  «ВЕКТОРИНГ» [20] для реализации векторных наблюдателей в системах по рис.1 без датчика скорости и для векторного контроля.

По измеренным напряжениям и токам статора путем векторных преобразований вычисляются  фазы и модули векторов потокосцеплений, ток ротора, ток намагничивания, индуктивности, момент и мощность,  что применено для векторных наблюдателей в  приводах  без датчиков, связанных с двигателем.

 

Рис. 26. Способ и система «ВЕКТОРИНГ» для векторного наблюдения и контроля режимов и параметров электромеханических преобразователей. Патент РФ [20].

Способ и система «ВЕКТОРИНГ» применимы для разработки новых измерительных приборов для контроля режимов и примененных способов управления.

В глава 8 приведены основные результаты промышленной  реализации и внедрения электроприводов по работам, выполненным автором.

Созданы, испытаны и внедрены  электроприводы с векторным управлением:

1) первые транзисторные асинхронные электроприводы с  векторным управлением в полярных координатах для универсальных роботов, на которых впервые получены диапазоны точного регулирования скорости 1000, 2000.

2) первые транзисторные асинхронные электропривода  в декартовых координатах для роботов и прецизионных станков с диапазонами регулирования скорости 10000, 20000 и полосой пропускания 250 -350 Гц.

3) транзисторные электроприводы сварочных роботов, сварочных автоматов и полуавтоматов с датчиком и без датчика скорости.

4) электропривод для регулирования натяжения нитей в ткацких станках:

5) создан аккумуляторный грузовой электромобиль ЗИЛ-ЭЛЕКТРО с тяговым асинхронным электроприводом;

6) выполнен ряд работ по асинхронным электроприводам и системам управле-

ния для специальной  техники по гособоронзаказам.

  Рис.27. Первый  электромеханический промышленный робот «Универсал-5» (1978-1980 г.г.) с шестикоординатным транзисторным асинхронным электроприводом с векторным управлением (блок в центре) и шестикоординатный асинхронный привод с векторным управлением.для сборочного робота ПРЭМ (1984 г.).

Результаты сравнительных испытаний с несколькими другими типами приводов подтвердили преимущества асинхронного электропривода ЭПА6-Мт с векторным управлением по основным показателям назначения: диапазону регулирования скорости (10000), более высокой полосе пропускания (200-300 Гц), меньшим временем регулирования (1 мС), отсутствием дрейфа нулевой скорости, меньшими габаритами блока управления и меньшей температурой  нагрева двигателей по отношению к известным приводам постоянного и переменного тока, в том числе «Размер-2-5М».

Разработаны и  внедрены транзисторные асинхронные приводы с векторным управлением с увеличением диапазона регулирования скорости до 20000 для прецизионных металлообрабатывающих станков и ткацких станков (рис.28)

.  

Рис. 28. Трехкоординатный транзисторный асинхронный электропривод с векторным управлением ЭПА3-Мит мощностью 2,2 - 4 кВт для механизмов подачи прецизионных металлообрабатывающих станков (слева) с диапазоном регулирования скорости 20000 и полосой пропускания 250 Гц. Система управления подачей основы ткацкого станка СУОП-1 на базе асинхронного электропривода с векторным управлением с диапазоном регулирования скорости 20000 и полосой пропускания 350 Гц .

  При испытаниях на станках и роботах обеспечено выполнение требований ГОСТ 27803-91  по равномерности вращения и снижению пульсаций скорости в диапазоне 10000, 20000, по быстродействию с  высокой полосой пропускания  более

250 Гц  при отработки синусоидальной формы скорости (рис.29).

 

Рис.29. Экспериментальное определения полосы пропускания контура регулирования скорости асинхронного электропривода с векторным управлением для приводов подач станков. На  генераторе -  частота 250 Гц (слева). Осциллограмма отработки синусоидального сигнале задания скорости с частотой 160 Гц при сдвиге 330 для асинхронного привода с полосой пропускания контура скорости 310 Гц.

Разработан следящий асинхронный  электропривод с полосой пропускания скорости 500 Гц и с диапазоном регулирования скорости 20000 для спецтехники.

По результатам испытаний привод отнесен к сверхбыстродействующим по показателям быстродействия компенсации возмущений. Оптимизации выполнена по минимуму массы, габаритов и энергозатрат асинхронного электродвигателя. 

Развито направление электромобилей на тяговых асинхронных электроприводах с оптимальным векторным управлением при питание от аккумуляторных батарей с достижением максимума момента при ограниченном токе и минимума потерь по предложенным способам 6-зонного адаптивно-оптимального векторного управления моментом до 6Мn с минимизацией массы, габаритов и энергозатрат..

В 1995-2001 годах создан грузовой аккумуляторный электромобиль ЗИЛ-ЭЛЕКТРО (рис.30), при испытаниях которого доказана целесообразность применения тягового асинхронного электропривода с векторным управлением. Грузоподъемность составила 3 тонны, длина пробега до перезаряда 50-70 км, скорость до 75 км/час. Электромобиль демонстрировался в работе на нескольких международных выставках. В 2001-2002 годах выполнены работы по созданию комбинированных энергоустановок для гибридных электромобилей и электробусов (рис.30).

Рис. 33. Грузовой аккумуляторный электромобиль ЗИЛ-ЭЛЕКТРО на базе тягового асинхронного электропривода  с векторным управлением и комбинированная энергоустановка для гибридных электромобилей и электробусов с блоком «ДВС-асинхронный генератор», аккумуляторным накопителем и тяговым асинхронным электроприводом с адаптивно-оптимальным векторным управлением.

  Разработанные высокодинамичные тяговые асинхронные электроприводы с форсировками момента до 4-6  перспективны  для  электромобилей и электробусов. 

В 2003-2008 годах автором выполнены опытно-конструкторские работы по гособоронзаказу. Совместно с рядом ведущих организаций и коллективов создан, испытан и принят к серийному производству комплекс корабельного электронно-электротехнического оборудования,  состоящий из системы автоматического управления комплексом и комплектного асинхронного электропривода на базе транзисторного преобразователя частоты и специального асинхронного двигателя. Эти комплексы применены в атомных подводных лодках четвертого поколения.

Результаты разработок  высокоточных асинхронных электроприводов для роботов, станков, электромобилей демонстрировались на нескольких  международных выставках, в том числе, на международных выставках в Москве ЭЛЕКТРО-77 и ЭЛЕКТРО-2000, на выставке «Технологии из России» в Вашингтоне в 1994 году.

  ЗАКЛЮЧЕНИЕ

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТЫ

1. В результате выполненного комплекса теоретических и экспериментальных исследований, использования разработанных векторных методов синтеза и оптимизации, новых законов, способов и систем векторного управления достигнута цель диссертационной работы в качественном повышении основных показателей регулирования приводов переменного тока по отношению к известным способам управления:

- быстродействие регулирования поля и скорости повышено в 2-4 раза;

- диапазон точного регулирования скорости повышен в 10-20 раз;

- момент при ограниченном токе повышен на 30-70%;

- выходная мощность при ограничении потерь в двигателе повышена на 40%.

2. Цель работы достигнута в результате создания научной методологии векторного управления, включающей физико-математические основы и фазовый принцип  векторного управления, векторные методы синтеза и оптимизации управления полем и моментом, векторную теорию асинхронного двигателя, фазовые законы, способы и системы векторного и оптимального векторного управления высокоточными приводами переменного тока на основе асинхронных двигателей и синхронных двигателей на постоянных магнитах с датчиком и  без датчика, связанного с двигателем.

2. Предложено решение проблемы инвариантного векторного управления моментом с фазовым принципом векторного управления током и полем в полярных и декартовых координатах, обеспечивающее качественное повышение точности и диапазонов регулирования скорости, быстродействия и энергетической эффективности.

3. Впервые найдены фазовые законы векторного управления,  условия фазовой устойчивости и энергодинамической оптимизации асинхронных электроприводов, выявлены предельные энергетические и динамические возможности асинхронных электроприводов,  установлено существование  предельных  величин воспроизводимого максимального момента и насыщения.

4. Разработан и защищен патентами  в РФ, США, ФРГ, Англии, Франции, Швеции, Швейцарии комплекс основных способов векторного и оптимального векторного управления асинхронным приводом с инвариантным управлением моментом, что обеспечило защиту отечественных  приоритетов в создании основных способов, систем и математических основ векторного управления.

5. Впервые были разработаны, защищены отечественными и зарубежными патентами и внедрены  в промышленности транзисторные асинхронные электроприводы с векторным управлением, обеспечивающие качественное повышение точности, быстродействия, диапазонов регулирования  скорости в диапазонах выше 10000 с полосой пропускания привода выше 300 Гц до 500 Гц.

6. Разработаны способы и системы шестизонного адаптивно-оптимального векторного управления асинхронным электроприводом, реализующие предельные энергодинамические возможности асинхронного двигателя.

7. Разработан способы и системы оптимального векторного управления синхронным двигателем с возбуждением от постоянных магнитов, повышающие точность и диапазон регулирования  скорости.

8. Разработаны способы и системы векторной ориентации, векторного мониторинга «Векторинг» и векторного управления асинхронными и синхронными  двигателями без датчиков, связанных с двигателем, что создает перспективы для массового применения электроприводов переменного тока в промышленности и на транспорте.

ОБЩИЕ ВЫВОДЫ И РЕКОМЕНДАЦИИ

  В результате теоретических и экспериментальных исследований предложены теория, способы и системы векторного и оптимального векторного управления электроприводами переменного тока, обеспечившие достижение поставленной цели диссертационной работы в направлении качественного повышения быстродействия, точности и диапазонов регулирования скорости с существенным повышением энергетической эффективности приводов по отношению к известным способам управления.

Созданная методологии  векторного управления,  векторные методы синтеза  и оптимизации, векторная теория электродвигателя,  новые по отношению к мировому уровню способы и системы векторного и оптимального векторного управления электроприводами переменного тока предложены с обоснованиями  актуальности, научной новизны,  достоверности,  промышленной эффективности и внедрения научных результатов,  мировой патентной новизны и перспективности  для  дальнейшего научного и промышленного развития  электроприводов переменного тока.

Разработанная теория векторных взаимодействий,  закон о фазовых смещениях векторов токов и потокосцеплений, фазовый принцип управления динамикой, векторная теория асинхронного двигателя,  векторные методы синтеза и оптимизации, найденные фазовые законы, разработанные способы и системы векторного управления, рекомендуются в качестве теоретической основы для  развития теории и практики приводов переменного тока с микропроцессорным векторным управлением.

  Предложенная методология векторного управления рекомендуется для применения в научных исследованиях, разработках и промышленном производстве новых поколений микропроцессорных систем электроприводов переменного тока с все более высокими регулировочными показателями по точности, быстродействию, диапазонам регулирования скорости и энергетической эффективности.

  ОСНОВНОЕ  СОДЕРЖАНИЕ  ДИССЕРТАЦИИ  ОПУБЛИКОВАНО В РАБОТАХ

1.  Мищенко В.А.Теория, способы и системы векторного и оптимального векторного управления электроприводами переменного тока. Монография.Информэлектро.2002.

2.  Мищенко В.А. Векторный метод управления электромеханическими преобразователями// Электротехника / 2004. № 7. С.47-51.

3.  Мищенко В.А.Векторная теория асинхронного электродвигателя//  Электротехника / 2007. № 6 с.5-12.

4. Мищенко В.А. Фазовый принцип векторного управления динамикой асинхронного электропривода // Электротехника / 2008. №1. С.1-6.

5. Мищенко В.А. Теория, способы и системы векторного и оптимального векторного управления электроприводами переменного тока.// Труды III Международной (ХIV Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП-2001. Нижний Новгород, 2001, С.39-42.

6. Мищенко В.А.  Перспективы развития векторного управления электроприводами // Труды V Международной (16 Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП-2007/Санкт-Петербург. 2007. С.339-341

7. Мищенко В.А. Системная оптимизация управления и конструкции мобильных электромеханических комплексов//Наука и технологии в промышленности.2003. №3.

8. Мищенко В.А. Векторный метод управления электромеханическими комплексами// Наука и технологии в промышленности. 2003/2004. №3/1.

9.Мищенко В.А. Принципы конструирования, методы синтеза и оптимизации микропроцессорных электроприводов переменного тока с частотным и векторным управлением. //Сборник научных трудов МИФИ. Т1/  2002. С.40-41.

10. Мищенко В.А. Об оптимальном регулировании напряжения и частоты в системе частотного управления асинхронным электроприводом.//Труды научно-технической конференции АПИ . Вып.6.  Барнаул. 1970. С. 69-71.

11. W. Mistschenko, J. Sergl, K. Echtler. Betrieb eines Asynchronmotors mit optimaler Spannungs-und Frequenzregelung bei constanter Verlustsumme.// Bulletin des Schweizerischen Elekrotechnischen Vereins. / 1974. №3.  S.162-171.

12. Мищенко В.А. Вопросы разработки и исследования оптимизированных высокодинамичных систем частотнорегулируемых приводов переменного тока// Материалы научно-технической конференции АПИ. Часть 5. Электротехника. 1974. С.55-57.

13. Мищенко В.А. и др. Принципы построения и методы оптимизации тиристорных преобразователей второго поколения для целей электропривода.//В кн. Эффективность повышения частоты промышленного переменного тока/ 1975. С.132-142.

14. Мищенко В.А. и др. Разработка и исследование методов анализа и синтеза систем векторного частотного регулирования асинхронного электропривода// Деп. Информэлектро. РЖ «Электротехника и энергетика» 02К78-77. 1977.

15. Патент РФ № 1458962. Способ управления асинхронным электроприводом и устройство для его осуществления// В.А. Мищенко. Приоритет 26.03.1984/ Изобретения и открытия. 1989. № 6. 

16.  А.С № 1515322.  Электропривод переменного тока//В.А.Мищенко. Приоритет 11.05. 1984/ Изобретения и открытия. 1989. № 38. 

17. Патент РФ № 1464276. Электропривод переменного тока. В.А.Мищенко, Н.И. Мищенко. Приоритет 26.03.1984/Изобретения и открытия. 1989. № 9.

18. Патент РФ  № 1458951.  Способ управления  многофазным инвертором и устройство для его осуществления./ В.А. Мищенко, Н.И. Мищенко. Приоритет 26.03.1984. / Изобретения и открытия.  1989. № 6.

19. Патент РФ № 1681371. Способ векторного управления синхронным двигателем с постоянными магнитами на роторе//Мищенко В.А., Мищенко Н.И. // 1987.

20. Патент РФ № 2141720. Способ векторной ориентации тока электромеханического преобразователя энергии и устройство векторной ориентации "ВЕКТОРИНГ"  для его осуществления//  Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Приоритет 25.03.1998 / Изобретения и открытия. 1999. № 32.

21. Патент РФ № 2141719. Способ векторного управления синхронными электродви-

гателями с постоянными магнитами на роторе и электропривод для осуществления этого способа// Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Приоритет 25.03.1998 / Изобретения и открытия / 1999. № 32.

22. Патент РФ №  2132110.  Способ оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем и электропривод для его осуществления// Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Пр. 25.03.1998/ Изобретения и открытия. 1999. № 32.

23.  Патент США № 4926105. Method of induction motor control and electric

drive realizing this method./ V.A. Mischenko,  N.I. Mischenko. New York.  1990.

24.Патент ФРГ № 3744905. Способ и устройство управления асинхронным  электродвигателем, питаемым от преобразователя// Мищенко В.А., Мищенко Н.И./  1991.

25. Патент ФРГ № 3744985. Управление электроприводом с асинхронным двигателем, питаемым от преобразователя// Мищенко В.А., Мищенко Н.И./ Мюнхен. 1993.

26. Патент ФРГ № 3704387. Способ и устройство управления асинхронным двигателем./ Мищенко В.А., Мищенко Н.И./ Мюнхен. 1992.

27. Патент Франции № 2614481.Способ управления асинхронным двигателем и электропривод для его осуществления// Мищенко В.А., Мищенко Н.И./Париж. 1992.

28. Патент Англии № 2201308.Способ управления асинхронным двигателем и электропривод для его реализации.// Мищенко В.А., Мищенко Н.И. Лондон. 1988.

29. Патент Швеции № 456467. Способ и устройство управления асинхронным двигателем./  Мищенко В.А., Мищенко Н.И./ Стокгольм. 1989.

30. Патент Швейцарии CH 681 123A5. Способ управления асинхронным электродвигателем и  электропривод для осуществления этого способа//  Мищенко В.А., Мищенко Н.И. / Приоритет 13.02.1987.  Цюрих. 15.01.1993.

31. Исследование возможности создания асинхронных электроприводов с векторным управлением для промышленных роботов с различными датчиками обратных связей.  Научн.рук. Мищенко В.А.// ВНИИЭлектропривод./ Гос. рег.01.84.0075088. 1984.

32. Мищенко В.А.. Состояние разработки и перспективы развития серии комплектных частотно-регулируемых асинхронных электроприводов мощностью до 18,5 кВт на базе силовых гибридных транзисторных модулей// Автоматизированный электропривод переменного тока. Челябинск. 1979.

33. Патент РФ № 1064411. Устройство для регулирования скорости асинхронного двигателя// Мищенко В.А./ Изобретения и открытия. 1983.

34.  Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Системная оптимизация энергодинамических свойств и показателей  надежности высокоточных электромеханических комплексов// Инноватика-2006/ Материалы Международной конференции и Российской научной школы. Том II. Радио и связь. Москва.2006.С. 30-33.

35 Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Новое поколение корабельных технических комплексов с микропроцессорными электроприводами.// Инноватика-2007 /  Часть1. Энергоатомиздат.  Москва.  2007. С. 56-58.

36. Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Автоматизация корабельных технических комплексов на основе микропроцессорных асинхронных электроприводов // Труды V Международной (16 Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП-2007/Санкт-Петербург. 2007. С.339-341.

37. Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Векторный портрет микропроцессорного электропривода //Инноватика-2008 / Часть 2. Энергоатомиздат. Москва.  2008. С. 79-83.

38. Воловиков В.В., Мищенко В.А., Мищенко Н.И. Практическое применение сквозного комплексного моделирования в решении задач проектирования высоконадежных РЭУ космических аппаратов и корабельных технических комплексов. // Инноватика-2008 /  Часть 2. Энергоатомиздат.  Москва.  2008. С. 76-79.

39. Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Воловиков В.В., Кожевников А.М. Методология проектирования высоконадежных РЭС космических аппаратов и корабельных технических комплексов.//  Системные проблемы надежности, качества телекоммуникационных и электронных  технологий /Инноватика-2009. Часть 1. Энергоатомиздат. Москва. 2009. С. 69-71.

40. Мищенко В.А. Создание и перспективы развития методологии векторного управления электроприводами.// Системные проблемы надежности, качества телекоммуникационных и электронных  технологий /Инноватика-2009. Часть 1. Энергоатомиздат. Москва. 2009. С. 15-16.

41. Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Новое поколение корабельных электроприводов.// Системные проблемы надежности, качества телекоммуникационных и электронных  технологий / Инноватика-2009. Часть 1. Энергоатомиздат. Москва. 2009. С. 53-55.

42. Боровин Г.К., Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Рутковский С.В. Математическое моделирование асинхронного электропривода с векторным управлением.//  Институт Прикладной Математики им. М.В. Келдыша АН СССР. М. 1989.

43. Мищенко В.А., Мищенко Н.И., Мищенко А.В. Новое поколение корабельных технических комплексов с микропроцессорными электроприводами // Журнал ВАК Качество, инновации, образование.  Москва. 2007.  №4 [20],  С. 80-82.

44. Мищенко В.А., Шрейнер Р.Т., Шубенко В.А.. Оптимальный по минимуму потерь закон частотного управления асинхронным двигателем.//  Известие вузов. Энергетика. 1969. №8. С.115-118.

45. Шубенко В.А., Шрейнер Р.Т., Мищенко В.А. Частотноуправляемый асинхронный электропривод с оптимальным регулированием скольжения.//  Известия вузов. Электромеханика. 1970. № 6. С.677-681.

46. Шубенко В.А., Шрейнер Р.Т., Мищенко В.А. Оптимизация частотно-управляемого асинхронного электропривода по минимуму тока.// Электричество.1970. № 9. С. 23-26.

47. .Шубенко В.А., Шрейнер Р.Т., Мищенко В.А. Оптимальное частотно-токовое управление асинхронным электроприводом // Известия вузов. Горный журнал. 1970. № 1. С.161-162.






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.