WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!


 

На правах рукописи

ВИНОГРАДОВ Анатолий Брониславович

РАЗВИТИЕ ТЕОРИИ И ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ

ВЕКТОРНЫХ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА 

С МИКРОПРОЦЕССОРНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ

05.09.03 Электротехнические комплексы и системы

АВТОРЕФЕРАТ
диссертации на соискание ученой степени
доктора технических наук

Иваново 2011

Работа выполнена в Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Ивановский государственный энергетический университет имени В.И.Ленина».

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор

Онищенко Георгий Борисович

доктор технических наук, профессор

Хватов Олег Станиславович

доктор технических наук, профессор

Голубев Александр Николаевич

Ведущая организация:

ОАО «НИПТИЭМ» г. Владимир

Защита состоится  «___» _______ 2011 г. в ____  часов на заседании совета по защите докторских и кандидатских диссертаций Д 212.064.02 при ГОУВПО «Ивановский государственный энергетический университет имени В.И. Ленина» по адресу: 153003,
г. Иваново, ул. Рабфаковская, 34.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке ГОУ ВПО «Ивановский государственный энергетический университет имени В.И.Ленина», с авторефератом – на сайте ВАК http://vak.ed.gov.ru/

Автореферат разослан  «  » 2011 г.

Ученый секретарь диссертационного совета                                В.В. Тютиков

Общая характеристика работы

Актуальность темы.  Системы векторного управления электроприводами переменного тока в сравнении с частотными и частотно-токовыми системами управления позволяют достигать наилучших динамических и статических характеристик регулирования скорости и момента, а  при условии эффективного управления потокосцеплением способны обеспечивать двухзонное регулирование скорости и оптимизацию энергетических характеристик привода как в статических, так и в динамических режимах его работы. Потенциально именно эти системы способны удовлетворить наиболее жестким требованиям к эффективности и качеству регулирования электропривода со стороны технологического процесса.

Основы теории векторного управления электроприводами переменного тока были положены в работах Р. Парка и Ф. Блашке и развиты в работах ряда отечественных и зарубежных ученых. Первые промышленно реализованные системы векторного управления (70-е – 80-е годы прошлого века) были ориентированы на аналоговую и аналого-дискретную элементную базу и не получили широкого распространения, в сравнении с системами частотного управления, главным образом в связи с их высокой чувствительностью к изменению параметров и сложностью исходной настройки. Наибольшие проблемы были сопряжены с построением аналоговых и аналого-дискретных систем векторного управления без датчика на валу двигателя. Ни одна из ряда отечественных разработок того времени в указанном направлении не дошла, по сведениям автора, до серийного производства по тем же причинам высокой чувствительности к параметрам и сложности настройки.

Настоящий прорыв в применении электроприводов переменного тока состоялся в 90-е годы в связи с разработкой и началом массового производства электроприводов переменного тока с микропроцессорным управлением. При этом изначально характеристики микропроцессорных электроприводов заметно уступали характеристикам их более ранних образцов с векторным управлением и датчиком скорости/положения, реализованным на аналого-дискретной элементной базе, по диапазону и быстродействию регулирования скорости.

Кроме того, начиная с 90-х годов, наметилось серьезное, прежде всего технологическое, отставание отечественных разработок в области электропривода переменного тока с микропроцессорным управлением, доведенных до стадии серийного производства, и рынок наполнился импортными приводами, в том числе выпускаемыми под торговыми марками отечественных производителей.

Чтобы устранить эти недостатки и максимально реализовать неоспоримые преимущества микропроцессорного привода с векторным управлением потребовалась разработка структур, алгоритмов, методов управления электроприводами переменного тока, непосредственно ориентированных на программную реализацию и максимально использующих ее потенциальные возможности. Техническую предпосылку для этого создало появление в 90-х годах высокопроизводительных сигнальных процессоров, способных решать в реальном времени задачи векторного управления приводом переменного тока и специализированных под задачи управления приводом.

Диктуемые технологическими задачами и постоянно растущие требования к качественным показателям регулирования координат и энергетической эффективности электропривода обусловили необходимость решения в реальном времени задач цифровой идентификации параметров и переменных, адаптации характеристик привода к изменению его параметров и режима работы, синтеза алгоритмов управления, сочетающих предельно достижимую динамику с высокими энергетическими показателями. При оптимизации привода по КПД актуальным является вопрос учета потерь в стали в динамических моделях двигателей, используемых для управления в реальном времени. При построении бездатчикового электропривода переменного тока с векторным управлением наибольшую остроту приобретают вопросы параметрической идентификации, адаптации и учета динамических свойств силовых переключателей. При построении вентильно-индукторного электропривода (ВИП)  актуальными остаются вопросы минимизации пульсаций электромагнитного момента, выбора конфигурации силовой части и синтеза алгоритмов управления, оптимальных по этому показателю. К автономным станциям энергоснабжения (АСЭ), создаваемым на основе современного электропривода и преобразовательных устройств, предъявляются повышенные требования к динамической точности выходного напряжения при работе с различными видами нагрузок и высокой надежности в аварийных режимах. Это предполагает необходимость построения быстродействующих векторных систем управления и определения оптимального соотношения параметров всей системы в целом, включающей двигатель внутреннего сгорания, привод мотор-генератора, звено постоянного тока, АСЭ и ее нагрузку. Актуальными являются также вопросы доведения новых разработок в области электропривода переменного тока как универсального, так объектно-ориентированного назначения до стадии серийного производства, повышения его надежности и конкурентоспособности на рынке в сравнении с импортными аналогами.

Таким образом, актуальными задачами в развитии теории и практической реализации векторных электроприводов переменного тока с микропроцессорным управлением являются улучшение энергетических и регулировочных характеристик приводов, оснащение их комплексом интеллектуальных режимов (функций, свойств), под которыми в данной работе понимаются режимы автоматического определения и настройки параметров системы управления на параметры силового канала привода, идентификация параметров и переменных в реальном времени работы привода, самонастройка и параметрическая адаптация, оптимизация характеристик привода в реальном времени, поддержка вспомогательных функций и режимов, существенно расширяющих функциональные возможности и улучшающих технические характеристики привода.

Диссертационная работа посвящена решению указанной проблемы и выполнялась в ГОУ ВПО «Ивановский государственный энергетический университет имени В.И. Ленина» в рамках федеральной программы «Научные исследования высшей школы по приоритетным направлениям науки и техники 2003-2004 г.», а также в рамках хоздоговорных работ с научными и производственными компаниями.

Целью работы является развитие теории и практическая реализация векторных электроприводов переменного тока с микропроцессорным управлением, улучшение их энергетических и регулировочных характеристик за счет разработки и внедрения новых методов, алгоритмов и интеллектуальных функций управления. В соответствии с поставленной целью решаются следующие задачи:

– анализ существующего состояния электропривода переменного тока и направлений его совершенствования;

– разработка математических моделей элементов электропривода переменного тока для  анализа и синтеза векторных систем с улучшенными регулировочными и энергетическими характеристиками;

– разработка и исследование эффективных алгоритмов формирования широтно-импульсной модуляции преобразователей переменного тока в рамках  пространственно-векторного и релейно-векторного подходов;

– разработка методов и алгоритмов цифровой параметрической идентификации и оптимизации процессов в электроприводе переменного тока;

– разработка вспомогательных интеллектуальных режимов работы электропривода переменного тока;

– разработка принципов построения системы векторного управления автономными станциями энергоснабжения в составе транспортных средств с электромеханической трансмиссией;

– создание структур, алгоритмов управления серийных электроприводов и преобразователей переменного тока.

Объектом исследования является электропривод переменного тока с векторным управлением

Предметом исследования являются методы и алгоритмы управления электроприводами и преобразователями переменного тока, оптимизации привода, идентификации его параметров и переменных в реальном времени, алгоритмы реализации интеллектуальных режимов работы.

Методы исследования. При решении поставленных задач использовались методы современной теории автоматического управления, теорий дискретных и нелинейных систем с разрывным управлением, методы векторного анализа, теории дифференциальных уравнений, методы цифрового математического моделирования и натурного эксперимента.

Достоверность полученных в диссертационной работе научных результатов подтверждается непротиворечивостью численных расчетов, проведенными по различным методикам, результатами математического моделирования и экспериментальных исследований, выполненных на лабораторных и испытательных стендах в Ивановском государственном энергетическом университете, в испытательных центрах ОАО «НИПТИЭМ», г. Владимир, ООО «ЧЭАЗ-ЭЛПРИ», г. Чебоксары, ООО «НПО Вертикаль», г. Харьков, данными квалификационных испытаний приводов, проведенных фирмами-производителями, данными, полученными в ходе эксплуатации электроприводов и преобразователей на реальных объектах.

Научная новизна работы представлена

– разработанными структурами, алгоритмами работы, методиками синтеза систем микропроцессорного управления электроприводами переменного тока с улучшенными регулировочными и энергетическими характеристиками, учитывающими потери в стали и насыщение при оптимизации по КПД, обеспечивающими достижение предельного быстродействия в рамках действующих ограничений при малых дополнительных потерях от ШИМ, наделенных широким набором вспомогательных интеллектуальных функций и свойств;

– предложенной методикой синтеза алгоритмов управления матричным преобразователем частоты, построенной в рамках стратегии пространственно-векторного формирования ШИМ с жестко заданным законом коммутации и обеспечивающей высокие показатели ее энергетической эффективности, достигаемой  за счет оптимизации элементарной комбинации векторов на периоде коммутации, и предельно-достижимый коэффициент использования источника питания при синусоидальном законе изменения входного тока и выходного напряжения;

– разработанным алгоритмом оценки электромагнитных и механических параметров асинхронного двигателя (АД) в процессе его работы (активных сопротивлений обмоток, постоянной времени ротора, взаимной индуктивности, момента инерции), используемым в процессе адаптации системы управления, а также алгоритмами автоматического определения исходных значений параметров и настройки разработанных систем частотного и векторного управления приводом на основе информации о фазных токах и напряжении звена постоянного тока без отключения двигателя от механизма;

– разработанной динамической тепловой моделью IGBT- модуля и методикой расчета температуры его кристаллов в реальном времени, а также алгоритмом его температурной защиты, использование которого позволяет существенно повысить перегрузочную способность и надежность преобразователя частоты в режиме кратковременных перегрузок;

– синтезированной структурой и алгоритмом работы системы векторного управления автономной станцией энергоснабжения транспортного средства с электромеханической трансмиссией, обеспечивающих согласование динамики элементов системы «двигатель внутреннего сгорания – векторный привод мотор-генератора – АСЭ – нагрузка» при малой емкости звена постоянного тока,  высокое качество электрической энергии при различных нагрузках и устойчивость в аварийных режимах;

– предложенным методом приближенного учета потерь в стали двумя постоянными коэффициентами в составе динамической модели асинхронного двигателя,  ориентированной на анализ систем векторного управления электроприводом с улучшенными энергетическими и регулировочными характеристиками и синтез управления этими системами в реальном времени;

– предложенным критерием оценки энергетики ШИМ и результатами сравнения энергетических показателей наиболее эффективных вариантов ШИМ по уровню коммутационных потерь в системе «преобразователь-двигатель», а также  разработанной методикой выбора ее оптимального алгоритма по типовой диаграмме работы преобразователя;

– разработанными алгоритмами пофазной компенсации влияния задержек инвертора напряжения, учитывающих их зависимость от мгновенного значения тока каждой фазы, использование которых позволяет расширить диапазон регулирования асинхронных и синхронных электроприводов без датчика на валу двигателя;

– предложенной структурой, алгоритмом и методикой синтеза системы управления вентильно-индукторным приводом с минимизацией пульсаций электромагнитного момента и разработанной математической моделью 6-фазного ВИП с  общей точкой в координатах проводящих фаз.

Практическая ценность работы

Разработанные структуры, алгоритмы, методики синтеза систем управления асинхронным и синхронным приводом положены в основу серийно выпускаемых электроприводов и могут использоваться при проектировании новых систем привода с улучшенными регулировочными и энергетическими показателями.

Созданные в ходе работы программные комплексы для моделирования процессов в асинхронном и синхронном электроприводе с различными видами систем управления, регуляторами, набором допущений при описании двигателей и преобразователей, а также в вентильно-индукторном приводе с различными конфигурациями силовой части, в преобразовательных устройствах систем автономного электропитания, в трехфазных инверторах с учетом ШИМ и задержек переключения, в матричных преобразователях частоты с учетом ШИМ могут использоваться при решении научно-исследовательских и учебных задач в области электропривода и преобразовательных устройств переменного тока, при разработке новых систем привода.

Предложенная методика синтеза алгоритмов управления матричным преобразователем частоты, структуры, методики синтеза системы управления ВИП с минимизацией пульсаций момента, результаты исследований энергетических характеристик алгоритмов формирования ШИМ, представленные результаты моделирования, стендовых испытаний, а для серийно выпускаемых изделий - результаты эксплуатации в реальных условиях электроприводов и преобразователей переменного тока с разработанными системами управления могут использоваться при создании высокоэффективных систем электропривода переменного тока и в учебном процессе.

Разработанные методы и алгоритмы идентификации переменных и параметров электропривода в процессе его работы, алгоритмы определения исходных параметров подключенного двигателя пригодны для применения в электроприводах переменного тока с различными, как векторными, так и скалярными системами управления с целью улучшения их энергетических и регулировочных характеристик.

Представленные в работе результаты сравнения показателей различных вариантов реализации ШИМ, методов компенсации влияния задержек инвертора, структур вентильно-индуктурного привода  в сопоставлении с асинхронным приводом и сформированные на основе их анализа рекомендации по выбору вариантов позволяют осознанно подходить к задаче выбора того или иного варианта при построении новой системы электропривода.

Реализация и внедрение результатов работы.  Разработанные под руководством автора системы частотного и адаптивно-векторного управления асинхронным и синхронным электроприводом с датчиком и без датчика скорости, система векторного управления рекуперативным выпрямителем внедрены в электроприводах и преобразователях серий АПЧ и ЭПВ мощностью 1…250 кВт, выпускаемых ООО «ЧЭАЗ-ЭЛПРИ» Чебоксарского электроаппаратного завода с 2000 г. Разработанные как электроприводы универсального назначения, они нашли многочисленное (на 10.2010 внедрено более 2800 приводов) применение в самых различных объектах и отраслях экономики страны от простейших станций управления насосами до механизмов главного движения и подач высокоточных металлообрабатывающих станков. Оптимальная по КПД система векторного управления внедрена в опытных образцах тягового электропривода трактора «БЕЛАРУС–3023» мощностью 300 л.с. с электрической трансмиссией переменно-переменного тока, созданной концерном «Русэлпром» (ООО «Русэлпром-Электропривод») совместно с Минским тракторным заводом и в тяговом электроприводе маршрутного городского автобуса ЛиАЗ-5292Х с гибридной энергоустановкой, созданный тем же концерном совместно с Ликинским автобусным заводом. Система векторного управления автономной станцией энергоснабжения в виде опции внедрена на опытном образце трактора «БЕЛАРУС–3023». Объектно-ориентированные системы векторного управления асинхронным электроприводом внедрены на ряде предприятий – производителей преобразовательной техники, среди которых: промышленная группа «Приводная техника», г. Москва, корпорация «Триол», г. Харьков, ДООО «ИРЗ-ТЭК» Ижевского радиозавода. В виде оборудования и методической разработки для лабораторных стендов электроприводы внедрены в учебный процесс ГОУ ВПО «Ивановский государственный энергетический университет имени В.И. Ленина», г. Иваново.

На защиту выносятся

– методика синтеза алгоритмов управления матричным преобразователем частоты в рамках стратегии пространственно-векторного формирования ШИМ с жестко заданным законом коммутации;

– методика расчета температуры кристаллов IGBT-модуля в реальном времени работы преобразователя и основанные на ней алгоритмы температурной защиты;

– структуры, алгоритмы работы, методики синтеза следующих систем управления:

- системы частотного управления с векторной ориентацией переменных и развитыми интеллектуальными свойствами для построения асинхронного привода общепромышленного назначения;

- систем адаптивно-векторного управления для построения высококачественных асинхронных и синхронных электроприводов без датчика на валу двигателя;

-  системы цифрового релейно-векторного управления асинхронным электроприводом с предельным быстродействием и энергоэффективными алгоритмами ШИМ;

- системы оптимального по КПД векторного управления асинхронным электроприводом с учетом потерь в стали и насыщения магнитопровода;

– методы и алгоритмы оценки в реальном времени электромагнитных и механических параметров асинхронного двигателя, претерпевающих существенные изменения в процессе работы;

– метод приближенного учета потерь в стали двумя постоянными коэффициентами в составе динамической модели асинхронного двигателя;

– методика синтеза системы управления ВИП с минимизацией пульсаций электромагнитного момента, результаты сравнения различных вариантов построения силовой части ВИП при различных формах задания фазных токов;

– структура и алгоритмы работы системы векторного управления автономной станцией энергоснабжения в составе транспортного средства с электромеханической трансмиссией;

– математические модели, результаты моделирования, стендовых исследований и эксплуатации на производственных объектах разработанных электроприводов и преобразователей переменного тока;

– результаты сравнительного анализа различных вариантов формирования ШИМ и алгоритмов компенсации задержек инвертора.

Апробация работы. Основные результаты работы докладывались и обсуждались на следующих научно-технических конференциях:

Научно-техн. конференция «Методы анализа и технические средства испытаний электромеханических систем управления, Владимир, 1988; Всесоюзная научно-техн. конференция «Современное состояние, проблемы и перспективы энергетики и технологии в энергостроении», Иваново, 1989; Научно-техн. конференция «Системы электроприводов гибких производственных модулей», Киров, 1989; Крым, 2009; Всесоюзная конф. «Современные проблемы электромеханики, Москва, 1989; XI Всесоюзная научно-техн. конференция по проблемам автоматизированного электропривода, Суздаль, 1991; V Всесоюзная научно-техн. конференция «Проблемы преобразовательной техники», Киев, 1991; Международная научно-техн. конференция «Состояние и перспективы развития электротехнологии» (Бенардосовские чтения), Иваново, 1991, 1992, 1994, 1997, 1999, 2001, 2003, 2005, 2007, 2009;  II Международная научно-техн. конференция по электромеханике и электротехнологии, Крым, 1996; XVI Научно-техн. конференция «Актуальные проблемы энергетики», Н. Новгород, 1997; XI Научно-техн. конференция «Электроприводы переменного тока», Екатеринбург, 1998; Международная электронная научно-техн. конференция «Перспективные технологии автоматизации», Вологда, 1999; Всероссийская конф. «Региональные проблемы энергосбережения и пути их решения», Н. Новгород, 1999; Международная конференция по автоматизированному электроприводу (АЭП): 2001 г. – Н. Новгород, 2004 г. – Магнитогорск, 2007 г. С.Петербург, 2010 г. – Тула; International Scientific and Technical Conference «Theory and Engineering of Metallurgical Processes», Cracow, 2003; Международная научно-техн. конференция «Электроприводы переменного тока» (ЭППТ), Екатеринбург, 2005, 2007;  6-й Международный симпозиум ЭЛМАШ2006 «Перспективы и тенденции развития электротехнического оборудования», Истра, 2006; 12th International Power Electronics & Motion Control Conference, Portoroz, Slovenia, 2006; 10th International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipment (OPTIM’06), Brasov, Romania, 2006.Научно-техн. конференция «Силовая электроника», Москва, 2008; Международная научно-техн. конференция «Силовая электроника и энергоэффективность» (СЭЭ’2009).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 115 печатных работ, в том числе, 1 монография, 5 учебных пособий, 25 работ в изданиях, предусмотренных перечнем ВАК,  5 авторских свидетельств и патентов на изобретения.

Структура работы. Диссертация состоит из введения, 7 глав, заключения, библиографического списка (307 наименований) и приложений, содержащих документы, подтверждающие внедрение полученных результатов. Работа содержит 308 страниц, 98 рисунков, 16 таблиц.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность темы, сформулированы цель и основные задачи работы, охарактеризованы научная новизна и практическая ценность полученных результатов, представлены результаты внедрения. Сформулированы основные положения, выносимые автором на защиту.

В первой главе  на основе литературных источников проанализировано современное состояние проблем микропроцессорного управления электроприводами переменного тока напряжением до 1000 В: теории управления, математического моделирования, практической реализации. Проведена детализация поставленных в работе задач. Выполнен отбор и краткий анализ известных математических моделей асинхронных и синхронных двигателей, применимых для анализа и синтеза динамических режимов в электроприводе с высокими регулировочными и энергетическими характеристиками. Приведен краткий анализ математического аппарата, используемого для анализа и синтеза процессов в электроприводе с учетом дискретного характера и неидеальностей преобразовательных устройств, конкретных способов и алгоритмов формирования ШИМ.

Показано, что известные математические модели двигателей, основанные на уравнениях обобщенной электрической машины, при преобразовании их в компактную форму записи хорошо подходят для анализа и синтеза процессов в высококачественном электроприводе переменного тока без учета потерь в стали, эффектов насыщения участков магнитной системы и вытеснения тока при работе привода в области малых скольжений.  В данной работе под термином «высококачественный электропривод» для варианта без датчика скорости/положения понимается  привод с диапазоном регулирования скорости не менее 100 при случайном характере нагрузки и полосой пропускания контура скорости не ниже 20 Гц. Для варианта с датчиком на валу двигателя – привод с диапазоном регулирования не менее 10000 и полосой пропускания контура скорости не ниже 100 Гц.

Для решения той же задачи высококачественного векторного управления, дополненной требованиями оптимизации энергетических процессов (минимизации потерь в системе «преобразователь - двигатель»), требуются другие математические модели, описывающие динамику привода с учетом потерь в стали и насыщения, т.к. неучет этих явлений приводит к значительным расчетным погрешностям. В случаях попадания привода средней и большой мощности в область больших скольжений, например в режимах сильного ослабления поля, токоограничения, динамического торможения, частотного сканирования при поиске неизвестной частоты вращения, дополнительно к этому требуется учет эффекта вытеснения тока в обмотке ротора. Исследования, подтвержденные расчетами по различным методикам, выполненными специалистами электротехнического концерна «Русэлпром», моделированием и натурным экспериментом, выполненным под руководством автора для тяговых приводов транспортных средств с электромеханической трансмиссией, показали, что неучет потерь в стали при синтезе системы управления двигателем может приводить к снижению КПД системы на несколько процентов. Это особенно актуально в тяговых электроприводах, хотя в условиях постоянно повышающихся требований к энергоэффективности актуально для любого регулируемого привода средней и большой мощности. Так как динамические модели необходимы не только для анализа, но и для реализации эффективного управления приводом в реальном времени, то другими требованиями к ним являются: минимальное количество дифференциальных уравнений с минимальным набором параметров, представляемых константами, либо функциями одной переменной, алгоритм расчета – безитерационный.

Анализ полученных под руководством автора экспериментальных данных и различных вариантов компенсации влияния задержек инвертора напряжения на характеристики различных систем электроприводов переменного тока показал, что наиболее чувствительными к данному эффекту являются частотные и векторные электроприводы без датчика на валу двигателя, использующие сигналы управления инвертором, для получения информации о фазных напряжениях двигателя с целью применения ее в оценке необходимых для управления переменных: потокосцепления, скорости. Установлено, что для расширения диапазона регулирования скорости в электроприводе без датчика механических координат, требуется учет в алгоритмах компенсации задержек инвертора их зависимостей от мгновенных значений фазных токов.

Другим важным фактором, накладывающим существенные ограничения на качественные показатели векторного электропривода, в особенности электропривода без датчика скорости, является чувствительность систем управления к изменению параметров двигателя: температурному изменению сопротивлений статора и ротора, изменению индуктивностей, связанному с нелинейностью кривой намагничивания двигателя. Одним из наиболее эффективных путей решения этой проблемы в рамках современного электропривода с микропроцессорным управлением представляется самонастройка параметров системы управления, основанная на оценке изменяющихся параметров двигателя в реальном времени работы системы или, иными словами, параметрическая адаптация привода к условиям его работы.

Задача самонастройки привода на изменяющиеся параметры силового канала тесно связана с задачей оптимизации, которую в современных микропроцессорных электроприводах требуется решать в реальном времени работы привода. Один из наиболее эффективных критериев оптимизации – это минимизация потерь в системе «преобразователь - двигатель» с учетом наложенных на привод ограничений по напряжению, току, скорости. Применительно к асинхронному электроприводу с векторным управлением задача минимизации потерь от эквивалентных (усредненных на периоде модуляции) значений переменных решается за счет выбора оптимального соотношения активной и реактивной составляющих тока статора в зависимости от уровней скорости и момента. К этой задаче добавляется задача минимизации дополнительных потерь от быстрых (коммутационных) составляющих процессов, вызванных переключениями в преобразователях. Она решается путем выбора алгоритмов переключения, оптимальных по принятым энергетическим критериям, и частоты модуляции. Две вышеуказанные задачи оптимизации допускается решать независимо друг от друга, если частота ШИМ и основной гармоники напряжения разнесены не менее чем на порядок. Частные решения рассматриваемых в работе задач синтеза рациональных алгоритмов формирования ШИМ матричных преобразователей частоты и 3-х фазных двухуровневых инверторов рассматривались также  в работах Р.Т. Шрейнера, Д.Б. Изосимова и ряда других. 

При построении высококачественного вентильно-индукторного привода, ориентированного на применение в тяговом электроприводе транспортных средств прежде всего приходится решать вопросы минимизации пульсаций электромагнитного момента, эффективного управления во второй зоне регулирования скорости (в условиях ограничения по напряжению), а также в генераторных режимах привода. До сих пор актуальным остается вопрос правильности выбора типа привода, структуры его силовой части из ряда приводов и структур, способных решать одинаковую задачу. Решение этих задач возможно на основе сравнительного анализа вариантов приводов и структур силовой части, рассматриваемых в равных условиях.

При построении алгоритмов управления преобразовательными устройствами с функцией двунаправленного обмена электрической энергией между питающей сетью и нагрузкой (рекуперативными выпрямителями, матричными преобразователями) прежде всего возникают задачи обеспечения высоких показателей электромагнитной совместимости преобразователя с сетью и с нагрузкой, обеспечения синусоидального характера сетевого тока с регулируемым коэффициентом сдвига, обеспечения максимального использования напряжения источника при синусоидальном законе изменения выходного напряжения и входного тока. 

При построении систем управления автономными источниками энергоснабжения 3-фазным переменным током с питанием от привода мотор-генератора требуется решать следующие задачи:

- обеспечение высокой динамической и статической пофазной точности и других показателей качества выходного напряжения при работе на линейную и нелинейную, симметричную и несимметричную нагрузку различного характера в условиях относительно небольшой емкости звена постоянного напряжения;

- обеспечение надежной, без отключения потребителя, работы источника в режимах кратковременных перегрузок и коротких замыканий, возникающих, в том числе, при прямом пуске асинхронного двигателя соизмеримой с источником мощности.

Наиболее эффективное решение этих вопросов возможно при совместном рассмотрении динамических процессов, протекающих в системе «первичный источник энергии – привод мотор-генератора – звено постоянного напряжения – автономная станция энергоснабжения – нагрузка», с учетом коммутационных составляющих процессов, вызванных ШИМ в преобразователях. Первичными источниками энергии могут быть ветровые и гидрогенераторы, двигатели внутреннего сгорания.

Конкурентоспособность современного электропривода переменного тока определяется не только его основными показателями качества регулирования переменных и энергоэффективности, что конечно же главное, но и наличием вспомогательных интеллектуальных режимов (функций, свойств), существенно расширяющих его функциональные возможности и улучшающих такие показатели, как надежность, перегрузочная способность, удобство настройки на новый двигатель, устойчивость к внешним воздействиям.  В данной работе решаются задачи разработки алгоритмов таких вспомогательных режимов, как тепловая защита преобразователя на основе динамической тепловой модели IGBT-модуля, автоматическая настройка параметров системы управления на параметры двигателя, адаптация к изменению момента инерции привода, режим управления за счет кинетической энергии вращающихся масс. 

Решение обозначенных в главе 1 задач рассматривается в последующих главах работы. 

Во второй главе представлена разработка математических моделей элементов электропривода переменного тока, ориентированных на анализ и синтез цифровых систем управления с улучшенными энергетическими и регулировочными характеристиками, приводятся результаты моделирования.

При построении модели асинхронного двигателя, питаемого от преобразователя частоты, с учетом потерь в стали, насыщения магнитной системы основным потоком и потоками рассеяния, эффекта вытеснения тока в обмотке ротора, были приняты следующие допущения:

- описание процессов производится в рамках теории цепей с сосредоточенными параметрами;

- «медленные» процессы рассматриваются отдельно от «быстрых», создаваемых ШИМ инвертора напряжения;

- электрические и магнитные цепи двигателя симметричны;

- потери в стали ротора пренебрежимо малы относительно других видов потерь;

- эффекты насыщения магнитной системы и вытеснения тока в роторе учитываются зависимостями параметров АД от его переменных, полученными в установившихся режимах работы;

- влияние гистерезиса стали на форму токов и потокосцеплений отсутствует;

- потери от гистерезиса пропорциональны квадрату потокосцепления взаимоиндукции и частоте основной гармоники поля; потери от вихревых токов пропорциональны квадрату потокосцепления взаимоиндукции и квадрату частоты;

Полученная в результате система векторных дифференциальных уравнений, описывающих динамику электромагнитных процессов асинхронного двигателя, имеет вид:

(2.1)

(2.2)

(2.3)

где - векторы напряжения статора, токов статора и ротора, потокосцепления взаимоиндукции; - активные сопротивления фаз статора и ротора; - индуктивности рассеяния фаз статора и ротора, взаимная, при учете насыщения задаваемые статическими зависимостями от ; - коэффициенты потерь от вихревых токов и гистерезиса, являющиеся константами для конкретного двигателя. При учете эффекта вытеснения тока   задаются статическими зависимостями от частоты скольжения.

При построении модели использован метод приближенного учета потерь в стали при описании динамических процессов, основанный на введении двух постоянных коэффициентов, позволяющих раздельно учитывать потери от вихревых токов и гистерезиса (коэффициенты соответственно).

Система уравнений (2.1)-(2.3), дополненная известным уравнением электромагнитного момента, записанным относительно векторов , и уравнением движения, составляют полную математическую модель асинхронного двигателя, которая может использоваться как для анализа, так и для синтеза динамических процессов с учетом потерь в стали, в том числе при управлении приводом в реальном времени.

Все параметры модели определяются в результате расчета по точным, проверенным практикой методикам проектирования асинхронных машин или на основании экспериментальных данных. Оба эти подхода к определению параметров проверены на ряде типоразмеров асинхронных двигателей основного исполнения серии 4А и на тяговых двигателях, входящих в состав комплекта тягового электрооборудования трактора ЭТ300ЦП и гибридного автобуса ЛиАЗ-5292Х. Критериями точности определения параметров являлись отклонения в токе статора, КПД, при режиме двигателя, заданном напряжением, частотой и моментом нагрузки в различных точках рабочего диапазона при сравнении результатов моделирования с результатами расчета по различным методикам проектирования и опытным данным, в частности по методикам, применяемым ОАО «НИПТИЭМ», г. Владимир. Получены отклонения в КПД в пределах долей процента, отклонения в токе – в пределах 2-3%, отклонения в потерях в стали – в пределах 5-7%.

Математические модели индукторного двигателя (ИД) существенным образом различаются в зависимости от схемы включения его обмоток. Для моделирования процессов в -фазном ИД с независимым управлением фазами принята математическая модель в частных производных от потокосцепления. Специально для моделирования процессов в 6-фазном ВИП с общей точкой (рис. 2.3), получена модель ИД 2-го порядка в преобразованной системе координат , связанной с проводящими в данный момент времени тремя фазами (рис. 2.4).  Малый порядок уравнений существенно упрощает процедуры анализа и синтеза является отличительной особенностью модели в сравнении с традиционным подходом, когда число уравнений равновесия напряжений равно числу фаз ИД.

Рис. 2.3. Схема силовой части 6-фазного ВИП с общей точкой включения фаз

Рис. 2.4. Эквивалентная схема 6-фазного ИД в преобразованной системе координат

Уравнения, описывающие динамику 6-фазного ИД с общей точкой, записываются в следующем виде:

;

,

где - активное сопротивление фазы; - межфазные напряжения; , - токи и потокосцепления преобразованных фаз; - электромагнитные моменты, суммарный и создаваемый -й фазой (рассчитываются традиционно, как частная производная энергии по угловому перемещению ротора).

Полученные математические модели двигателей используются в дальнейшем для анализа и синтеза процессов управления электроприводами.

В третьей главе представлены результаты разработки и исследования эффективности алгоритмов формирования широтно-импульсной модуляции преобразователей переменного тока в рамках  пространственно-векторного и релейно-векторного подходов, обеспечивающих улучшенные энергетические показатели и являющиеся основой для построения высококачественного электропривода переменного тока. 

С целью повышения точности канала измерения фазных напряжений инвертора и расширения диапазона регулирования скорости в приводах без датчика скорости предложен алгоритм пофазной компенсации влияния задержек инвертора напряжения, учитывающий их зависимость от мгновенного значения тока каждой фазы. Вектор компенсации погрешности от задержек переключения ключей инвертора добавляется в вектор заданного напряжения  и вычисляется по формуле:

,

где - компоненты вектора компенсации в ортогональной неподвижной системе координат ; - период модуляции; - входное напряжение инвертора; - знаки фазных токов; - параметр компенсации задержек инвертора, являющийся функцией мгновенного значения тока фазы.

Проведено численное сравнение показателей предложенного варианта компенсации с вариантом компенсации при постоянном значении по критериям отклонения модуля напряжения относительно его заданного значения и величине пульсаций амплитуды вектора эквивалентного напряжения при степенной аппроксимации экспериментально полученной зависимости , которое показало существенное превосходство предложенного метода пофазной компенсации.

Предложен критерий оценки энергетики ШИМ, позволяющий  получать интегральные оценки дополнительных потерь в обмотках статора и ротора от переключений в инверторе:

,

(3.1)

где ; – период основной гармоники напряжения; – ошибка тока инвертора относительно его заданного значения.

Физический смысл критерия (3.1) состоит в том, что он представляет собой абсолютную величину дополнительных коммутационных потерь в нагрузке с активным сопротивлением 1 Ом.

По критерию (3.1) проведено сравнение двух наиболее энергетически эффективных алгоритмов ШИМ, полученных на основе комбинации трех законов коммутации 3-фазного инвертора, представляющих собой разные последовательности включения векторов напряжения, образующих минимальный треугольный сектор векторной диаграммы напряжений:

;

(3.2)

;

(3.3)

,

(3.4)

где - ненулевые векторы сектора с компонентами (100), (110), соответственно;  - нулевые векторы сектора с компонентами (111), (000), соответственно. ‘1’ соответствует подключению фазы к плюсу, а ‘0’ – к минусу .

В результате сравнения получен набор зависимостей энергетического критерия от относительного напряжения инвертора и косинуса угла нагрузки, пример которых для значений косинуса 0.8 и 0.6 показан на рис. 3.1. ШИМ1, в литературе иногда называемая «центрированной», соответствует закону коммутации (3.4), а ШИМ2 является оптимальной по дополнительным потерям комбинацией законов (3.2), (3.3) в зависимости от угла напряжения в пределах сектора. Из рисунков видно, что в разных режимах работы оптимальными являются разные варианты ШИМ.

а)

б)

Рис. 3.1. Зависимости энергетического критерия ШИМ от относительного напряжения инвертора при (а) и (б)

Проработаны пути практического применения полученных результатов. В частности, для случая, когда известна типовая диаграмма работы преобразователя, разработана следующая методика выбора оптимального по дополнительным потерям в системе «преобразователь – нагрузка» варианта ШИМ:

- рассчитывают значения и для каждого участка типовой диаграммы работы преобразователя;

- определяют значения энергетического критерия для каждого участка типовой диаграммы работы преобразователя и для обоих алгоритмов ШИМ по зависимостям от и ;

- вычисляют средние за типовой цикл значения критерия для обоих алгоритмов ШИМ;

- выбирают алгоритм с наименьшим значением критерия;

- рассчитывают эффект от выбора одного алгоритма в сравнении с другим путем определения разности средних за типовой цикл значений дополнительных потерь в обмотках нагрузки.

Разработка алгоритмов цифрового релейно-векторного управления инвертором напряжения выполнена в рамках структурной схемы  (рис. 3.2), ключевым элементом которой является формирователь алгоритма управления в замкнутом контуре слежения за мгновенными значениями токовых ошибок. Его основное назначение - формировать энергетически эффективный алгоритм ШИМ, обеспечивая при этом предельно достижимое быстродействие привода в условиях ограничения по .

Рис. 3.2. Структурная схема системы релейно-векторного управления

Выбор номера вектора управления из восьми возможных выполняется в соответствии с табл. 3.1, а номера секторов тока и напряжения согласно векторным диаграммам токов и напряжений, изображенным на рис. 3.3 и 3.4.

Таблица 3.1. Определение номера вектора напряжения , формируемого на выходе инвертора

1

2

3

4

5

6

7

8

1

1

1

0

0

6

6

*

2

1

2

2

0

0

1

3

2

2

3

3

0

0

4

0

3

3

4

4

0

5

0

0

4

4

5

5

6

6

0

0

5

5

6

7

1

2

0

0

0

6

8

1

2

3

0

0

0

9

0

2

3

4

0

0

10

0

0

3

4

5

0

11

0

0

0

4

5

6

12

1

0

0

0

5

6

* означает, что номер вектора напряжения остался неизменным, то есть равным номеру вектора напряжения на предыдущем интервале дискретности управления.

Минимизация числа переключений инвертора на -м интервале дискретности осуществляется путем выбора типа нулевого вектора по следующему алгоритму: если , то включается один из нулевых векторов; если — нечетное число, то включается вектор , иначе — включается вектор .

Предельно достижимое быстродействие обеспечивает снятие ограничений на включаемый вектор напряжения в области больших токовых ошибок по алгоритму: 

если [ или или ], то ,

где — пороговое значение токовой ошибки, при котором снимаются ограничения на включаемый вектор напряжения.

Рис. 3.3. Векторная диаграмма токов

Рис. 3.4. Векторная диаграмма напряжений

В пределах секторов 1..6 диаграммы 3.4 работает «треугольный» алгоритм, включающий в свой состав два нулевых и два соседних значащих вектора напряжения. В пределах секторов 7..12 работает «ромбовидный» алгоритм, включающий в свой состав 2 нулевых и 3 значащих соседних векторов напряжения.  Применение «ромбовидного» алгоритма в области, граничащей с образующими векторами, определяется необходимостью устранения зоны неуправляемости «треугольного» алгоритма, возникающей из-за наличия погрешностей вычисления углового положения вектора эквивалентного напряжения . Необходимый для формирования алгоритма управления инвертором вектор эквивалентного напряжения определяется на основе цифровой фильтрации вычисленного в модели инвертора вектора мгновенных фазных напряжений с учетом коррекции угловой погрешности фильтра.

Разработка алгоритмов пространственно-векторного управления матричным преобразователем частоты (МПЧ), состоящим из 9 двунаправленных ключей, непосредственно коммутирующих фазы 3-фазной сети к фазам 3-фазной нагрузки и входного LС-фильтра, включает разделы векторного описания состояний матричного преобразователя частоты, описание процедуры синтеза алгоритма управления, результаты моделирования.

Выходное напряжение МПЧ может принимать 27 состояний, изображенных на векторных диаграммах рис. 3.5 для двух положений вектора входного напряжения: а) ; б) . Процедура синтеза алгоритма управления МПЧ в рамках пространственно-векторной стратегии с жестко заданным законом коммутации включает в себя следующие этапы:

1. Выбор состава и последовательности включения векторов элементарной комбинации в зависимости от вектора заданного напряжения, вектора напряжения сети (или сетевого тока) и предыдущих состояний преобразователя;

2. Расчет временных интервалов включения всех векторов напряжения, входящих в элементарную комбинацию.

а)

б)

в)

Рис. 3.5. Векторные диаграммы выходных напряжений и входных токов МПЧ

Таблица 3.2. Элементарные комбинации образующих векторов напряжения

1

2

3

4

5

6

1

9,3,1,

2,5,14

21,3,1,

2,11,14

21,19,1,

10,11,14

25,19,1,

10,13,14

25,7,1

4,13,14

9,7,1,

4,5,14

2

15,18,27,

9,3,1

15,24,27,

21,3,1

23,24,27,

21,19,1

23,26,27,

25,19,1

17,26,27,

25,7,1

17,18,27,

9,7,1

3

10,13,14,

15,18,27

4,13,14,

15,24,27

4,5,14,

23,24,27

2,5,14,

23,26,27

2,11,14,

17,26,27

10,11,14,

17,18,27

4

25,19,1,

10,13,14

25,7,1,

4,13,14

9,7,1,

4,5,14

9,3,1,

2,5,14

21,3,1,

2,11,14

21,19,1,

10,11,14

5

23,26,27,

25,19,1

17,26,27,

25,7,1

17,18,27,

9,7,1

15,18,27,

9,3,1

15,24,27,

21,3,1

23,24,27,

21,19,1

6

2,5,14,

23,26,27

2,11,14,

17,26,27

10,11,14,

17,18,27

10,13,14,

15,18,27

4,13,14,

15,24,27

4,5,14,

23,24,27

В результате анализа наиболее рациональных вариантов реализации элементарных комбинаций, отобранных по критериям обеспечения синусоидального закона входного тока и выходного напряжения, минимизации переключений МПЧ, удобства программной реализации, получена табл. 3.2 элементарных комбинаций образующих векторов, представленных в виде последовательности их индексов. Выбор комбинации осуществляется в зависимости от номера секторов векторных диаграмм выходных напряжений ( на рис. 3.5,а) и входных токов ( на рис. 3.5,в). Все элементарные комбинации включают в себя две элементарные тройки векторов: основную и вспомогательную, содержащие два значащих и один нулевой вектор.  Первая образована из максимальных по величине значащих векторов, вторая – из немаксимальных, совместное использование которых обеспечивает синусоидальный закон изменения входного тока при синусоидальном выходном напряжении.

Расчет интервалов включения четырех значащих и включения двух нулевых образующих векторов, входящих в элементарную комбинацию выполняется в зависимости от соотношения амплитуды заданного напряжения и предельных эквивалентных значений выходного напряжения по трем различным вариантам. Для всех вариантов расчета справедливо выражение: , где        - период элементарной комбинации векторов.                                        

Вариант 1. Если выполняется условие , 

где - минимально допустимая ширина импульса переключения силового ключа МПЧ, то выходное напряжение и входной ток формируются без искажений. Расчеты выполняются следующим образом:

1) Суммарная величина нулевых интервалов полуцикла: .

2) Интервалы включения значащих векторов:

; ; ; при ;

; ; ; при ,

где ;   при  ;                

; ; при ;

; ; ,- угловые положения векторов заданного напряжения и тока в пределах секторов своих векторных диаграмм.

3) Интервалы включения нулевых векторов рассчитываются исходя из условия равенства эквивалентных напряжений элементарных троек, входящих в элементарный полуцикл, что обеспечивает минимизацию пульсаций выходного тока:

; .

В работе приведены также расчетные соотношения интервалов включения векторов элементарной комбинации для варианта 2, когда выполняется условие (выходное напряжение формируется без искажений, а угловое положение вектора входного тока может отклоняться от заданного значения), и варианта 3 при выполнении условия (выходное напряжение и направление вектора входного тока формируются с вынужденным отклонением от их заданных значений).

В четвертой главе представлены результаты разработки методов и алгоритмов параметрической идентификации и оптимизации процессов в микропроцессорном электроприводе переменного тока, реализуемых в реальном времени его работы. Эти вопросы рассматриваются применительно к оптимальному по КПД системы «преобразователь-двигатель» тяговому асинхронному электроприводу транспортного средства и вентильно-индукторному приводу с минимизацией пульсаций электромагнитного момента.

Моментный контур системы оптимального по КПД векторного управления асинхронным тяговым  электроприводом на основе идентификатора параметров реализует следующие функции:

- обработку сигналов датчика тока (измерение, фильтрация, координатное преобразование );

- идентификацию параметров двигателя (, );

- перерасчет параметров и коэффициентов системы управления;

- обработку сигналов энкодера (наблюдатель состояния механической части привода);

- модель роторной цепи (расчет модуля и углового положения вектора );

- обработку сигналов задания момента (ограничение по интенсивности и по уровню);

- формирование оптимального задания компонент тока по осям d,q с учетом ограничений по напряжению и по току;

- регулятор напряжения;

- регуляторы компонент тока с упреждающими и обратными связями;

- формирование задания по напряжению (ограничение, компенсация запаздывания, преобразование координат ; компенсация задержек инвертора).

Методика синтеза оптимального по потерям задания реактивного тока включает этапы формирования массива оптимальных по КПД рабочих точек привода и расчета коэффициентов аппроксимации оптимальной зависимости . Формирование массива оптимальных по КПД рабочих точек привода осуществляется методом эксперимента на стенде с реальным приводом, либо на его компьютерной модели, протестированной на сходимость с экспериментальными данными. Поиск оптимального режима при заданной скорости и нагрузке выполняется в замкнутой по оценкам параметров системе векторного управления при независимом задании тока по оси d путем его вариации и выявления режима с минимальным потреблением мощности.  Аппроксимация полученных оптимальных по КПД зависимостей осуществляется в зависимости от желаемой точности по одному из следующих выражений:

;

(4.1)

,

(4.2)

где , - относительные значения момента и скорости; ,- коэффициенты аппроксимации.

Точность аппроксимации по (4.2) превышает точность аппроксимации по (4.1).

Синтез системы векторного управления и идентификатора параметров выполнен с учетом потерь в стали по следующим векторным уравнениям:

;

,

где , - вектор тока и активное сопротивление эквивалентного контура потерь в стали, включенного параллельно цепи намагничивания Т-образной схемы замещения. Эффект насыщения магнитной системы АД учитывается экспериментально полученной статической зависимостью .

Идентификатор параметров работает в соответствии с выражениями:

;,

где - угол между векторами и , .

Методика настройки оптимальной системы векторного управления, включает следующие этапы:

- тестирование всех измерительных каналов привода, определение их погрешностей в рабочих режимах привода и их корректировка;

- определение исходных параметров , синхронизация измерений  токов и напряжений;

- экспериментальная оценка в специальных тестовых режимах (экспериментальная проверка ориентации векторного привода);

- наложение ограничений на режимы работы идентификатора параметров;

- проверка функционирования системы векторного управления с замыканием по идентификатору параметров;

- определение параметров оптимального закона векторного управления в виде аппроксимированной зависимости . Выполняется на основе экспериментальных или расчетных данных. Первое является предпочтительным, так как обеспечивает более точный результат.

Экспериментальная апробация данной методики проведена на компьютерной модели электропривода и на лабораторном стенде. Алгоритмы всех процедур методики настройки системы оптимального векторного управления построены таким образом, чтобы допускать возможность их автоматизации, т.е. реализации в автоматическом режиме без участия оператора.

На рис. 4.1 изображены графики абсолютного превышения потерь двигателя при законе относительно оптимального закона КПД=max: , в зависимости от скорости при фиксированных значениях момента для тягового электропривода трактора ЭТ300ЦП, мощностью 300 л.с. На рис. 4.2 показано расположение аппроксимированных по (4.1) зависимостей (пунктирные линии) относительно оптимальных по КПД (сплошные линии), полученные при следующих значениях коэффициентов аппроксимации и базовых значениях скорости и момента: ; ; ; ; . Обозначения на рисунках: 1 - М=60 Нм; 2 - М=120 Нм; 3 - М=300 Нм; 4 - М=600 Нм; 5 - М=900 Нм; 6 - М=1200 Нм.

Рис. 4.1. Зависимости абсолютного превышение потерь двигателя от скорости

Рис. 4.2. Оптимальные по КПД и аппроксимированные по (4.1) зависимости

При работе на больших и средних скоростях с небольшими нагрузками, увеличение КПД двигателя при законе КПД=max относительно закона и составило 5-6%. Усредненное по заданному полю тестовых режимов (; )  увеличение КПД привода при законе КПД=max составило около 1% относительно  закона . Предложенная методика аппроксимации оптимальных по КПД зависимостей позволила в приводе с номинальной мощностью 180 кВт получить на заданном поле тестовых режимов предельное значение превышения потерь над минимальными 65 Вт, среднее значение – 9 Вт (аппроксимация по формуле (4.2)). При аппроксимации по формуле (4.1) получено 212 Вт и 42 Вт, соответственно.

Задача минимизации пульсаций момента в вентильно-индукторном приводе решается при следующих априорно введенных ограничениях: 1) рассматривается ограниченный набор вариантов структурного построения двигателя, различающихся соотношением числа полюсов статора и ротора 12/8, 8/6, 12/10 и числом фаз 3,4,6, соответственно, конструктивные параметры которых получены в рамках традиционного подхода к проектированию; 2) минимизация пульсаций момента осуществляется за счет выбора формы заданного тока фазы, в частности, при трапециидальной форме тока за счет выбора координат угловых точек трапеции и углового опережения. В качестве критериев сравнения различных структур построения силовой части ВИП приняты:

- предельная по условиям нагрева в длительном режиме работы механическая характеристика привода;

- относительный уровень пульсаций электромагнитного момента двигателя в различных точках предельной механической характеристики при работе в контуре момента: ;

- амплитудное значение фазного тока  для типового режима работы привода, приведенное к одной эквивалентной механической характеристике и числу фаз (данный критерий в значительной степени определяет стоимость инверторной части силового преобразовательного устройства);

- массогабаритные показатели двигателя.

Система управления ВИП включает регулятор скорости, формирователь заданных токов, релейный регулятор токов, формирователь алгоритма управления IGBT- коммутатором, датчики фазных токов и положения ротора. Для минимизации дополнительных потерь в системе синтезирован алгоритм управления, использующий нулевые значения межфазных напряжений с минимизацией переключений в преобразователе при переходе к новому состояние его ключей. Формирователь заданных токов реализует оптимальные по пульсациям момента зависимости заданного тока (трапециидальной при независимом управлении фазами и синусоидальной для 6-фазного ВИП с общей точкой). Результирующая форма и положение трапеции заданного тока относительно ротора (положение синусоиды относительно ротора) при этом получаются зависящими от уровня скорости, амплитуды тока, режима работы – двигательный или генераторный.

Разработана методика синтеза системы управления ВИП с минимизацией пульсаций момента, построенная на основе математического моделирования и включающая в себя следующие этапы для ВИП с независимым управлением фазами:

- определяются оптимальные по критерию значения угловых координат трапеции для двигательного режима работы привода с разомкнутым контуром скорости, зависимости углов опережения от скорости двигателя при различных амплитудах заданного тока для двигательного режима работы привода, а также углов опережения и проводимости от скорости двигателя при различных амплитудах заданного тока для генераторного режима работы привода;

-  выполняется аппроксимация полученных зависимостей простыми функциями, в частности кусочно-линейными и доопределение зависимостей углов опережения и проводимости в области . Одним из вариантов доопределения является линейная экстраполяция зависимостей из области .

Сравнение характеристик различных конструктивных вариантов ВИП при различных формах заданного тока с характеристиками векторно-управляемого АД, рассчитанных под требования тягового электропривода четырехосного трамвая с массой при номинальной загрузке 30 тонн, показало:

  • 6-фазный ВИП с общей точкой и синусоидальной формой токов задания целесообразно использовать при однозонном регулировании скорости, преимущественно в низкоскоростных электроприводах с повышенным требованием к уровню пульсаций электромагнитного момента.
  • 3-фазный ВИП несколько уступает 4-фазному по критерию минимума пульсаций момента при работе с разомкнутым контуром скорости, но имеет меньшее амплитудное значение тока фазы, приведенное к эквивалентной механической характеристике и равному числу фаз, что напрямую связано со стоимостью полупроводникового преобразователя.
  • при работе ВИП в замкнутом контуре скорости уровень пульсаций электромагнитного момента в первой зоне регулирования скорости мало отличается от уровня пульсаций асинхронного электропривода с эквивалентным значением частоты переключения силовых ключей преобразователя.
  • в исследованном диапазоне скорости и мощности (; )  вентильно-индукторный электропривод уступает асинхронному электроприводу по критерию максимального отношения момента к амплитуде тока фазы.

В главе 5 представлены результаты разработки и исследования вспомогательных интеллектуальных режимов работы электроприводов с частотным и векторным управлением, значительно расширяющих их функциональные возможности, надежность, гибкость и удобство в эксплуатации, включающих построение температурной защиты ПЧ на основе динамической тепловой модели IGBT- модуля, автоматическую настройку систем управления на электромагнитные параметры двигателя, адаптацию к изменению момента инерции, формирование режима управления приводом за счет энергии торможения.

Методика расчета тепловых процессов IGBT-модуля рассмотрена на примере 3-фазного инвертора и включает следующие этапы, выполняемые на каждом интервале усреднения потерь () в реальном времени работы преобразователя:

- расчет времени проводящего состояния элементов модуля , где , - число элементов модуля, участвующих в его тепловом расчете;

- расчет числа включений () и выключений () элементов модуля;

- расчет тока через элемент ();

- расчет мощности потерь в элементах инвертора;

- расчет температуры кристаллов.

Построение динамической тепловой модели выполняется на основе топологии IGBT-модуля, с учетом конкретного способа ШИМ. Время проводящего состояния каждого элемента на интервале усреднения  потерь рассчитывается как сумма всех времен проводящих состояний элемента на данном интервале. Наличие/отсутствие проводящего состояния элемента определяется по заранее составленной таблице проводящих состояний всех элементов модуля в зависимости от вектора управляющих воздействий и вектора знаков выходных токов . Расчет числа включений и выключений элементов модуля выполняется на основе анализа изменений в каждом новом векторе проводящих элементов относительно его предыдущего состояния и поэлементного суммирования всех включений и выключений на интервале усреднения потерь. В системах с жестким законом формирования ШИМ оценку вектора знаков токов и учет новых переключений допускается выполнять один раз на периоде модуляции. В системах с релейным способом формирования ШИМ эти операции выполняются при каждом изменении вектора управляющих воздействий.

Расчет тока через элемент выполняется по выражению

, где - ток элемента на -м участке проводимости; - продолжительность участка проводимости; - общее число участков проводимости элемента на интервале усреднения потерь. В системах с жестким законом формирования ШИМ по «треугольному» алгоритму допускается применение упрощенного способа расчета среднего тока элемента по формуле:

, где - эквивалентный (усредненный на периоде модуляции) ток элемента, вычисленный по замеру мгновенного выходного тока инвертора посередине интервала включения нулевого вектора напряжения; - число периодов модуляции на интервале усреднения потерь.

Расчет мощности потерь элемента IGBT-модуля, идущие на нагрев кристалла, осуществляется по формулам:

; ;

;  -

где - потери проводимости, переключения и на выводах модуля, , , - зависимость падения напряжения на элементе, энергий включения и выключения элемента от его тока, полученные в виде простой, например кусочно-линейной, аппроксимации зависимостей фирмы-производителя; - значение , для которого нормируются зависимости , .

Температура кристалла рассчитывается по выражению:

, где ;

- установившееся значение перегрева -го участка; - мгновенные значения температуры перегрева -го участка в конце и в начале интервала усреднения потерь; - средняя температура корпуса модуля, измеряемая встроенным в него датчиком температуры; - тепловое сопротивление и эквивалентная постоянная времени нагрева - го участка.

Исследование точности динамической тепловой модели в зависимости от числа элементарных участков n, проведенное для модуля FP25R12KE3 фирмы EUPEC, позволило получить следующие значения отклонений модельных переходных тепловых сопротивлений относительно паспортных: 0.4; 0.056; 0.0044; 0.0021; 0.00195 при числе участков 1,2,3,4,5, соответственно. В результате рекомендованы к практическому применению в системах реального времени модели с количеством участков 2 и 3.

На примере модуля FP25R12KE3 показано, что построение температурной защиты на основе динамической тепловой модели способно обеспечивать увеличение безопасного уровня кратковременного тока преобразователя в 2-4 раза.

Задача адаптации к изменению параметров механической части привода разбивается на три подзадачи: предварительную оценку момента инерции ()  при выполнении процедуры автонастройки в специальном тестовом режиме работы; оценку и момента нагрузки () в процессе работы электропривода; коррекцию параметров системы управления приводом по результатам оценки и . Метод оценки и основан на совместном дискретном решении уравнения движения и уравнения для момента нагрузки, выполненном на нескольких последовательных интервалах дискретности. Оценка и выполняется по следующему алгоритму:

1. Если активизирован тестовый режим автонастройки , то осуществляется расчет и задание параметров тестового режима в виде наложенной на постоянный сигнал задания скорости синусоиды, амплитуда и частота которой выбираются исходя из условия (5.1) идентифицируемости .

2. Интервал оценки разбивается на три равных подинтервала общей продолжительностью (1/3…2/3) периода тестового сигнала. Формируются выборки средних за подинтервал значений электромагнитных моментов () и мгновенных значений скорости на границах подинтервалов (). Данные выборки обрабатываются следующим образом:

  1. Проверяется выполнение условия идентифицируемости на данном интервале измерения:

(5.1)

где - минимальное значение скорости, регистрируемое с заданной точностью (с относительной погрешностью измерения не более 3…5%).

Если условие (5.1) не выполняется, то оценка на данном интервале прекращается, в противном случае обработка выборки продолжается.

  1. Вычисляются оценки момента инерции , момента нагрузки , скорости в конце третьего подинтервала и показатель относительной точности вычислений по уравнениям:

где - продолжительность подинтервала оценки .

  1. Осуществляется ограничение оценки в пределах уставок его минимального и максимального значений.
  2. Выполняется алгоритм автономной фильтрации оценки момента инерции с помощью дискретного фильтра Калмана 1-го порядка:

где - весовой коэффициент фильтра, обратно пропорциональный показателю точности вычислений .

3. Автономная оценка момента нагрузки выполняется асинхронно с алгоритмом оценки по уравнению:

где - эквивалентные (усредненные на интервале оценки ) значения электромагнитного момента и скорости на текущем и предыдущем интервалах оценки ; - продолжительность интервала оценки .

Соответствующий выбор параметров автономного фильтра обеспечивает работоспособность и монотонный характер процессов в контуре оценки даже в условиях высокого уровня зашумленности каналов измерения (вычисления) скорости и электромагнитного момента. Алгоритм оценки и применим в обычных режимах работы привода, то есть без внедрения в привод специального тестового сигнала.

Режим управления за счет энергии торможения (режим «самопитание»), обеспечивающий работоспособность привода при кратковременных провалах и пропадании напряжения питания, в векторных структурах управления реализуется путем перехода привода к структуре управления с внешним контуром регулирования входного напряжения инвертора и внутренним контуром регулирования активной составляющей тока. Для применения в системе частотного управления предложен алгоритм реализации этого режима, основанный на построении релейного контура регулирования входного напряжения инвертора внешним по отношению к контуру регулирования скорости (частоты).  Работа обоих вариантов реализации режима управления за счет энергии торможения представлена на временных диаграммах (рис. 5.2, 5.3).

Рис. 5.2. Диаграммы режима «самопитание» векторного привода 

Рис. 5.3. Диаграммы режима «самопитание» частотного привода

Алгоритмы автоматического определения электромагнитных параметров двигателя: активных сопротивлений статора и ротора (), индуктивности намагничивания (), эквивалентной индуктивности рассеяния на зажимах статорной цепи () представляют собой совокупность тестовых режимов, операций измерения и вычисления, выполняемых в заданной последовательности и позволяющих определять с желаемой точностью все указанные параметры без отключения двигателя от механизма. При этом используются только встроенные в ПЧ датчики фазных токов и . и определяются в режиме «неподвижного» вектора напряжения. - в режиме работы на частоте, близкой к номинальной. - в режиме однофазного питания АД переменным напряжением пониженной частоты. В основу расчетных соотношений положены известные уравнения обобщенной электрической машины, адаптированные для использования в рассматриваемых тестовых режимах. При построении алгоритмов автонастройки учтено влияние таких факторов, как задержки переключения ключей инвертора, возможность появления динамической нестабильности в процессе формирования тестового режима с вращающимся валом.

В главе 6 представлены результаты построения системы векторного управления автономной станцией энергоснабжения в составе транспортного средства с электромеханической трансмиссией с учетом решения задачи согласования динамики элементов системы «двигатель внутреннего сгорания – векторный привод мотор-генератора – АСЭ – нагрузка» при малой емкости звена постоянного тока.

Схема автономного источника питания на основе комплекта тягового электрооборудования ЭТ300ЦП (рис. 6.1) включает: двигатель внутреннего сгорания (ДВС), асинхронный мотор-генератор (МГ), питаемый от 3-фазного мостового IGBT- выпрямителя с системой оптимального по КПД векторного управления (СУМГ); емкостный фильтр звена постоянного тока (ЗПТ); 3-фазный мостовой IGBT- инвертор  с системой векторного управления автономной станцией энергоснабжения (СУ АСЭ);  выходной синус-фильтр; датчики выходных фазных токов и напряжений АСЭ; систему управления верхнего уровня.

СУМГ включает рассмотренный в главе 4 моментный контур, дополненный ПИ- регулятором напряжения ЗПТ.  Система управления АСЭ (рис. 6.2) выполнена на основе модального регулятора, реализованного в синхронной системе координат (dqo),  с учетом компенсации внешних воздействий и перекрестных связей, с астатизмом 1-го порядка по выходному напряжению АСЭ. Ось синхронной системы координат ориентирована по вектору выходного напряжения АСЭ.

Рис. 6.1. Структурная схема автономного источника питания на основе КТЭО транспортного средства с электромеханической трансмиссией

Рис. 6.2. Структурная схема системы управления АСЭ

Регулятор АСЭ вычисляет заданные напряжения инвертора в системе координат (d,q,o) по выражениям:

;

;

,

где PiRegLim – функция ПИ- регулятора с ограничением, параметрами которой являются коэффициенты пропорциональной () и интегральной () составляющих регулятора и отклонение регулируемой компоненты выходного напряжения АСЭ от его заданного значения; - компоненты вектора выходного напряжения АСЭ; - компоненты векторов выходных токов инвертора и АСЭ; - индуктивность и активное сопротивление дросселя LC-фильтра; - емкость LC- фильтра; - коэффициент обратной связи по току; - частота выходного напряжения АСЭ. Коэффициенты регулятора выбираются исходя из желаемого расположения корней характеристического полинома системы.

Система управления также реализует координатные преобразования (АВС)(dqo) фазных токов инвертора , выходных фазных токов и напряжений АСЭ, обратное координатное преобразование (dqo)(АВС) заданных напряжений инвертора , алгоритмы компенсации запаздывания, ограничения заданного напряжения и двухуровневого ограничения выходного тока.

Моделирование и стендовые испытания опытного образца выполнены при следующих параметрах системы автономного питания: период модуляции приводов МГ

и АСЭ- 200 мкс; постоянная настройки контура регулирования напряжения ЗПТ в приводе МГ- 1 мс; постоянная настройки регулятора АСЭ: 200 мкс; номинальное напряжение ЗПТ: 800 В; суммарная емкость ЗПТ: 6700 мкФ; параметры синус фильтра АСЭ: ; при работе АСЭ на активную, активно-индуктивную, активно-емкостную нагрузку, как симметричную, так и несимметричную, а также при работе источника на нелинейную нагрузку в виде неуправляемых выпрямителей. Получены следующие показатели качества при работе на RL- нагрузку: статическая ошибка регулирования выходных напряжений АСЭ – менее 0.5%; динамическая ошибка при ступенчатом сбросе/набросе номинальной нагрузки – менее В, продолжительностью менее 1.5 мс; несинусоидальность – менее 1%; амплитуда пульсаций напряжения ЗПТ – менее 2 В при симметричной нагрузке и менее В при максимальной асимметрии. Получена высокая устойчивость к режиму коротких замыканий. На рис. 6.3 приведены временные диаграммы выходных фазных напряжений АСЭ, выходных фазных токов инвертора АСЭ, напряжения ЗПТ в режимах отключения и последующего включения номинальной активной нагрузки в одной из фаз АСЭ, показывающие высокое быстродействие, малые динамические ошибки выходных напряжений, малое влияние на форму выходных напряжений большой асимметрии нагрузки, вполне допустимые колебания напряжения ЗПТ при относительно невысокой суммарной емкости ЗПТ.

В главе 7 представлены результаты разработки и исследования структур и алгоритмов цифровых систем управления электроприводами и преобразователями переменного тока серии ЭПВ, выпускаемой ООО «ЧЭАЗ-ЭЛПРИ» Чебоксарского электроаппаратного завода и созданной научно-конструкторским коллективом НТЦ Электропривода «Вектор» под руководством автора. Самим автором разработаны структуры, алгоритмы управления, методики синтеза, математические модели приводов.

Реализация принципов векторной ориентации переменных в асинхронном электроприводе с частотным управлением (исполнение 1 – общепромышленное) выполнена в рамках структуры рис. 7.1.

Рис. 7.1. Структурная схема системы управления ПЧ серии ЭПВ исполнения 1

Формирователь частоты реализует функции компенсации скольжения, частотно-зависимого токоограничения в виде задержанной отрицательной обратной связи по току, коррекции динамических свойств в виде фильтра НЧ и ограничения задания по частоте. В модели двигателя, построенной на уравнениях  установившихся режимов при пренебрежении индуктивностями рассеяния, реализуется векторная ориентация по ЭДС, вычисляются ЭДС, ток статора, скольжение. Формирователь напряжения реализует блоки табличного задания зависимости ЭДС от частоты, ПИ- регулятора ЭДС, токовой отсечки (ограничения тока на заданном уровне путем регулирования напряжения),  коррекции динамических характеристик в виде гибкой отрицательной обратной связи по току, коррекции режима малых частот. Последний обеспечивает устойчивую работу привода вплоть до нулевой частоты путем перехода от ориентированной по вектору ЭДС системы к ПИ-регулированию тока статора. Векторный модулятор реализует энергоэффективный «треугольный» алгоритм пространственно-векторного формирования ШИМ с жестким законом коммутации и функцию компенсации задержек инвертора.

Системы адаптивно-векторного управления асинхронным и синхронным электроприводом с датчиком и без датчика скорости/положения двигателя (исполнения 2,3,4,5 серии ЭПВ) предназначены для построения высококачественного (быстродействующего, широкодиапазонного, высокоточного) электропривода. Наибольший научный интерес представляют системы бездатчикового управления. Система управления асинхронным приводом без датчика скорости (рис. 7.2) реализует функции ориентации по потокосцеплению ротора, адаптации параметров регуляторов тока, скорости, ЭДС к изменениям параметров двигателя, пространственно-векторной модуляции, компенсации влияния задержек инвертора, вычисления всех переменных и параметров двигателя, необходимых для реализации алгоритма адаптивно-векторного управления, в наблюдателе состояния. 

Рис. 7.2. Структурная схема системы адаптивно-векторного управления асинхронным электроприводом без датчика скорости

Синтез базовой (без учета алгоритмов адаптации) структуры, параметров и алгоритмов работы регуляторов составляющих тока статора, скорости и ЭДС выполнен на основе принципов подчиненного регулирования с учетом дискретного характера процессов, с использованием методов компенсации влияния перекрестных связей и структурной линеаризации контуров регулирования. - коэффициенты  пропорциональной и интегральной части регуляторов тока (индекс ""), ЭДС (индекс "") и скорости (индекс ""), дискретизированных с использованием метода трапеций:

где - постоянные времени настройки контуров тока, ЭДС и скорости; - периоды расчета контуров тока, ЭДС и скорости; - коэффициенты передачи каналов измерения (вычисления) тока, ЭДС, скорости; - максимальная выходная частота; - момент инерции и число пар полюсов.

Наблюдатель состояния (рис. 7.3) по информации о двух фазных токах и двух заданных напряжениях, преобразованных в синхронную систему координат , осуществляет оценку ЭДС ротора . Расчет ЭДС ротора осуществляется на основе цифрового решения уравнений статорной цепи АД. Оценка углового положения вектора потокосцепления ротора выполняется на основе информации об угле вектора ЭДС ротора, с учетом угла тока статора и оценок частоты вращения вектора потокосцепления ротора . Для обеспечения работоспособности привода на малых частотах осуществляется переход от ориентации по вектору ЭДС к ориентации по вектору тока статора. Оценки частоты поля, потокосцепления, скорости, момента выполняются по уравнениям роторной цепи АД, записанным в ортогональной системе координат , ориентированной по полю:

; (7.1)

где ; - оценки индуктивности и постоянной времени ротора.

Коррекция первой оценки частоты поля выполняется по фактической мгновенной частоте вращения вектора ЭДС ротора, вычисленной из его углового положения , с целью устранить ошибку, вызванную неточностями модели статорной цепи. Коррекция выполняется на основе интегрального регулятора частоты, коэффициент которого устанавливается исходя из желаемого характера движения ошибки. Оценка взаимной индуктивности и сопротивления статора осуществляется путем интегрирования невязки , между скорректированным значением частоты вращения поля и ее первой оценкой, сложением выхода интеграторов с исходными оценками параметров , определенными в результате автонастройки. Ограничения допустимых областей оценок параметров по частоте и величине активного тока устанавливаются сигналами . Оценка температурного изменения выполняется косвенным образом по оценке температурного изменения сопротивления статора. Исследование чувствительности электропривода к вариациям параметров и точности компенсации задержек инвертора показало, что для обеспечения работоспособности векторного привода без датчика скорости в диапазоне регулирования скорости не менее 100 при диапазоне регулирования с постоянством мощности не менее 2 требуется наличие адаптации к изменению и компенсации задержек инвертора.

В системе векторного управления с датчиком скорости адаптация к изменению постоянной времени ротора выполнена путем интегрирования невязки между оценкой , полученной согласно первого уравнения в (7.1), и оценкой , полученной из уравнения баланса реактивной мощности:

Структуры, алгоритмы, методики синтеза всех исполнений приводов и преобразователей серии ЭПВ, рассмотренных в главе 7, включая системы векторного управления синхронным электроприводом и рекуперативным выпрямителем с функцией двунаправленного обмена энергией с сетью, подробно изложены в монографии [1], в технических описаниях преобразователей, размещенных на Интернет сайте www.vectorgroup.ru.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В диссертации изложены теоретические и практические результаты работы, направленной на решение научно-технической проблемы, имеющей важное народно-хозяйственное значение – развитие теории и практическая реализация векторных электроприводов переменного тока с микропроцессорным управлением, направленное на улучшение их энергетических и регулировочных характеристик, оснащение их интеллектуальными режимами (функциями, свойствами). В процессе выполнения работы были получены следующие основные результаты:

  1. Разработаны структуры, алгоритмы работы, методики синтеза следующих систем микропроцессорного управления электроприводами переменного тока с улучшенными регулировочными и энергетическими характеристиками:

- системы частотного управления с векторной ориентацией переменных и развитыми интеллектуальными свойствами для построения асинхронного привода общепромышленного назначения (диапазон регулирования скорости при случайном характере нагрузки );

- систем адаптивно-векторного управления для построения высококачественных асинхронных и синхронных электроприводов без датчика на валу двигателя (, полоса пропускания контура скорости );

- системы оптимального по КПД векторного управления асинхронным электроприводом с учетом потерь в стали и насыщения магнитопровода.

Результаты работ внедрены в промышленное производство в виде серии электроприводов и преобразователей мощностью 1…250 кВт, выпускаемых под маркой АПЧ и ЭПВ, а также в электроприводы транспортных средств с электромеханической трансмиссией.

  1. Показана возможность достижения требований предельного быстродействия привода в рамках действующих ограничений при малых дополнительных потерях системы «преобразователь-двигатель» в рамках цифрового релейно-векторного подхода к управлению асинхронным электроприводом путем комбинации треугольного и ромбовидного алгоритма формирования ШИМ и снятия ограничений на включаемый вектор напряжения инвертора в области больших токовых ошибок.  Разработаны структура и алгоритмы системы цифрового релейно-векторного управления асинхронным электроприводом с предельным быстродействием и энергоэффективными алгоритмами ШИМ, обеспечивающие полосу пропускания контура скорости не менее 500Гц при частоте переключений инвертора 4..7 кГц.
  2. Показано, что одним из наиболее эффективных путей решения задачи синтеза алгоритма управления матричным преобразователем частоты, обеспечивающего предельно-достижимый коэффициент использования напряжения источника питания при синусоидальном законе изменения входного тока и выходного напряжения и высокие показатели энергетической эффективности ШИМ, является постановка ее в рамках стратегии пространственно-векторного формирования ШИМ с жестко заданным законом коммутации путем задания оптимизированной по принятым критериям элементарной комбинации образующих векторов, выбираемых в зависимости от секторов положения вектора заданного напряжения и входного тока. Предложена и апробирована методика синтеза алгоритмов микропроцессорного управления матричным преобразователем частоты, отвечающая указанным требованиям.
  3. Показано, что существенно улучшить энергоэффективность и показатели качества регулирования координат позволяет оценка в реальном времени электромагнитных и механических параметров асинхронного двигателя, претерпевающих существенные изменения в процессе работы, и реализованная на ее основе адаптация параметров системы управления. Разработаны методы и алгоритмы оценки активных сопротивлений, постоянной времени ротора, взаимной индуктивности, построенные на основе статических соотношений асинхронной машины с учетом потерь в стали, а также алгоритмы оценки момента инерции и момента нагрузки, построенные на основе цифрового решения уравнения движения, как при введении внешнего возмущения, так и при его отсутствии. Предложены алгоритмы автоматического определения исходных значений параметров двигателя и настройки параметров разработанных систем частотного и векторного управления приводом на основе информации о фазных токах и напряжении звена постоянного тока, без отключения двигателя от механизма.
  4. Предложена тепловая динамическая модель IGBT-модуля и методика расчета его тепловых процессов, обеспечивающие контроль и мониторинг мгновенных значений температуры всех его кристаллов в реальном времени работы системы, а также построенные на их основе алгоритмы температурной защиты преобразователя, позволяющие значительно повысить его перегрузочную способность и надежность при работе в режиме кратковременных перегрузок.
  5. Установлено, что улучшение энергетических характеристик и показателей регулирования координат асинхронного электропривода с векторным управлением обусловливает необходимость разработки динамической модели асинхронного двигателя с  учетом потерь в стали. Предложен метод приближенного учета потерь в стали с помощью двух постоянных коэффициентов, на основе которого построена математическая модель двигателя, учитывающая также эффекты насыщения магнитной системы и вытеснения тока. Выполнено ее исследование и применение для управления в реальном времени векторным электроприводом с улучшенными регулировочными и энергетическими характеристиками.
  6. Показано, что наиболее чувствительным к влиянию задержек инвертора напряжения и вариации параметров двигателя на характеристики системы электропривода являются векторные электроприводы без датчика скорости / положения, для расширения диапазона регулирования скорости которых требуется учет указанных задержек и адаптация привода к условиям его работы. Разработаны алгоритмы пофазной компенсации влияния задержек инвертора напряжения, учитывающие их зависимость от мгновенного значения тока каждой фазы, позволяющие значительно расширить диапазон регулирования асинхронных и синхронных электроприводов без датчика на валу двигателя.
  7. Предложен интегральный энергетический критерий оценки дополнительных потерь в обмотках статора и ротора АД в зависимости от частоты переключений инвертора и алгоритма формирования ШИМ, разработана методика выбора ШИМ, позволяющая осуществлять выбор оптимального алгоритма формирования ШИМ по типовой диаграмме работы преобразователя, параметрами которой являются относительное значение выходного напряжения и косинус угла нагрузки. 
  8. Показано, что задача построения автономной станции энергоснабжения в составе системы «ДВС – привод мотор-генератора – АСЭ – нагрузка» с высоким  качеством электрической энергии при различных типах нагрузки, устойчивостью к аварийным режимам при относительно невысокой суммарной емкости звена постоянного тока, эффективно решается в рамках оптимального по КПД векторного управления мотор-генератором и трехмерного векторного управления АСЭ в ориентированной по выходному напряжению системе координат с модальным регулятором. Разработана структура и алгоритмы управления АСЭ, получены рациональные соотношения параметров силового канала и системы управления, представлены результаты моделирования и натурного эксперимента. 
  9. В результате сравнения вариантов построения вентильно-индукторного электропривода, различающихся соотношением числа полюсов статора и ротора, при трапециидальной и синусоидальной форме тока по принятым критериям сравнения, главными из которых являются относительный уровень пульсаций электромагнитного момента и соотношение момент/ток для предельного по нагреву режима работы, разработана методика и выполнен синтез алгоритма управления IGBT-коммутатором, обеспечивающего минимизацию пульсаций момента и дополнительных потерь.

Основное содержание диссертации изложено в следующих работах

Учебные пособия и монографии

  1. Виноградов, А.Б. Векторное управление электроприводами переменного тока / А.Б. Виноградов; ГОУВПО «Ивановский государственный энергетический университет им. В.И. Ленина». – Иваново, 2008. – 320 с.
  2. Виноградов, А.Б. Электроприводы с преобразователями частоты серии ЭПВ (исполнение 1): практич. пособие по  проектированию / А.Б. Виноградов, А.Н. Сибирцев, В.Л. Чистосердов; ГОУВПО «Ивановский государственный энергетический университет им. В.И. Ленина». – Иваново, 2008. – 164 с.
  3. Виноградов, А.Б. Электроприводы с преобразователями частоты серии ЭПВ (исполнение 2): практич. пособие по  проектированию / А.Б. Виноградов, И.Ю. Колодин, Д.А. Монов; ГОУВПО «Ивановский государственный энергетический университет им. В.И. Ленина». – Иваново, 2008. – 168 с.
  4. Виноградов, А.Б. Электроприводы с преобразователями частоты серии ЭПВ (исполнение 3): практич. пособие по  проектированию / А.Б. Виноградов, А.Н. Сибирцев, С.В. Журавлев; ГОУВПО «Ивановский государственный энергетический университет им. В.И. Ленина». – Иваново, 2008. – 152 с.
  5. Виноградов, А.Б. Электроприводы с преобразователями частоты серии ЭПВ (исполнение 4): практич. пособие по  проектированию / А.Б. Виноградов, А.Н. Сибирцев, И.Ю. Колодин; ГОУВПО «Ивановский государственный энергетический университет им. В.И. Ленина». – Иваново, 2008. – 156 с.

Статьи в изданиях по перечню ВАК РФ

  1. Архангельский, Н.Л. Система векторного управления асинхронным электроприводом с идентификатором состояния / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов, С.К. Лебедев // Электричество. – 1991. – №11. – С. 47–51.
  2. Архангельский, Н.Л. Новые алгоритмы в управлении асинхронным электроприводом / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов // Электротехника. – 1991. – №10. – С. 9–13.
  3. Архангельский, Н.Л. Высокодинамичный асинхронный электропривод / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов, В.В. Пикунов // Техническая электродинамика. – 1991. – №4. – С. 57-64.
  4. Архангельский, Н.Л. Высокодинамичная система разрывного управления асинхронным электроприводом / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов, С.К. Лебедев // Изв. вузов. Электромеханика. – 1991. – №3. – С. 59-67.
  5. Архангельский, Н.Л. Контур тока асинхронного электропривода с улучшенными регулировочными и энергетическими характеристиками / Н.Л. Архангельский, А.Б. Виноградов // Электротехника. – 1997. – №4. – С. 6–11.
  6. Виноградов, А.Б. Асинхронный электропривод общепромышленного назначения с прямым цифровым управлением и развитыми интеллектуальными свойствами / А.Б. Виноградов, В.Л. Чистосердов, А.Н. Сибирцев, Д.А. Монов // Известия вузов. Электромеханика. – 2001. – №3. – С. 60–67.
  7. Виноградов, А.Б. Новая серия цифровых асинхронных электроприводов на основе векторных принципов управления и формирования переменных / Виноградов А.Б., Чистосердов В.Л., Сибирцев А.Н., Монов Д.А. // Электротехника. - 2001. - №12. – с. 25-30.
  8. Виноградов А.Б., Чистосердов В.Л., Сибирцев А.Н. Адаптивная система векторного управления асинхронным электроприводом // Электротехника.- 2003.- №7.- с. 7-17.
  9. Виноградов, А.Б. Новая серия высококачественных адаптивно-векторных асинхронных электроприводов с IGBT- инвертором напряжения / А.Б. Виноградов, И.Ю. Колодин, Д.А. Монов // Известия вузов. Электромеханика. – №1. – 2003. – С. 31-41.
  10. Виноградов, А.Б. Цифровая релейно-векторная система управления асинхронным электроприводом с улучшенными динамическими характеристиками / А.Б. Виноградов // Электричество.– 2003. – №6. – С. 43–51.
  11. Виноградов, А.Б. Моделирование динамических процессов частотно-управляемого асинхронного двигателя с учетом потерь в стали, насыщения и поверхностного эффекта / А.Б. Виноградов // Известия вузов. Электромеханика. – 2005. – №3. – С.38-43.
  12. Виноградов, А.Б. Новые серии преобразователей частоты и объектно-ориентированный электропривод на их основе / А.Б. Виноградов, А.Н. Сибирцев, В.Л. Чистосердов // Электротехника. – 2005. – №5. – С.47–54. 
  13. Виноградов, А.Б. Учет потерь в стали, насыщения и поверхностного эффекта при моделировании динамических процессов в частотно-регулируемом асинхронном электроприводе / А.Б. Виноградов // Электротехника. – 2005. – №5. – С. 57–61.
  14. Виноградов, А.Б. Бездатчиковый асинхронный электропривод с адаптивно-векторной системой управления / А.Б. Виноградов, И.Ю. Колодин // Электричество. – 2007. – №2. – С. 44–50.
  15. Виноградов, А.Б. Минимизация пульсаций электромагнитного момента вентильно-индукторного электропривода / А.Б. Виноградов // Электричество. – 2008. – №2. – С. 39–49.
  16. Виноградов, А.Б. Температурная защита преобразователя частоты на основе динамической тепловой модели IGBT-модуля / А.Б. Виноградов, А.Н. Сибирцев, И.Ю. Колодин // Электротехника. – 2008. – №6. – С.8–19.
  17. Виноградов, А.Б. Новые алгоритмы пространственно-векторного управления матричным преобразователем частоты / А.Б. Виноградов // Электричество. – 2008. – №3. – С. 41–51.
  18. Виноградов, А.Б. Анализ энергетических показателей и методика выбора оптимальных алгоритмов широтно-импульсной модуляции для управления трехфазным инвертором напряжения  / А.Б. Виноградов, Д.Б. Изосимов // Электричество. – 2009. – №5. – С. 37–41.
  19. Виноградов, А.Б. Управление станцией автономного электроснабжения в составе транспортного средства / А.Б. Виноградов, Д.Б. Изосимов, С.Н. Флоренцев, А.А. Коротков // Электричество. – 2009. – №9. – С. 49–55.
  20. Виноградов, А.Б. Оптимизация КПД системы векторного управления асинхронным тяговым электроприводом с идентификатором параметров / А.Б. Виноградов, Д.Б. Изосимов, С.Н. Флоренцев, Н.А. Глебов // Электротехника. – 2010. – №12. – С. 12–19.

Другие статьи, тезисы докладов

  1. Виноградов, А.Б. Станция автономного электроснабжения в составе трактора ЭТ-300ЦП / А.Б. Виноградов, Д.Б. Изосимов, С.Н. Флоренцев, А.Н. Сибирцев и др. // Технiчна електродинамiка. Силова електронiка та енергоефективнiсть. Частина 1. – 2009. – С.89-94.
  2. Архангельский, Н.Л. Частотно-управляемый электропривод с программированием широтно-импусной модуляции/ Н.Л. Архангельский, А.Б. Виноградов, В.Л. Чистосердов // Тез. докл. ХI Всесоюзной науч-техн. конф. по проблемам автоматизированного электропривода. – Суздаль, 1991. – С. 51.
  3. Виноградов, А.Б. Асинхронные электроприводы для общепромышленных механизмов с оптимизацией энергетических характеристик / А.Б. Виноградов, В.Л. Чистосердов, А.Н. Сибирцев // Тез. докл. XI науч-техн. конф. «Электроприводы переменного тока» (ЭППТ-98). – Екатеринбург: УГТУ, 1998.
  4. Виноградов, А.Б. Новые серии высокоэффективных электроприводов переменного тока / А.Б. Виноградов, В.Ф. Глазунов // Труды IV Международной (XI Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу АЭП 2004, Часть 1. Магнитогорск, 14–17 сентября 2004 г. – С. 243–244.
  5. Виноградов, А.Б. Математическая модель для анализа и синтеза динамических процессов частотно-управляемого асинхронного электропривода с учетом потерь в стали, насыщения и поверхностного эффекта / А.Б. Виноградов // Труды междунар. научно-техн. конф. «Электроприводы переменного тока» (ЭППТ-2005). – Екатеринбург, 2005. – С. 189-192.
  6. Виноградов, А.Б. Векторно-управляемый бездатчиковый электропривод кранов и лифтов // Труды 6-го международного симпозиума ЭЛМАШ 2006 «Перспективы и тенденции развития электротехнического оборудования», Том 2. – Истра, 2006. – стр. 67–72.
  7. Ryvkin, S. Identification Of The Moment Of Inertia In the Digital Control Drive / S. Ryvkin, D. Izosimov, A. Vinogradov // Proceeding of the 12th International Power Electronics & Motion Control Conference. – Portoroz, Slovenia, 2006, August 30 – September 1. – P. 438–443.
  8. Виноградов, А.Б. Синтез оптимальной системы управления вентильно-индукторным двигателем / А.Б. Виноградов // Тр. междунар. 14-й науч.-техн. конф. «Электроприводы переменного тока» (ЭППТ 2007). Екатеринбург, 13–16 марта 2007 г. – С. 105–108.
  9. Синтез алгоритмов пространственно-векторного управления матричным преобразователем частоты / А.Б. Виноградов, А.Р. Колганов // Труды 5-й Международной (16-й Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу.– Санкт-Петербург, 18-21 сентября 2007. – С. 74–77.
  10. Виноградов, А.Б. Новые исполнения и функциональные возможности электроприводов серии ЭПВ / А.Б. Виноградов, А.Н. Сибирцев, В.Л. Чистосердов и др. // Труды 5-й Международной (16-й Всероссийской) конференции по автоматизированному электроприводу. – Санкт-Петербург, 18-21 сентября 2007. – С. 291–294.
  11. Виноградов, А.Б. Системы управления электроприводами гибридных транспортных средств / А.Б. Виноградов // Сборник материалов науч.-техн. конф. «Силовая электроника». –  Москва, 6 июня 2008. –  С. 89.
  12. Виноградов, А.Б. Станция автономного электроснабжения в составе трактора ЭТ-300ЦП с электромеханической трансмиссией / А.Б. Виноградов, Д.Б. Изосимов, С.Н. Флоренцев, А.Н. Сибирцев // Труды междунар. н-т. конф. «Силовая электроника и энергоэффективность» СЭЭ’2009. – Крым, 21–26 сентября 2009 г.
  13. Виноградов, А.Б. Система оптимально-векторного управления асинхронным электроприводом на основе идентификатора параметров  / А.Б. Виноградов, Д.Б. Изосимов, С.Н. Флоренцев, Н.А. Глебов // Известия ТулГУ.– Тула: Издательство ТулГУ. Технические науки, 2010.–  Выпуск 3, Ч.1.– С. 66–72.

Авторские свидетельства и патенты на изобретения

  1. А.с. №1552333 СССР, Н02Р 7/42. Электропривод / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов и др. – Опубл. В Б.И., 1990, №11. 
  2. А.с. №1674341 СССР, Н02Р 7/42. Электропривод / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов и др. – Опубл. В Б.И., 1991, №32.
  3. А.с. №1686688 СССР, Н02Р 7/42. Электропривод / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов и др. – Опубл. В Б.И., 1991, №39.
  4. А.с. №1727190 СССР, Н02Р 7/42. Электропривод / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов и др. – Опубл. В Б.И., 1992, №14.
  5. Патент РФ №2025889 Способ формирования напряжения на статорных обмотках трехфазного двигателя в регулируемом электроприводе / Н.Л. Архангельский, Б.С. Курнышев, А.Б. Виноградов и др. – Опубл. В Б.И., 1994, №24. 






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.