WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!


На правах рукописи

ТАТАРНИКОВ Дмитрий Витальевич

АНТЕННЫ ВЫСОКОТОЧНОГО ПОЗИЦИОНИРОВАНИЯ ПО СИГНАЛАМ ГЛОБАЛЬНЫХ НАВИГАЦИОННЫХ СПУТНИКОВЫХ СИСТЕМ

Специальность 05.12.07 – Антенны, СВЧ устройства и их технологии

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук

МОСКВА, 2009г.

Работа выполнена на кафедре «Радиофизика, антенны и микроволновая техника» Московского авиационного института (государственного технического университета) «МАИ»

Официальные оппоненты:

доктор технических наук, профессор Бей Николай Арсеньевич доктор технических наук, профессор Чебышев Вадим Васильевич доктор технических наук, профессор Вейцель Виктор Абрамович Ведущая организация - ОАО “Радиотехнический институт им. акад.

А.Л.Минца”, г.Москва

Защита состоится «___» _______ 2009г. В 14 часов на заседании диссертационного совета Д212.125.03 в Московском авиационном институте (государственном техническом университете) по адресу: Россия, 125993, г.Москва, А-80, ГСП-3, Волоколамское шоссе, д.4, т. 158-58-

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке МАИ Отзыв на автореферат в 2-х экземплярах, заверенный печатью организации, необходимо выслать по адресу: 125993, г.Москва, А-80, ГСП-3, Волоколамское шоссе, д.4, ученому секретарю диссертационного совета Д212.125.

Автореферат разослан «____» ____________ 2009г.

Ученый секретарь диссертационного совета Д212.125.03 к.т.н., доцент Сычев М.И.

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность. Последняя декада 20-го века отмечена началом полномасштабного использования сигналов навигационных спутников для нужд промышленности и потребительского сектора экономики. К действующим системам спутников относятся GPS (США) и ГЛОНАСС (Россия). В последние годы началось развертывание системы спутников GALILEO, создаваемых Европейским Сообществом. Планируется к выведению система навигационных спутников КНР COMPASS, развивается японское спутниковое дополнение QZSS. В дальнейшем для всех этих систем спутников употребляется общее наименование ГНСС (Глобальные Навигационные Спутниковые Системы). К числу ГНСС также относят спутники так называемых функциональных дополнений. Эти спутники транслируют поправку, необходимую для повышения точности позиционирования. К числу спутников функционального дополнения с глобальным покрытием относится система OMNISTAR. Следует особо подчеркнуть, что сигналы ГНСС являются общедоступными практически на всей поверхности Земли и, в основном, бесплатными. Это стимулирует бурный рост числа практических приложений. Спутники ГНСС излучают псевдо-шумовые фазоманипулированные сигналы на ряде частот в диапазоне 1…2 ГГц. Аппаратуру потребителя сигналов ГНСС принято характеризовать обобщенным наименованием “навигационный приемник”. По принципу действия навигационные приемники относятся к пассивным кодово-фазовым дальномерам.

Применение режимов DGPS и RTK (от английского Real Time Kinematic – позиционирование движения в реальном времени) привело к резкому – скачкообразному – повышению точности позиционирования до 30см и 1см, соответственно (здесь и далее точностные характеристики указаны в среднеквадратическом смысле). Оба указанных режима являются дифференциальными, когда определяется координата потребителя по отношению к базовой станции или сети станций. В режиме DGPS используется разность задержек по коду сигналов между приемником потребителя и базовой станцией. Этот режим является основным для широкого спектра применений в области Гео-Информационных Систем (ГИС). В алгоритме RTK осуществляется разрешение фазовой неоднозначности – когда определяется разность полных набегов фазы несущей, включая целое число длин волн, между потребителем и базовой станцией и каждым из спутников. Вариант алгоритма, работающий в режиме накопления данных с последующей обработкой, позволяет достичь геодезической точности позиционирования в 1мм. С применением аппаратуры RTK осуществляется весь спектр гео-топографических работ – при землеустройстве, строительстве, прокладке магистралей и т.п. В последние годы режим RTK использован для создания серийных образцов автоматических и полуавтоматических строительных и сельскохозяйственных машин. Геодезическая точность используется при создании опорных сетей, а также с научными целями – изучения дрейфа материков, состояния земной коры и т.д.

Навигационные системы, обеспечивающие точность в 30см и выше, условно относятся к высокоточным. Важная особенность современного состояния отрасли высокоточного позиционирования состоит в том, что основным источником ошибок позиционирования является явление многолучевости, когда на вход приемника наряду с прямым сигналом спутника попадает сигнал, отраженный подстилающим рельефом и местными предметами. Основным средством борьбы с этими отражениями является придание нужной формы амплитудной ДН антенны. Также существенным оказывается вклад ошибок и нестабильности фазовой и групповой характеристики направленности антенны. Ключевая роль антенных характеристик для достижения предельно малых ошибок позиционирования многократно подчеркнута в литературе.

Известен ряд реализаций антенн высокоточного позиционирования, принадлежащих ведущим мировым разработчикам и производителям – JPL NASA США, Trimble (США), Leica (Швейцария), Topcon (Япония), Novatel (Канада), Javad JNSS (РФ/США). Нелишне отметить, что аппаратура компаний Topcon и Javad JNSS разрабатывается в центрах разработки в РФ в Москве. Из числа серийно выпускавшихся можно отметить образцы антенн компании JPS, созданные в 90-х годах коллективом разработчиков под руководством профессора кафедры 406 МАИ Филиппова В.С. Автор данной диссертационной работы принимал участие в работах этого коллектива в качестве ведущего специалиста. Антенны позиционирования, как и остальная часть аппаратуры, находятся под серьезным давлением обстоятельств конструктивного, эксплуатационного и ценового характера.

На начальных этапах основное внимание уделялось компактным и высокотехнологичным антеннам микрополоскового типа. Известен существенный вклад отечественных и зарубежных специалистов в теорию и технику микрополосковых антенн: Панченко Б.А., Воскресенского Д.И., Филиппова В.С., Нефедова Е.И, Чебышева В.В., D.M.Pozar, D.H.Schaubert.

Вместе с тем, проводимая модернизация систем GPS и ГЛОНАСС, а также объявленное развертывание систем GALILEO и COMPASS приводит к резкому расширению полосы частот. Общая протяженность спектра ГНСС сигналов превысит 30%. Технологические возможности по изготовлению и применению печатных антенн оказываются практически исчерпанными вследствие значительной толщины диэлектрической подложки и ее веса.

Имеющиеся публикации о применении подложек в виде системы диэлектрических опор или частотно-селективных поверхностей проблемы в целом не снимают. Альтернативой диэлектрическим подложкам могут служить низкопрофильные периодические замедляющие структуры СВЧ, известные с конца 60-х годов (Силин Р.А., Сазонов В.П.). Возможности применения таких структур в качестве подложек пластинчатых антенн и основы теории антенн с такими подложками ранее систематически не рассматривались. Дополнительный интерес представляют многопластинчатые конструкции, позволяющие обеспечить широкую полосу рабочих частот при весьма малом общем габарите.

Основным элементом, определяющим способности антенны к подавлению отражений от подстилающего рельефа, является экран. Он же оказывает существенное влияние на характеристики направленности под скользящими углами. Применительно к задачам высокоточного позиционирования изучение экранов представляет интерес как для оптимизации характеристик антенн малого габарита в резонансной частотной области, так и для оценки потенциальных возможностей по реализации требуемого перепада усиления при пересечении горизонта в больших, по сравнению с длиной волны, системах. Анализ характеристик антенн на проводящих экранах является классическим для антенной теории. Известны точные методы собственных функций, интегральных уравнений, а также асимптотические методы геометрической теории дифракции и краевых волн.

С работами по дифракции и характеристикам антенн на экранах связаны имена таких известных специалистов, как Keller J.B., Кинбер Б.Е., Малюжинец Г.Д., Уфимцев П.Я., Вайнштейн Л.А., Васильев Е.Н., Michaeli A., Гринберг Г.А., P.J. Johansen, E. Lier, J. Huang, Айзенберг Г.З., Ямпольский В.Г., Терешин О.Н. Однако, применительно к задачам высокоточного позиционирования, основной интерес представляет источник возбуждения в виде слабонаправленной низкопрофильной антенны, а основное значение имеет диаграмма обратного излучения (ДОИ), известная также из англоязычной литературы как front-to-back ratio (down-up ratio), а также свойства ДН в верхней полусфере вплоть до углов, близких к касательным. Этим характеристикам уделяется значительно меньшее внимание.

Помимо плоских проводящих, представляют интерес импедансные экраны, а также экраны в виде тонких полупрозрачных слоев из композитных материалов. Повышение интереса к импедансным экранам обусловлено появившимися сообщениями о создании низкопрофильных печатных периодических структур, формирующих высокий эквивалентный поверхностный импеданс (D. Sievenpiper). Эти структуры позволяют, в принципе, формировать поверхности весьма больших электрических размеров. Характеристики тонких, по сравнению с длиной волны, полупрозрачных слоев обсуждаются в работах B.Munk, S. Tretyakov, Конторовича М.И., Каценеленбаума Б.З., Федяновича В.И Эти материалы открывают дополнительные перспективы для оптимизации характеристик направленности антенн позиционирования путем управления интерференцией прошедшего и дифракционного полей в теневой области.

Сказанное позволяет сформулировать основную цель исследования в виде разработки теории, методов анализа, оценки характеристик и создания образцов широкополосных малогабаритных высокотехнологичных антенных элементов и экранов различных конфигураций для минимизации ошибки позиционирования по сигналам ГНСС.

В соответствие с указанной целью в работе ставятся и решаются следующие задачи.

1.Разработка теории, методов анализа и конструктивных образцов низкопрофильных широкополосных пластинчатых антенн с подложками из искусственных диэлектриков, заменяющих традиционные печатные конструкции.

2.Разработка принципов построения и создание конструктивных образцов широкополосных объемных антенн круговой поляризации общим габаритом в десятые доли длины волны.

3.Построение инженерных оценок и анализ характеристик и потенциальных возможностей плоских проводящих и импедансных экранов, а также экранов из композитных материалов, в том числе для экранов в резонансном частотном диапазоне.

4.Создание образцов антенн высокоточного позиционирования и антенных блоков интегрированных навигационных приемников.

Методы исследования. При проведении исследований были использованы аналитические методы теории дифракции, антенн и устройств СВЧ и численные методы на основе интегральных уравнений.

Экспериментальные измерения проводились в безэховых камерах с помощью стандартного лабораторного оборудования.

Достоверность и обоснованность определяется корректным использованием математических методов, корректными физическими моделями и хорошим совпадением результатов расчетов с натурным макетированием, а также достигнутыми характеристиками опытных и серийно выпускаемых образцов антенн.

Личный вклад автора. Все основные научные результаты принадлежат автору, что подтверждено личными публикациями. В опубликованных в соавторстве работах и в созданных образцах антенн автору принадлежит постановка задач и определение направлений исследования, а также непосредственное участие в расчетах, экспериментах и анализе данных. Роль автора как руководителя проектирования серийно выпускаемых антенн высокоточного позиционирования отражена в акте о внедрении и отзыве, выданным Московским центром технологий корпорации Топкон (Япония).

Автор признателен корпорации за поддержку работы и разрешение на публикацию образцов антенн и их характеристик.

Научная новизна. Разработаны основы теории низкопрофильных пластинчатых антенн с подложками из искусственных диэлектриков в виде периодической системы элементов с малым, по сравнению с длиной волны, шагом. Выявлены условия отсутствия значительной нормальной дисперсии в технологически реализуемых подложках. Выявлен эффект расширения полосы частот при использовании подложки в виде периодической замедляющей системы, расположенной по периметру пластинки.

Разработаны образцы антенны, работающих в полном диапазоне частот ГНСС с подложками, выполняемыми экономичными методами литья и штампа.

Выявлен и обоснован эффект значительного расширения полосы частот в пластинчатых конструкциях при наличие емкостных связей пластинок между собой и экраном. Получены оценки оптимальной высоты пластинки для двумерного приближения и оптимального радиуса сферической несущей в объемной конструкции. Созданы образцы конструкций с полосой пропускания свыше 40% при габаритах порядка одной трети длины волны относительно нижней частоты диапазона.

Построено замкнутое аппроксимационное выражение для тока, возбуждаемого ненаправленным источником на плоском проводящем экране.

Изучены границы применимости этого выражения путем сравнения с точным численным решением. Получены инженерные оценки характеристик направленности и ДОИ, формируемых плоским проводящим экраном, возбуждаемым ненаправленным источником, источником со слабой направленностью, а также источником со столообразной ДН.

Асимптотически оценены характеристики направленности и ДОИ антенн на плоских экранах импедансного типа.

Построена функция распределения эквивалентного электрического тока полупрозрачного композитного экрана при любых расстояниях от источника.

Показано, что характеристики полупрозрачного экрана слабо зависят от фазы (характера) эквивалентного импеданса, при условии, что этот импеданс не индуктивный. Показано, что для экрана заданных размеров существует оптимальный импеданс слоя, обеспечивающий наилучшую ДОИ. Получены оценки ДН и ДОИ для практически реализуемых конструкций.

Разработаны опытные и серийно выпускаемые антенны высокоточного позиционирования.

Практическая значимость. На основе методов и подходов, развитых в работе, созданы конструкции антенн высокоточного позиционирования и антенных блоков интегрированных приемников, выпускаемые серийно и зарегистрированные международной службой калибровок геодезических антенн, в том числе: антенна Topcon PGA5 (L1 GPS/ГЛОНАСС) со щелевым возбуждением; антенны Topcon PGA1…PGA3 (L1,L2 GPS/ГЛОНАСС) и антенны интегрированных приемников семейства Hiper; антенный блок приемника Topcon GMS-2 (L1 GPS/Omnistar) для ГИС применений; антенна Topcon MGB6 (L1 GPS/ГЛОНАСС/OMNISTAR/Beacon) для ГИС применений; антенны Topcon CR-G3, PG-A1 и антенный блок приемника GR3 (L1/L2/L5 GPS/ГЛОНАСС); антенный блок интегрированного всечастотного GPS/ГЛОНАСС/GALILEO/Omnistar/BEACON приемника Topcon Trupath системы автоматического управления cельскохозяйственными машинами Использование в учебном процессе. Материалы глав 2,3,использованы при подготовке курса “Компьютерное моделирование радиофизических задач” специальности “Радиофизика” МАИ.

Апробация работы. Основные положения и результаты диссертационной работы обсуждались и докладывались на международных научных конференциях: 10-ой, 11-ой и 13-ой международных н.-т.

конференциях “Системный анализ, управление и навигация”, Евпатoрия, Крым, Украина, 2005,2006,2008 гг., Сессиях Института Навигации ION NTM San Diego, CA, USA 2005,2008, Конгрессе Института Навигации ION GPS-98, Long Beach, CA, USA, 1998 и Симпозиуме Международного Геодезического Общества IGS2004 Workshop and Symposium, 2004, University of Berne, Berne, Switzerland, а также на Объединенном Фельдовском семинаре по электродинамике APS, LEOS and MTT/ED Chapters in Russia Section, ИРЭ РАН, №8, 2008г.

Публикации По материалам диссертации опубликовано 23 научные работы, в том числе 7 статей в журналах, включенных в перечень ВАК, 1 статья в международном научно-техническом отраслевом реферируемом журнале, докладов на международных научно-технических конференциях, международных патента и 1 авторское свидетельство СССР. Автор имеет единоличных публикаций.

Структура и объем диссертации. Работа состоит из введения, шести глав, заключения, списка литературы из 151 наименования и 5-ти приложений. Работа без приложений изложена на 209 страницах машинописного текста, включая 77 страниц рисунков и графиков и таблицы.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении дается общая характеристика работы, выполняется обзор современного состояния отрасли и основных источников литературы, обосновывается актуальность работы, формулируются цель и основные задачи исследования.

Первая глава посвящена анализу данных общесистемного характера и выработке требований к характеристикам антенн.

Здесь отмечается, что спутники ГНСС размещены на эллиптических орбитах с высотой порядка 20000км. Созвездия спутников сформированы так, чтобы в любой точке на поверхности Земли обеспечивалось наблюдение порядка 6-8 спутников каждой из систем против 4-х минимально необходимых. Это требуется для обеспечения избыточности данных для устойчивого разрешения фазовой неоднозначности в режиме RTK. Спектр сигналов ГНСС состоит из двух поддиапазонов – условно низкочастотного (НЧ) и высокочастотного (ВЧ). Сигналы НЧ поддиапазона содержат сигналы L2 GPS и ГЛОНАСС, вводимые сигналы L5 GPS и L3 ГЛОНАСС, а также сигналы E5a, E5b, E6 системы GALILEO. НЧ диапазон имеет среднюю частоту порядка 1240Мгц с общей полосой порядка 12%. Сигналы ВЧ поддиапазона состоят из L1 GPS и ГЛОНАСС, а также Е1, Е2 Galileo.Также в ВЧ поддиапазон включается функциональное дополнение OMNISTAR. ВЧ поддиапазон имеет среднюю частоту порядка 1575МГц с полосой порядка 6%. Общая протяженность спектра ГНСС составляет 33%. Все сигналы имеют правую круговую поляризацию. Уровни мощности сигналов ГНСС выбраны так, чтобы обеспечить порядка -160dBW на выходе условной приемной антенны с КУ=0dB. Этот уровень на 20…30 дБ ниже естественного шума. Основной метод работы приемника потребителя сигналов ГНСС – корреляционный цифровой прием.

Для обеспечения точности позиционирования и надежности работы алгоритмов RTK принципиальное значение имеют спутники, расположенные под низкими углами к горизонту. Сигнал этих спутников оказывается в значительной степени подавленным в силу направленных свойств антенны наблюдателя и спутника, увеличенной дальности против зенитных спутников и пр. При недостаточном уровне сигнала наблюдается явление срыва фазового детектора, когда отсчет фазы несущей скачком изменяется на произвольное целое число 2. Срыв детектора приводит к необходимости повторного разрешения неоднозначности алгоритмом RTK. Многократно отмечено, что ухудшение отношения сигнал-шум на входе приемника для низких спутников на 1дБ приводит к росту вероятности срыва фазового детектора приблизительно вдвое.

В дифференциальном режиме RTK подвижный навигационный приемник (так называемый ровер) для каждого сигнала каждого из Q спутников определяет оценку разности фаз несущей между фазовыми центрами антенн ровера и базовой станции, расположенной в точке с известными координататми q q q = + + + Nq (1.1) r b = - Здесь - точное значение, - ошибка, - оценка q q q q разности шкал времени приемников базы и ровера, Nq - разность целочисленных неоднозначностей шкал фаз для сигнала q-го спутника, q=1…Q. Из (1.1) вытекает система уравнений для ошибок позиционирования r r r r 1 = -kn01r - .................

(1.2) r r = -kn0Qr - Q r nЗдесь - единичный вектор направления на q-тый спутник, k = 2 / . Система (1.2) решается методом наименьших квадратов.

(AT A) Определитель матрицы, где А – прямоугольная матрица системы (1.2), имеет наименование DOP (от англ. Delution of Precision – ухудшение точности). DOP показывает ухудшение ошибки позиционирования по сравнению с ошибкой фаз несущих за счет геометрического фактора расположения видимых спутников на небосводе. В среднем для оценки DOP полагают. Из геометрических соображений очевидно, что в отсутствие спутников с низкими углами возвышения к горизонту обусловленность системы (1.2) падает и DOP резко возрастает.

При достаточно малых расстояниях между базой и ровером (практически – вплоть до дальностей в 20…25 км) основной вклад в ошибку измерения фазы вносят явление многолучевости и фазовые q характеристики направленности антенн. Влияние всех этих ошибок оценивается в пределе, считая, что за сеанс наблюдений траектории спутников равномерно покрывают весь небосвод. Ошибка позиционирования в реальном времени оказывается хуже определенной таким образом в DOP раз. При сделанном предположении решение (1.2) имеет вид смещения (,) координат среднего фазового центра антенны за счет ошибок, , распределенных по верхней полу-сфере. Здесь - угол места и азимут, соответственно.

(,) В отсутствие других ошибок совпадает с фазовой характеристикой направленности антенны. Анализ показывает, что горизонтальные ошибки позиционирования пропорциональны амплитуде первого члена ряда Фурье фазовой ДН по азимутальному углу при существенном вкладе низких углов. Ошибка по вертикали превосходит 1см при ошибке фазовой характеристики в единицы градусов (с учетом DOP=3) для направлений, близких к скользящим к горизонту.

Оценка вклада многолучевости проведена при наличие одного отраженного сигнала. Здесь фазовая ошибка многолучевости дается = arctg ( sin( )/(1 + cos( ))) , соотношением, где относительная амплитуда и фазовый сдвиг отраженного сигнала по сравнению с прямым. При типичных сценариях для открытой местности основным источником отражений является постилающий рельеф. При высотах антенны порядка 2-3м над поверхностью рельефа след первой зоны Френеля на поверхности оказывается порядка метров и более. В этих условиях для отражающая поверхность аппроксимируется плоской. Анализ коэффициентов отражения Френеля для большинства видов почв показывает, что антенна оказывается, в целом, согласованной по поляризации с отраженным сигналом. Коэффициент отражения составляет порядка -3дб и меньше (по абсолютной величине). Поэтому для оценки влияния многолучевости под понимается ДОИ как отношение значений e амплитудной ДН антенны под некоторым углом возвышения ниже и выше плоскости горизонта в местной системе координат. Это отношение в e e e e e DU( )= F(- )/ F( ) ( ) DU( ) дальнейшем обозначается и.

Типичная кусочно-линейной аппроксимация ДОИ показана на рис 1.1.

Первая кривая характерна для антенны подвижных объектов (ровер), вторая – для существующих антенн базовых станций, имеющих импедансный кольцевой экран, третья и четвертая приведены для гипотетических антенн, имеющих быстрый перепад ДОИ под скользящими (низкими) углами к rover base DU, дБ -20dB DUPdb elev, - -40dB 1 DUPdb elev, - 1 DUPdb1 elev, - 1 DUPdb1 elev, - 180 0 10 20 30 40 50 60 70 80 elev Рис 1.горизонту. Оценка ошибки по вертикали для этих кривых показывает, что эта ошибка (с учетом DOP=3) составляет 12мм для ровера, 3мм для антенны базовой станции, 1.5 мм для кривой 3 и менее 0.5мм для кривой 4.

Эти оценки близки к реально наблюдаемым для существующих конструкций и служат для оптимизации ДОИ. Они подчеркивают необходимость анализа и оптимизации ДОИ включая низкие (касательные к горизонту) направления.

Антенны, применяемые для систем позиционирования, являются слабонаправленными. Идеальная антенна позиционирования имеет единичную ДН в верхней полусфере, ноль в нижней и КНД +3дБ. Реальная антенна в типичном случае имеет перепад усиления от зенита к горизонту порядка 10…15дБ и уже отмеченные особенности ДОИ. ДН в верхней полусфере такой антенны хорошо аппроксимируется выражением F( ) = ( + cos( ))/( +1), где определяет относительный уровень ДН в направлении на горизонт. Графики КУ, рассчитанные с помощью этой аппроксимации, показаны на рис.1.2. Параметром является падение усиления в направлении на горизонт по отношению к зениту. Основной вывод состоит в том, что усиление антенны в направлении на горизонт может варьироваться в значительных пределах практически без изменения максимального КНД.

КУ, дБ Df ,- 10 10log 1 Df 15 10log,- 1 Df 20 -10dB 10log,- 1 -15dB -20dB 0 15 30 45 60 75 Рис 1.Вместе с тем, как уже отмечалось, падение усиления в направлении на горизонт приводит к существенному росту вероятности срыва фазового детектора приемника. Вследствие этого антенны высокоточного позиционирования не могут быть оптимизированы по какому-либо критерию, связанному с максимальным КНД. Оптимизации подлежит уровень усиления в направлении на горизонт при уже указанных ограничениях на ДОИ.

Обзор характеристик антенн позиционирования завершается анализом отношения сигнал-шум на входе приемника. Оценка показывает, что при типичном факторе шума высококачественного малошумящего усилителя в 1.8дБ и температуре внешних шумов порядка 100К падение КПД антенны до -1дБ приводит к ухудшению отношения сигнал-шум на 1.8дБ. Крайняя нежелательность падения этого отношения для низких углов к горизонту (экрану антенны) уже отмечена. Между тем, для обеспечения азимутальной равномерности фазовой ДН, как правило, применяется многоканальное квадратурное возбуждение антенны. С учетом этого полные потери собственно в антенне, включая рассогласование в полосе частот, не могут превышать десятых долей дБ. Это налагает весьма жесткие ограничения на характеристики, а также на выбор конструкции и материалов.

Таким образом, в данной главе подчеркнута определяющая роль характеристик антенны в направлениях, близких к скользящим к горизонту (экрану антенны), показано значение возможно более быстрого уменьшения ДОИ под малыми углами, показано, что суммарные потери в антенне, включая рассогласование в полосе частот, не могут превышать величин порядка десятых долей децибела без заметной потери качества слежения за сигналами спутников.

Вторая глава посвящена разработке теории, путей построения, методам анализа и результатам исследования и конструктивного воплощения антенн пластинчатого типа с подложками из искусственных диэлектриков.

Оценка ширины ДН пластинчатой антенны на идеально проводящем экране показывает, что при допустимом падении усиления на горизонт в 10..15 дБ минимально допустимая величина эффективной диэлектрической проницаемости подложки должна составлять порядка четырех единиц.

Отличительной чертой периодических замедляющих структур по сравнению со сплошной средой является дисперсия замедления. Для оценки влияния дисперсии в подложке на добротность антенны использована модель пластинчатой антенны прямоугольной формы в виде четвертьволнового закороченного отрезка линии передачи, нагруженного на проводимость излучения торцевой щели. Эта модель показывает, что добротность Q 1 0 d составляет Q = 1+ . Здесь - длина волны, h – расстояние 4 h d = между пластинкой и экраном, 0 - резонансная частота, - замедление.

Таким образом, влияние нормальной дисперсии с d / d > 0 негативно и с ростом замедления уменьшается.

Анализ замедления в структуре, содержащей одну идеально проводящую плоскую границу, а другую – импедансную, отнесенную на расстояние d, показывает, что при формировании импеданса с помощью гребенчатой структуры глубиной b, при b,d<< , замедление 1+ b / d.

Поэтому низкопрофильная структура в принципе обеспечивает сколь угодно высокое замедление при достаточно узком зазоре. Для применения в качестве подложки, однако, предел увеличению замедления обусловлен погрешностями изготовления малых зазоров.

Более предпочтительной оказывается встречная ребристая структура с взаимно проникающими пазами. Замедление в такой структуре с периодом T в первом приближении можно оценить по удлинению геометрического пути, что дает 1+ 2b / T. Замедление, таким образом, не зависит от зазора между концами гребней и противолежащей плоской поверхностью. Этот зазор может использоваться в качестве регулировочного параметра.

В антеннах круговой поляризации, где возбуждаются два ортогональных типа колебаний пластинчатого резонатора, ребристые структуры не пригодны. Это мотивировано тем, что для типа колебаний с токами, параллельными гребням, наличие ребристой структуры приводит не к замедлению, а лишь к изменению волнового сопротивления эквивалентной линии. Поэтому для антенн круговой поляризации искусственная замедляющая среда строится на основе двумерно-периодической системы штырей.

Для предварительной оценки величин замедления в периодических структурах с малым шагом, при которых начинает проявляться дисперсия, использована цепочечная модель в виде отрезков линии длиной l с волновым сопротивлением W и постоянной распространения , каждый из которых нагружен на параллельную емкость C. Заполнение линии предполагается воздушным. Расчеты с помощью характеристического уравнения такой структуры cos(l / c) = cos l - CW sin l / 2 (где c – скорость света в пустоте) показали, что дисперсия становится заметной при >7…8, и тем более заметна, чем больше l. Таким образом, в диапазоне требуемых значений замедления вплоть до 5…6 при периодах l 0.03 дисперсия оказывается пренебрежимо малой.

Для оценки технологически реализуемых величин замедления и возможной дисперсии выполнен точный электродинамический анализ двумерно - периодической штыревой замедляющей структуры на основе модели в виде численного решения интегрального уравнения методом моментов. Эскизы односторонней и двусторонней структур показаны на рис 2.1а, б. При разработке модели учтено, что для обеспечения ширины полосы пропускания, требуемой для аппаратуры позиционирования, типичным является расстояние между пластинкой и экраном порядка 0.05…0.07 длины волны или 1…1.5 см. Изготовление такой штыревой структуры экономически целесообразно с помощью разновидностей методов литья. По соображениям электродинамического характера, изложенным выше, периоды структуры необходимо делать как можно меньшими. Однако возможности литейной технологии обуславливают отношение диаметра штыря к его длине порядка 1/6 и более при периодах порядка 2..3 диаметров. Таким образом, периоды структуры, подлежащей рассмотрению, оказываются порядка 0.025…0.03 длины волны, а диаметры штырей – в 2-3 раза меньшими периодов.

Исходным для анализа является интегральное уравнение первого рода для электрического поля, решаемое методом моментов. Проекционный аналог этого уравнения имеет вид r r * ) • •In n (2.1) (Im m d d = m n S S r Здесь - базисные функции разложения тока штыря, Im – неизвестные m амплитуды, - тензор Грина для электрического поля в двумернопериодической структуре, интегрирование производится по поверхности штыря (штырей) в пределах периодической ячейки. Тензор Грина r e разлагается по полной системе собственных волн s периодической структуры. Требуемые выражения для тензора Грина приведены в Приложении 1 работы и имеют вид Рис 2.1 а) б) * * * r r r r r r ~ r r ~V 11 (r, r ) = s s e () T (z, z) Z1mn ez1mn ()z0 + Zs (z, z) e () s s r r r r 11z (r, r ) = Z ez1mn ()z0 1mn mn * * * (2.2) r - i a ~ r ~I r r 2 (z - z) + Y1mn (z, z) Z1mn ez1mn ()z0 + T1mn (z, z) e 1mn () kmn , z Здесь символами отмечены поперечные (параллельные экрану) и продольные (перпендикулярные к экрану) компоненты, ~ ~ ~ ~I TsV (z, z ), Zs (z, z ),Y1mn (z, z ),T1mn (z, z ) - модальные функции Грина Z1mn телеграфного уравнения, - характеристические сопротивления Е-волн, s=pmn – мультииндекс, - диадное произведение. Распределение тока по штырю описывается методом конечных элементов. Это распределение считается равномерным по азимуту, что допустимо в силу малости диаметра штыря при периодах двумерно-периодической сетки порядка 3-х диаметров.

Распределение тока по длине штыря аппроксимируется набором из двух треугольных функций - одной с максимумом на основании штыря, и другой – у вершины, что позволяет более точно описать заряд на конце штыря.

Функция, имеющая максимум на вершине штыря, дополняется током, затекающим на вершину. Этот последний обращается в ноль на оси.

Характеристическое уравнение для собственных волн структуры получается путем приравнивания определителя матрицы взаимных сопротивлений базисных функций к нулю. На рис 2.2 представлены результаты расчета замедления в зависимости от радиуса штырей а. Толщина структуры предполагалась равной 0.05 длины волны, зазор между штырями и пластинкой составлял 1мм, что приемлемо с точки зрения погрешностей изготовления. Шаг структуры предполагался 0.03 длины волны. Из графиков следует, что замедление растет почти прямо пропорционально радиусу штыря, что обусловлено ростом емкости штыря на противолежащую плоскость. Расчеты с учетом только нулевой гармоники поля - т.е. по - существу с помощью усредненных импедансных граничных условий – дают несколько завышенной значение замедления.

коэффициент замедления D=0.05/ l Tx=0.03/ l 3.Ty=0.03/ l 3.2.2.5 a=0.02.a=0.0a=0.01.двухмерная асимптотика 1.1.0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.h/ l Рис 2.В целом, при радиусе штыря порядка 0.01 длины волны (2мм) структура обеспечивает замедление порядка 2, что соответствует эффективной диэлектрической проницаемости порядка 4. Исследования зависимости замедления синтезированной структуры от частоты показали, что в полосе частот порядка 40% дисперсия отсутствует.

Дальнейшие исследования показали, что штыри в центральной области пластинки, расположенные в зоне слабого электрического поля, оказывают незначительное влияние на характеристики и могут быть удалены. С точки зрения технологии при использовании периодической замедляющей системы, расположенной на периферии пластинки, открываются возможности изготовления антенны методами штамповки или высокоточной резки. Оценка добротности пластинчатого резонатора, эквивалентное замедление в котором обеспечивается емкостным элементом, включаемым на периферии, показала, что добротность снижается на 20% по сравнению со сплошной диэлектрической или искусственной средой. Это позволяет n дополнительно уменьшить габарит антенны при заданной полосе пропускания. При анализе эквивалентного замедления в такой структуре учитываютя два фактора, обуславливающих эквивалентное замедление:

замедление в микрополосковой линии 1 за счет периодической системы емкостных элементов, вытянутых вдоль периферии пластинки в продольном направлении для каждого из двух ортогональных линейно-поляризованных колебаний, и дополнительное уменьшение резонансного размера 2 за счет концевых емкостных элементов, вытянутых в поперечном направлении.

Обозначая емкостное сопротивление одного элемента через X, из условия Cидентичности обеих систем элементов получаются выражения W0 l 1 1 = 2 1ctg( ) и 1 = ctg( ) + ctg( ) +1, которые совместно с X 0 22 22 22 C1 выражением для общего замедления = 1 2 позволяют определить Wзависимость ( ). Анализ этой зависимости показал, что при X Cэквивалентном замедлении = 2 площадь перекрытия обкладок воздушного емкостного элемента составляет порядка единиц квадратных мм при зазоре порядка 1мм. Такие параметры несложно выдерживаются при технологическом процессе.

На рис. 2.3а показана фотография серийного образца пластинчатой антенны круговой поляризации с литьевой подложкой, обеспечивающей прием всей совокупности сигналов спутниковых систем GPS/ГЛОНАСС/GALILEO/COMPASS/QZSS и системы передачи дифференциальной поправки OMNISTAR. Антенна представляет собой совокупность двух этажей, обеспечивающих работу в двух частотных диапазонах ГНСС. В конструкции достигнута эффективная диэлектрическая проницаемость штыревой подложки порядка 4 в соответствие с приведенными оценками и результатами расчета.

70мм 70мм Рис 2.3 а) б) Круговая поляризация каждого из этажей обеспечивается квадратурным возбуждением четырех штырей, расположенных на осях симметрии пластинки. На фотографии видна печатная схема возбуждения верхнего этажа. Она же выполняет функции излучающей пластинки.

На рис 2.3б показана фотография опытного образца антенны с характеристиками, аналогичными антенне рис 2.3а, эквивалентное замедление в которой обеспечено с помощью емкостной рамки. Конструкция выполнена по технологии лазерной резки с последующей гибкой по контуру.

Антенна имеет меньшую толщину (высоту) по сравнению с образцом рис.

2.3а вследствие отмеченного уменьшения добротности.

Таким образом, в данной главе рассмотрены основы теории, методы анализа и характеристики пластинчатых антенн дециметрового диапазона волн с подложками, выполняемым методами литья или штампа. Реализованы образцы полноволновых приемных антенн ГНСС.

Третья глава посвящена широкополосным объемным конструкциям пластинчатого типа малого габарита. Практическая целесообразность такого рассмотрения обусловлена стремлением в ряде высокоточных приложений применить антенный элемент, имеющий один общий выход на всю полосу частот сигналов ГНСС.

Рассматривается двумерная модель в виде металлической пластинки (ленты), размещенной в закороченном на одном конце бесконечном плоскопараллельном волноводе. Предполагается, что пластинка размером L расположена на расстоянии h от короткозамыкателя. Ширина волновода равна D. В условиях одночленного резонансного приближения тока пластинки ее собственное сопротивление приобретает вид n Z = in sin(nh)e-i h (3.1) W (Cn )k Dn n=Здесь 1 1; n = cos n(D + L) + cos n(D - L) 2 n = Cn = -L ;

(nL) - 2 ; n n = n, n = k - n 2.

D Расчеты показали, что при высоте h=0.15 длины волны при наличии заметной емкости пластинки на стенки волновода, частотные кривые реактивной части входного сопротивления (показаны на графике рис 3.1) приобретают выпуклый характер, незначительно отличаясь от нуля в пределах весьма заметного (порядка 50%) частотного диапазона. Таким образом, возникает эффект существенного расширения полосы рабочих частот. Параметры D и L для указанного графика сведены в таблицу 1.

Выявленный эффект допускает аналитическую демонстрацию путем выделения из (3.1) вклада единственной докритической собственной волны типа Т. Эта волна определяет индуктивную составляющую входного sin(2kh) сопротивления, пропорциональную. Последнее достигает h = / максимума при. Остальные члены ряда определяют емкостную составляющую, при этом зависимость от частоты полной реактивной составляющей носит выпуклый характер с точкой перегиба вблизи нуля. При дальнейшем увеличении высоты h индуктивность уменьшается, а емкостная составляющая растет, приводя к рассогласованию. Указанная высота h названа оптимальной. При этом активная часть входного сопротивления от частоты зависит слабо.

D1,LIm Z f,D1 Im (Z),L1,h ( ()) D2,LD3,LIm Z f, D2,L2,h ( ()) Im Z f, D3,L3,h ( ()) 40 30 20 10 0 10 20 30 f,%f Рис.3.1 Таблица h=0.15 1 2 D 0.7 0.4 0.L 0.435 0.37 0.Для перехода от двумерной модели к трехмерным конструкциям рассмотрена аксиально-симметричная система из M сферических сегментов угловой протяженности , по углу места и азимуту, соответственно.

Центр сегмента с номером m расположен в точке (s, 2m/M) по углу места.

Радиус сферы – a. Предполагается, что система сегментов расположена над идеально проводящей плоскостью.

Ток одного сегмента записывается в виде низшего резонансного колебания по углу места. Предполагается, что сегменты возбуждены первой азимутальной гармоникой для обеспечения круговой поляризации. Поле сегмента записывается в виде разложения по сферическим гармоникам.

Полное входное сопротивление сегмента с номером будет M --in Z = Z ein e ,n =0 n=- =Здесь сумма вкладов сферических гармоник поля Е- и Н- типа n 2 +1 ( - n)! W0 sin 2 Z0 = - ,n n ( +1) ( + n)! 4 2 n n n a (aR> (ka)) a (aR< (ka))[IE (S ) + IE ( -S )]IE (S ) + n n n + k a2n2R> (ka)R< (ka)[IH (S ) + IH ( -S )]IH (S ) (2) < R>(r) = H (kr) R (r) = J (kr) 1, 1, + + 2kr 2kr 2 S + cos ( -s ) Pn (cos ) IE (S ) = sin( )d n , sin S S + cos ( -s ) IH (S ) = Pn (cos )d, n sin S Pn (cos ) - присоединенные функции Лежандра.

Анализ азимутальных ДН показал, что для обеспечения азимутальной однородности ДН в пределах 0.1дБ и фазовой однородности в пределах единиц градусов линейный размер одного сектора по основанию не должен превышать четверти длины волны. В частности, при радиусе сферы 0.длины волны необходимо 8 секторов. Частотные кривые входного сопротивления сектора показаны на рис 3.2.

Impedance, Ohm l Z, Ом r0=0.5 =variable 400 N= 3Re =60° 2Im 1Re =70° 0 Im Re =80° -1Im -2Re =85° -3Im -4-50 -40 -30 -20 -10 0 10 20 30 40 f,% рис 3.2.

Здесь при радиусе сферы 0.3 . наблюдаются те же характерные зависимости, что и для двумерной модели. Фотография экспериментального макета антенны показана на рис 3.3. Радиус полусферы составил 42мм, что соответствует 1/6 длины волны на нижней частоте ГНСС диапазона. Для возбуждения структуры применен нерезонансный пластинчатый возбудитель, связанный с пластинками емкостным образом.

Экспериментальная частотная кривая КСВ показана на рис.3.4. По оси абсцисс отложена частота в ГГц. Антенна обеспечивает ширину полосы 41% по КСВ не более 2.

Рис 3.3.3.2.2.1.1. 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.Рис 3.Таким образом, в данной главе исследован и обоснован эффект оптимальной высоты размещения пластинчатого элемента над экраном (оптимального радиуса сферы) при условии емкостной связи пластинчатого элемента со стенками волновода или пластинчатых элементов между собой и экраном. Реализован опытный образец антенны общим габаритом порядка /3 относительно нижней частоты диапазона с полосой пропускания 41%.

Четвертая глава работы посвящена анализу наиболее употребительных плоских проводящих экранов приемных антенн потребителя сигналов ГНСС.

Рассмотрение выполняется для Е-плоскости одной из двух линейнополяризованных составляющих поля антенны (края экрана перпендикулярны к вектору Е). В Н-плоскости, в отличие от Е-, излучение зеркальных относительно экрана токов антенны противофазно к первичным токам. В связи с разнообразием применяемых конструкций антенн рассмотрение проведено с помощью универсальной модели возбуждения полосы нитью магнитного тока.

Электрический ток, возбуждаемый нитью магнитного тока с амплитудой U, лежащей на верхней стороне идеально проводящей полуплоскости на расстоянии a от ребра, записывается в виде разложения по цилиндрическим функциям 1 n ( (2) J n n 2 J0 (kr)H02) (ka) + (kr)H (ka)cos(2 ); r < a k n=2 je = U 2 (4.1) 4W0 n ( (2) J0 (ka)H02) (kr) + (ka)H (kr)cos( ); r > a J n n n= 2 (2) Здесь J (x), H (x) - функции Бесселя и Ханкеля второго рода порядка n, n n соответственно. Используя теорему сложения для цилиндрических функций, ток на освещенной стороне полуплоскости преобразуется с выделением тока бесконечной плоскости (физической оптики) и краевой волны.

ФО k ( je (r) = je (r) = U 2H02) (kr) (4.2) 4W ( (2) (2) - J0 (kr)H02) (ka) + Jn+ 1 (kr)H n+ 1 (ka) - Jn+1(kr)H n+1(ka) ; r < a n= k 2 je kp (r, a) = U 2 4W0 1 ( (2) (2) 1 1 n+- J0 (ka)H02) (kr) + Jn+ (ka)H n+ (kr) - Jn+1(ka)H (kr) ; r > a n= 2 (4.3) Ток на нижней стороне полуплоскости состоит только из краевой волны.

Прямые расчеты показывают, что ток краевой волны, нормированный к значению “падающего поля” (4.2) на ребре, практически не зависит от расстояния а от источника до ребра. Сказанное справедливо, начиная с расстояний а в одну десятую длины волны и более. Это нормированное распределение хорошо аппроксимируется выражением 1 k0.024 Gкр (r) = je kp (r, a) /(-) je ФО (a) e-ik (r+0.1 (1-e-3kr )) (4.4) 2 k(r + 0.024) представляющим собой слегка замедленную цилиндрическую волну, которая быстро ускоряется и на расстоянии порядка 0.1 длины волны от ребра переходит в обыкновенную цилиндрическую. Полный ток экрана получается путем суммирования переотражений краевых волн и имеет вид je ФО ( x - a ) кр je (x, a) (4.5) {je ФО (L - a) - je ФО (L + a)G (2L)}Gкр (L - x) + ФО кр кр {je ФО 1- (G (2L)) + (L + a) - je (L - a)G (2L)}Gкр (L + x) Для оценки точности (4.5) выполнен численный анализ с помощью решения интегрального уравнения первого рода методом моментов.

Проекционная запись уравнения имеет вид:

L L m In n (4.6) G(x - x) dx +U (x - a)dx = n -L -L Здесь - базис конечных элементов в виде треугольных функций с m In носителем 2l, - неизвестные амплитуды, L – полуразмер экрана. Функция Грина G представляет собой поле двумерного электрического диполя. Она записывается в спектральной или непосредственно в пространственной области. Расчеты с помощью (4.6) показали, что погрешность замкнутого аппроксимационного выражения (4.5) не превышает 10%, начиная с размера экрана 2L в 0.16 длины волны.

Дальнее поле определяется как сумма полей источника и тока экрана в свободном пространстве. Последнее представляется в виде суммы вкладов тока физической оптики и краевых волн.

При анализе ДН и ДОИ рассмотрены два случая, определяемые практическими соображениями: экраны (ленты) малого размера порядка десятых долей длины волны и экраны весьма большого размера, порядка нескольких длин волн или нескольких десятков длин волн. Первый относится к анализу антенн подвижных объектов, второй – к возможности достижения предельных характеристик антеннами базовых станций.

На графиках ДОИ для экранов малого размера рис (4.1) характеристики, рассчитанные по полному току (4.3) показаны сплошными кривыми, а характеристики, рассчитанные по току (4.2) физической оптики– пунктиром.

Источник располагался в центре экрана. Можно выделить экран полушириной порядка 0.3 длины волны. Здесь достигается наилучшее значение ДОИ при относительно низких углах к горизонту при сохранении уровня лучше -10дБ в направлении нормали. Экраны такого размера находят применение при практическом конструировании антенн подвижных объектов.

Для экранов большего размера ДОИ удобно оценить асимптотически для двух секторов углов: так называемые “высокие углы” вблизи нормали к плоскости экрана и так называемые “низкие углы” вблизи скользящих к экрану направлений.

Для высоких углов оценка ДОИ имеет вид - i(kL+ ) 2 e DU ( = ) kL -1 (4.7) i( -1.5) 1+ 0.408e Второе слагаемое в знаменателе обусловлено вкладом краевых волн. Как видно, учет этого вклада дает поправку порядка 3дБ в сторону ухудшения.

Для низких углов порядка 10…20 градусов от плоскости экрана оценка имеет вид - i ikL 4 2 e e DU() kL -1 (4.8) ) 1+ 0.151e-i0.2 ei e-i2kL(1- Вклад краевой волны (второе слагаемое в знаменателе) здесь незначителен и может быть опущен.

DUdb(, 0.2) DUpodb (, 0.2) DUdb(, 0.3) L=0.DUpodb (, 0.3) PO DUdb(, 0.4) L=0.PO DUpodb (, 0.4) L=0.DUdb(, 0.5) PO L=0.DUpodb (, 0.5) PO 0 15 30 45 60 75 Рис 4.Асимптотические оценки и точные расчеты показали, что вследствие интерференции эквивалентных источников, расположенных на кромках экрана большого электрического размера, наблюдаются осцилляции ДН в верхней полусфере и задние лепестки в нижней. В частности, при полуширине экран порядка одной длины волны образуется снижение уровня ДН в направлении нормали в верхней полусфере, что приводит к заметному ухудшению показателей ДОИ. В этом смысле экран с указанной полушириной оказывается не лучше экрана вдвое меньшего размера. В целом, для обеспечения ДОИ свыше -20дБ требуются экраны размером порядка 10 длин волн и более.

Для анализа характеристик слабонаправленной антенны используется модель в виде двух синфазных равноамплитудных нитей магнитного тока, разнесенных на расстояние 2а. Результаты показывают, что ДОИ для низких углов от направленности источника практически не зависит. Для высоких углов ДОИ уменьшается (улучшается) пропорционально уровню освещенности краев экрана полем источника. Однако практические возможности улучшения ДОИ за счет управления шириной ДН для приложений к задачам позиционирования ограничены, так как значительное обужение ДН неприемлемо по причинам, указанным в Главе 1.

Для анализа возможности улучшения ДОИ при одновременном сохранении требуемого усиления антенны для низких углов к экрану рассмотрено влияние экрана на характеристики антенны со столообразной ДН. Под столообразной понимается ДН, которая имеет весьма низкий уровень в направлении на края экрана (при =0) и затем быстро возрастает, достигая неизменного уровня, начиная с малых . Особенности работы экрана с антеннами такого вида состоят в том, что края экрана находятся в ближнем поле антенны.

Оценка области ближнего поля выполнена путем синтеза источника в виде магнитного тока полу-цилиндра на бесконечном экране методом ряда Фурье. Использована трехчленная аппроксимация ДН источника в виде FN () = 2a0 + 2a2 cos 2 + 2a4 cos 4; a0 0.5; a2 = a4 -0.25 (4.9) Предполагается, что размер конечного экрана достаточно велик и края экрана мало возмущают распределение тока источника. Определяя амплитуды азимутальных гармоник магнитного тока на цилиндре, обеспечивающего заданную ДН в приближении бесконечного экрана, для составляющей магнитного поля, параллельной оси цилиндра, получается выражение N (2) H = e-in 2cos(2n)H (kr) (4.10) z a2n 2n n=Здесь радиальная координата r отсчитывается от оси цилиндра. С помощью первых двух членов асимптотики функции Ханкеля при больших kr из (4.10) получается оценка протяженности ближнего поля, которая показывает, что для большинства практически интересных случаев экран целиком находится в ближнем поле. Поле излучения источника на конечном экране в приближении физической оптики записывается в виде -i(kr- ) > < e FN () -(H ()+ H ()); 0 z z (4.11) H = kr z > < (H ()+ H ()); 2 - z z > < Здесь H (); H () - вклад токов, дополняющих конечный экран до z z бесконечного. Полагая, что в плоскости экрана ДН источника обращается в ноль и учитывая первый высший член асимптотики токов экрана, ДОИ приобретает вид - i 2 FN ()e DU () = -1 (4.12) N 1 (a2n 2n2)sin e-is(1-cos )ds + e-is(1+cos )ds 3 n=0 kL 2 kL s s Асимптотическая оценка (4.12) при больших kL дает - N i 4 DU ( ) = 2 e i(kL) e-ikL /2 (a2n 2n2) -1 В частности, показывается, что n=0 для высоких углов, ДОИ источника со столообразной ДН ниже (лучше) аналогичного параметра для ненаправленного источника при N L . Таким образом, преимущества антенны со a 4n2 / k = 0.8 2n n=столообразной ДН проявляются уже при относительно небольших размерах экрана. Допустимый размер такой антенны нуждается в уточнении с учетом ограничений на сверхнаправленность. Для низких углов, в отличие от рассмотренных случаев, имеется возможность управления ДОИ за счет повышения крутизны ДН источника.

На рис.4.2 показаны графики ДОИ для слабонаправленного источника (пунктир) и для источника со столообразной ДН (сплошные кривые).

Графики построены для экранов полным размером 6 и 20 длин волн. Можно отметить значительные преимущества характеристик антенны со столообразной ДН.

Таким образом, в данной главе получено аппроксимационное выражение для тока и рассмотрены особенности характеристик плоских проводящих экранов, возбуждаемых ненаправленным и слобанаправленным источниками, а также источником со столообразной ДН.

6 direct flat 20 direct flat 60 10 20 30 40 50 60 70 80 Рис 4.В пятой главе работы рассматриваются перспективные экраны импедансного типа и полупрозрачные экраны из композитных материалов.

Для оценки распределения эквивалентных поверхностных электрических и магнитных токов импедансного экрана, возбуждаемых нитью магнитного тока с амплитудой Um, используется спектральное представление полей и метод перевала. Параллельная источнику и касательная к экрану компонента полного магнитного поля записывается в виде m U 1 H = e-iuxdu; = k - u2 ; Im 0 (5.1) z 2 W0 - + Zs k WЗдесь Zs – поверхностный импеданс экрана, х – расстояние от источника.

При достаточно высоком импедансе с емкостной реактивностью и kx>>(5.1) имеет асимптотическое представление m U k (1+ i) Hz - e-ikx (5.2) 2 W0 Zs 2 (kx) W 0 или эквивалентные поверхностные электрический и магнитный ток m e e jz (x)= Zs jx (x) jx (x) = H (x),. В приближении физической оптики поле z излучения записывается аналогично (4.11), причем поле источника на бесконечном экране имеет вид m -i(kr- ) U k sin 2 H e z (5.3) 2 W0 sin + Zs kr WЭто дольнее поле имеет значительную угловую неравномерность и в касательных к экрану направлениях обращается в ноль. При весьма высоком, (5.3) перестает зависеть от импеданса. Поля импедансе, когда Zs /W0 >> дополнительных частей в (4.11) определяются суммой вкладов эквивалентных электрических и магнитных токов 3 m -i(kr - ) k 2 Zs U 1 (1 + i) e-is (1mcos ) >/< - H ( ) = - e ds z sin W0 4 kr 2 W0 Z s 2 kL s W (5.4) В частности, падение ДН ненаправленного источника в касательных к экрану направлениях на импедансном экране конечных размеров определяется соотношением Zs Zs H (0)/ H z z (5.5) 1+ W0 / W0 2 kL При достаточно высоком импедансе это отношение не зависит от импеданса и определяется только размером экрана. Характеристика ДОИ принимает вид - Zs Zs - 4 sin W sin W0 0 DU() Zs (5.6) Zs i3 e-is(1-cos) + e-is(1+cos) sin - 2sin + e ds + W0 W0 kL s2 Видно, что ДОИ перестает зависеть от импеданса для любых углов Zs /W0 >>sin при весьма высоком импедансе. Кроме того, для малых уже Zs /Wпри умеренных величинах. Совокупность этих обстоятельств значительно снижает требования к характеристикам импедансной поверхности. На рис 5.1а.б показаны графики ДОИ для экранов полным размером 2,10 и 20 длин волн.

0 Zs= Zs= DUdB(, DUdB -i0.5W0.5, 1) -i2W0(,2,1) DUdB(, 0.5, 5) DUdB,2,5) ( DUdB(, 0.5, 10) DUdB,2,10) ( 0 10 20 30 40 50 60 70 80 0 10 20 30 40 50 60 70 80 Рис 5.1 а) б) Можно отметить, что эти характеристики сопоставимы с источником со столообразной ДН на проводящем экране.

Асимптотика ДОИ при больших kL следует из (5.6). В частности, при /- Zs i(kL- ) Zs 4 2 (kL)2 W e 1- W0 0 DU 2, для малых 2 Zs Zs - 1+ W0 1+ W0 -2 -i(kL - ) 2 DU() 2 ( kL)3e +1.

При анализе характеристик слабонаправленной антенны показывается, что, аналогично идеально проводящему экрану, ДОИ для низких углов от характеристик направленности антенны не зависит, а для высоких углов уменьшается (улучшается) пропорционально значению ДН антенны в направлении на края экрана.

Рассмотрение полупрозрачного экрана основано на приближенных граничных условиях для тонкого слоя в виде 3 E1 = Ex = Ex x Ex 1 3 eS (5.7) z H - Hz = - = - jx ZL Здесь символами 1,3 отмечены касательные проекции векторов поля на eS jx верхней и нижней поверхности слоя, соответственно, - поверхностная плотность эквивалентного электрического тока, ZL - параметр, имеющий размерность сопротивления и называемый импеданс слоя. Предполагается, что импеданс слоя мал и имеет, вообще говоря, комплексный характер с емкостной реактивной составляющей.

Методом спектрального разложения падающего поля показывается, что плотность эквивалентного электрического тока экрана имеет вид m 1 U 1 e-iux 1 e jx = k du (5.8) 1 W0 2 2 ZL - k +2 ZL k Асимптотическая оценка этого тока при kx>>1 имеет вид m i U k 2 e jx = e-ikxe Q( kx) (5.9) 2 Wkx Здесь функция Q(u) имеет свойства Q(u)1 при u<<1, Q(u)1/(2u) при e- kx(sh )Q( kx) = shd u и записывается в виде . Параметр ch2 i = 2e Z /W0. Таким образом, при kx >> 1, kx << 1 ток полупрозрачного L экрана совпадает с идеально проводящим. Кроме того, сравнивая точное спектральное представление (5.8) с аналогичным для идеально проводящего экрана, m U 1 e-iux e jx id.cond = k du (5.10) 2 W0 - видно, что характер особенности при x 0 этих двух выражений совпадает. Таким образом, можно предположить, что выражение для тока полупрозрачного экрана в виде k e m ( 2 e jx = 2U H02) (kx)Q( kx) = jx id.condQ( kx) (5.11) 4Wбудет близко к точному при любых, а не только весьма больших kx.

e jx id.cond - плотность тока идеально проводящего экрана при том же Здесь Q( kx) виде источника. Иначе говоря, функция выполняет роль множителя ослабления тока полупрозрачного экрана по сравнению с идеально проводящим. Из сказанного видно, что характер распределения тока по полупрозрачному экрану слабо зависит от фазы импеданса ZL, если этот импеданс не индуктивный.

Проверка справедливости соотношения (5.11), а также оценка влияния краевых волн конечного выполнена путем численного решения интегрального уравнения второго рода L e e (5.12) G(x - x)jx (x)dx + U (x - a) = ZL (x) jx (x) -L Уравнение (5.12) содержит ту же функцию Грина G(s), что и (4.6) и решалось аналогично. Импеданс слоя ZL (x) предполагался переменным как функция расстояния до источника х. Для этого импеданса использовалась кусочно-линейная аппроксимация.

На рис.5.2 показаны графики распределения тока по экрану полуразмером 6.4 длины волны для трех значений модуля ZL /W0 = 10-1;10-2;10-3. Фаза arg ZL = - / 2 Сплошными кривыми построены результаты расчета с помощью численного решения интегрального уравнения, отнесенные к току идеально проводящего экрана. Пунктиром Q( kx) показаны значения. Из графиков следует, что истинное распределение тока отличается от (5.11) лишь на осцилляции, связанные с краевыми волнами. Кривые для ZL /W0 = 10-3 практически не отличаются при данном размере экрана от случая идеальной проводимости. Влияние краевых волн для больших значений импеданса выражено слабее в силу большего убывания тока к краям.

10^-1 MOM 10^-2 MOM 10^-3 MOM 1.10^-1 Q(x) 10^-2 Q(x) 10^-3 Q(x) 0. 0 1.6 3.2 4.8 6. n-NN x/ Рис 5.ДН нити магнитного тока на полупрозрачном экране бесконечных размеров имеет вид m i 1 U k 2 1+ sin e-ikr Hz = e ; - (5.13) 2 2 W0 sin + 2 ZL 2 kr W0 Здесь первое слагаемое в скобках соответствует полю излучения нити в свободном пространстве, а второе – полю, создаваемому токами экрана. Из анализа (5.13) следует, что бесконечный полупрозрачный экран с относительно высоким ZL /W0 1 слабо экранирует нижнее полупространство; напротив, экран с низким сопротивлением ZL /W0 = 10-приближается по свойствам к идеально проводящему с резким падением уровня ДН при переходе через плоскость экрана.

В пренебрежении краевыми волнами. ДОИ конечного экрана записывается в виде - i sin e 2 1+ - sin (e-is(1-cos ) + e-is(1+cos )) Q( s)ds ZL 2 kL s sin + W0 (5.14) DU () ZL i W0 e 2 + sin (e-is(1-cos ) + e-is(1+cos )) Q( s)ds s kL sin + 2 ZL 2 W0 В случае весьма большого экрана или (и) относительно высокого ZL, когда kL >> 1 (5.15) выражение (5.14) переходит в ДОИ бесконечного экрана. Однако этот случай, как правило, мало интересен для практики, поскольку при малых ZL /W0 размер L оказывается слишком велик, а при относительно больших ZL /W0 экран слабо экранирует нижнее полупространство, как уже указано.

При нарушении (5.15) проявляется интерференция прошедшего через экран поля с полем, дифрагирующим на краях.

На рис 5.3 приведены графики ДОИ для ZL /W0 = 5 10-2 и arg ZL = - / для трех полуразмеров L вблизи 4-х длин волн. Эти величины показаны в легенде графика. ДОИ для бесконечного экрана показана пунктиром. Из графиков следует, что характеристика конечного экрана имеет осциллирующий характер, повторяя кривую для бесконечного экрана по характеру убывания. Можно отметить, что при использованных размерах экрана ДОИ всюду не хуже порядка -20дБ, начиная с углов 25-30 градусов.

Полупрозрачные экраны оказываются предпочтительнее идеально проводящих в силу наличия дифракционного провала ДОИ при малых .

inf -i 3. DU, дБ -2 - 20log Updinf, 510 e 1 4. -i -2 - 20log Upd , 510 e 3.75, 180 -i -2 - 20log Upd , 510 e 4, 180 -i -2 - 20log Upd , 510 e 4.25, 180 0 10 20 30 40 50 60 70 80 Рис 5. В целом, исследования показали, что при фиксированном размере экрана существует оптимальное значение ZL /W0, при котором ДН ненаправленного источника приобретает столообразный характер, а ДОИ убывает с ростом наискорейшим образом. Для практических размеров экрана от единиц до десятков длин волн ZL /W0 ~ 10-2 и с ростом размера уменьшается.

Расчеты с помощью численного решения интегрально уравнения (5.12) показали, что учет краевых волн приводит к поправкам величин ДОИ, но характера дифракционных явлений не меняет. С точки зрения уменьшения общего уровня ДОИ наиболее предпочтительным оказывается экран с комплексным импедансом слоя с фазой порядка –/4.

Дальнейшая оптимизация характеристик полупрозрачных экранов возможна на пути применения слоя с переменным профилем импеданса.

Очевидно, целесообразны величины импеданса слоя, близкие к нулю в центральной области экрана для обеспечения работоспособности резонансной антенны. Предполагая, что размер экрана ограничен единицами (до десятка) длин волн, при расчетах использовался квадратичный профиль ZL (x) = Zmax(x / L). Здесь Zmax - значение импеданса слоя на краю экрана.

Динамика изменения характеристик для экрана полуразмером L=3.2 длины волны с уменьшением Zmax /W0 отражена на рис 5.4а…в для распределения тока, нормированного к току проводящего бесконечного экрана, ДН, нормированной к значению в касательном направлении и ДОИ, соответственно. Фаза импеданса слоя равна –/4. Величины Zmax /Wпоказаны в легенде графиков. Из графиков видно, что для оптимального Zmax /W0 порядка 10-1 ток захватывает всю область экрана, уменьшаясь до 10% от максимума на краях.

1current1n 1.5 10^-current2n current3n current4n current0n 0.0 0.8 1.61 2.41 3.n- NN а) 2. F, дБ curr1, NN 2.P2ct, , 1 P2ct , , curr2, NN 1 1. P2ct , , curr3, NN 1 1. 1P2ct , , curr4, NN 1 1. P2ct , , curr0, NN 180 10^-1. 0 10 20 30 40 50 60 70 80 б) - 20log Updcurr2, , curr1, NN DU, дБ 1 - 20log Updcurr2, , curr2, NN 1 - 20log Updcurr2, , curr3, NN 1 1- 20log Updcurr2, , curr4, NN 1 - 20log Updcurr2, , curr0, NN 180 10^- 0 15 30 45 60 75 в) Рис 5.ДН при этом приобретает равномерный столообразный характер, ДОИ достигает наилучших величин. При дальнейшем уменьшении Zmax /Wхарактеристики сводятся к идеально проводящему случаю.

Расчеты показали, что экран вдвое большей величины (полуразмером L = 6.4 ) обеспечивает ДОИ не хуже -30дБ, начиная с угла 25 градусов, при оптимальном Zmax /W0 порядка 10-2.

Шестая глава посвящена особенностям конструкции и характеристикам разработанных опытных и серийно выпускаемых антенн.

На рис. 6.1а,б представлены фотографии серийно выпускаемой антенны Topcon PG-A5 L1 GPS/ГЛОНАСС для ГИС применений. Антенна пластинчатого типа, представляет собой единую плату, выполняемую в общем технологическом цикле с цепями широкополосного согласования и мшу. В антенне применено квадратурное щелевое возбуждение, обеспечивающее пониженный, по сравнению со штыревым возбуждением, КУ в направлении на края экрана. В соответствие со сказанным в предыдущих главах, антенна имеет значительные преимущества ДОИ, экспериментальные кривые которой для Е- и Н- плоскостей одного из двух линейно-поляризованных каналов показаны на рис.6.Рис 6.1 а) б) Dow n/Up ДОИ, дБ ------0 306090 120 150 1Elevation angle Угол возвышения, град.

E-plane H-plane Рис 6.Рис 6.3 а) б) На рис.6.3а) показана фотография антенной подсборки, являющейся базовой для семейства серийно выпускаемых антенн Topcon PG-A1…AL1/L2 GPS/ГЛОНАСС. Подсборка построена по двухэтажному принципу на основе керамики. На фотографии видна печатная плата квадратурного возбуждения первого этажа. Фотография антенны PG-A1/GP показана на рис 6.3б. Конфигурация экрана оптимизирована таким образом, чтобы обеспечить наименьшее уклонение фазовой ДН от нуля. График фазовой ДН, зарегистрированной международной коммерческой службой калибровок геодезических антенн GEO++, показан на рис. 6.4. Как видно, уклонение по абсолютной величине не превышает 0.5мм относительно длины волны GPS L1 вплоть до единиц градусов возвышения над экраном.

Р Рис 6.Подсборка рис 6.3а использована также в серийно выпускаемых высокоточных интегрированных приемниках типа Topcon Hiper (рис. 6.5а).

Эти приемники обеспечивают ошибку RTK в 1см и используются для геотопографических работ при землеустройстве и строительстве. Для оптимизации конфигурации корпуса приемника использована модель в виде цилиндра прямоугольного поперечного сечения, возбуждаемого двумя нитями магнитного тока (рис 6.5б). Поверхностная плотность тока цилиндра определялась путем численного решения интегрального уравнения второго рода для магнитного поля r r r r r 1 1 g( t, t ) u( t ) + u( t ) dl = u ( t ) (6.1) inc 2 2 n L Здесь функция Грина r r r r - i ( (6.2) g(t,t ) = H02)(k t - t ) На рис. 6.5в) показаны расчетные и экспериментально измеренные ДОИ.

Максимальные расхождения не превышают 2дБ б) L1 15ДОИ, дБ --эксперимент -расчет ----90 -60 -30 Рис 6.5 а) в) На рис 6.6а…в показаны антенны и интегрированные приемники, в которых применены литьевые подложки в виде системы штырей. Серийно выпускаемая антенна TOPCON MG-B5 (рис 6.6а) служит для ГИС применений. Эта антенна работает со спутниками GPS/ГЛОНАСС/OMNISTAR и системой передачи дифференциальной поправки диапазона 300КГц. Интегрированный навигационный приемник Topcon Trupath (рис 6.6б) является составной частью контура автоматического управления трактора типа JohnDeer/TSD для сельскохозяйственных работ.

1.5 Рис. 6.6 а) б) в) Вид этого приемника со снятой крышкой показан на рис 6.6в. Здесь применен полноволновый антенный элемент, представленный в Главе 2.

Таким образом, в данной главе показаны конструкторскотехнологические воплощения антенн позиционирования. Достигнутые характеристики и хорошее совпадение с расчетными данными свидетельствуют об адекватности развитых в работе подходов.

Приложение 1 работы содержит вывод выражений для тензоров Грина систем с дискретным спектром собственных волн, в Приложении сосредоточены асимптотические оценки встречающихся в работе интегралов, Приложение 3 содержит материалы по прохождению плоской волны через тонкий слой, Приложение 4 содержит акт о внедрении результатов работы в образцы техники высокоточного позиционирования Московского центра технологий корпорации Топкон, выпускаемые серийно, в Приложении приведен акт об использовании результатов работы при постановке учебного курса по специальности «Радиофизика» в МАИ.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Таким образом, в работе развиты теоретические основы, принципы построения и метода анализа, изучены характеристики и созданы экспериментальные и серийные высокотехнологичные широкополосные малогабаритные антенны высокоточного позиционирования и антенные блоки высокоточных интегрированных навигационных приемников.

В частности:

1. Разработаны теоретические основы, принципы построения, методы анализа, изучены характеристики и созданы образцы низкопрофильных пластинчатых антенн с подложками из искусственных диэлектриков, выполняемых из металла методами литья или штампа и обеспечивающих работу в полном диапазоне частот ГНСС.

2. Развита теория и созданы образцы объемных многопластинчатых конструкций, работающих на принципах сильной связи между элементами и обеспечивающих ширину полосы пропускания более 40% при габаритах порядка одной трети длины волны.

3. Построено замкнутое аппроксимационное решение задачи возбуждения конечного проводящего экрана с ошибкой аппароксимации, не превосходящей 10% для экранов размером в десятые доли длины волны и более. Получены инженерные аналитические оценки ДН и ДОИ антенн на плоских проводящих экранах.

4. Выполнены оценки характеристик подавления многолучевости плоскими импедансными экранами. Показано, что ДОИ, формируемая плоским импедансным экраном слабо зависит от величины импеданса экрана и от ДН широкоугольного источника и определяется, в основном, лишь размером экрана.

5. Выявлен характер распределения эквивалентного электрического тока полупрозрачного экрана из композитных материалов, возбуждаемого ненаправленным источником. Показано, что характеристики полупрозрачного экрана слабо зависят от фазы (характера) импеданса слоя, при условии, что этот импеданс не индуктивный. Показано, что для экрана заданных размеров существует оптимальный импеданс слоя, обеспечивающий наилучшую ДОИ. Композитный полупрозрачный экран с квадратичным профилем импеданса слоя обеспечивает ДОИ лучше -20 дБ для углов, начиная с 20 градусов к плоскости экрана при размере экрана длин волн 6. Разработаны серийно выпускаемые антенны высокоточного позиционирования. В частности, одночастотная GPS/ГЛОНАСС антенна со щелевым возбуждением, семейство двухчастотных антенн и антенных блоков интегрированных приемников GPS/ГЛОНАСС сантиметрового класса точности, семейство ГИС антенн и антенных блоков, семейство трехчастотных L1/L2/L5 антенн и антенных блоков GPS/ГЛОНАСС сантиметрового класса точности а также всесесистемный всечастотный GPS/ГЛОНАСС/GALILEO/COMPASS/OMNISTAR/BEACON антенный блок интегрированного приемника системы автоматического управления cельскохозяйственными машинами.

Основные положения, выносимые на защиту 1. Способы построения низкопрофильных пластинчатых антенн круговой поляризации с подложками из искусственных диэлектриков, выполняемых из металла методами литья или штампа, а также объемных широкополосных пластинчатых конструкций малого электрического размера.

2. Теория уменьшения ошибки многолучевости экранами различных типов антенн высокоточного позиционирования.

3. Инженерные методы расчета и проектирования антенн указанного класса.

СПИСОК РАБОТ, ОТРАЖАЮЩИХ ОСНОВНОЕ СОДЕРЖАНИЕ ДИССЕРТАЦИИ Статьи 1. Татарников Д.В. Экраны антенн высокоточной геодезии по сигналам глобальных навигационных спутниковых систем. Часть 2.

Полупрозрачные экраны из композитных материалов. Антенны, №6(133) М., Радиотехника, 2008, стр. 3-2. Татарников Д.В. Экраны антенн высокоточной геодезии по сигналам глобальных навигационных спутниковых систем. Часть 1. Идеально проводящие и импедансные экраны. Антенны, Антенны, №4(131) М., Радиотехника, 2008, стр. 6-3. Татарников Д.В. Пластинчатые антенны с подложками из искусственных диэлектриков. Антенны, №1(128) М., Радиотехника, 2008, стр. 35-4. D.Tatarnikov, V. Filippov, I Soutiaguine, A.Astakhov, A.Stepanenko, P.

Shamatulsky Multipath Mitigation by Conventional Antennas with Ground Planes and Passive Vertical Structures - GPS Solutions, v.9, 2005, No3, pp.194-25. Татарников Д.В., Астахов А.В. Анализ слабонаправленных металлодиэлектрических излучающих структур на основе метода декомпозиции - Антенны, №2 (46), М., Радиотехника, 2000, стр. 47- 6. Татарников Д.В., Соколов А.С. Математическое моделирование микрополосковых структур СВЧ на основе набора универсальных токовых элементов – М., Радиотехника, №7-8, 1995, стр. 110-17. Филиппов В.,С., Татарников Д.В., Соколов А.С. Широкополосные печатные излучатели ФАР круговой и линейной поляризации – М., Радиотехника, №3, 1995, стр.61-8. Филиппов В.С., Татарников Д.В. Характеристики пластинчатых излучателей с поперечно-неоднородной подложкой в регулярной ФАР – М., Радиотехника, 1991, №12, стр.64-Доклады на конференциях 1. Татарников Д.В., Астахов А.В. Высокоточные антенны Топкон в контуре автоматического управления строительными и сельскохозяйственными машинами - 13-я межд.н.-т. конференция Системный анализ, управление и навигация, 29 июня-6 июля 2008г., Евпатoрия, Крым, Украина, тез.докл., стр. 22. Татарников Д.В. Сверхмалогабаритные многосистемные антенны высокоточного позиционирования с подложками, изготавливаемыми литьем или с помощью штампа - 13-я межд.н.-т. конференция Системный анализ, управление и навигация, 29 июня-6 июля 2008г., Евпатoрия, Крым, Украина, тез.докл., стр. 13. D.Tatarnikov, A.Astakhov, A.Stepanenko, P.Shamatulsky, D.Rakitin, I.Soutiaguine Novel Full-Wave Compact Size GNSS Antennas Based on Artificial Dielectrics Technology - ION NTM 2008 San Diego, CA, USA, January 28-4. Татарников Д.В. Приближенные решения задач дифракции для оценки характеристик антенн ГНСС 11-я межд.н.-т. конференция Системный анализ, управление и навигация, 2-9 июля 2006г., Евпатoрия, Крым, Украина, тез.докл., стр. 15. Татарников Д.В. Опыт разработки антенн высокоточного позиционирования корпорации Топкон - 10-я межд.н.-т. конференция Системный анализ, управление и навигация, 1-8 июля 2005г., Евпатрия, Крым, Украина, тез.докл., стр. 16. D.Tatarnikov, I.Soutiaguine, V.Filippov, A.Astakhov, A.Stepanenko, P.Shamatulsky Small Size Light Weight User GNSS Antennas - ION NTM 2005 San Diego, CA, USA January 24-7. D.Tatarnikov, I.Soutiaguine, V.Filippov, A.Astakhov, A.Stepanenko, GPS/GLONASS Antennas and Ground Planes: Size and Weight Reduction Perspectives – IGS2004 Workshop and Symposium March 1-5, 2004, University of Berne, Berne, Switzerland 8. V.Filippov, D.Tatarnikov, I.Soutiaguine, A.Astakhov, J.Ashjaee The First Dual-Frequency Choke Ring - ION GPS-98, September 15-18, Long Beach, CA, USA, 1998, p.109. Татарников Д.В. Антенны высокоточного позиционирования по сигналам глобальных навигационных спутниковых систем.

Объединенный Фельдовский семинар по электродинамике APS, LEOS and MTT/ED Chapters in Russia Section, ИРЭ РАН, №8, 2008г.

Патенты и авторские свидетельства 1. D.Tatarnikov, A.Astakhov, P.Shamatulsky, I.Soutiaguine, A.Stepanenko Patch antenna with comb substrate Патент ЕС №EP 1684381 B1, 202. I.Soutiaguine, D.Tatarnikov, V.Filippov, A.Astakhov, A.Stepanenko, Antenna Structures for Reducing the Effects of Multipath Radio Signals - патент США No. 6836247 B2, 203. V.Filippov, D.Tatarnikov, I.Soutiaguine, A.Astakhov, J.Ashjaee DualFrequency Choke-Ring Ground Planes - патент США No 6278407, 204. Филиппов В.,С., Татарников Д.В. Печатный излучатель фазированной антенной решетки – авт. свидетельство CCCP No 1665422, 19







© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.