WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!


На правах рукописи

ГАВЛИЦКИЙ Александр Иванович

РАЗРАБОТКА СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫХ ПРЕЦИЗИОННЫХ АНАЛОГОВЫХ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЕЙ ДЛЯ МОБИЛЬНЫХ СИСТЕМ АВТОМАТИЧЕСКОГО УПРАВЛЕНИЯ

Специальность: 05.13.05 – «Элементы и устройства вычислительной техники и систем управления»

АВТОРЕФЕРАТ

Диссертации на соискание учной степени кандидата технических наук

Шахты 2012

Работа выполнена в Южно-Российском государственном университете экономики и сервиса (г. Шахты) на кафедре «Информационные системы и радиотехника»

Научный консультант: кандидат технических наук, профессор Старченко Евгений Иванович (ЮРГУЭС, г. Шахты)

Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор Лачин Вячеслав Иванович (ЮРГТУ (НПИ), г. Новочеркасск) доктор технических наук, профессор Литюк Виктор Игнатьевич (ТТИ ЮФУ, г. Таганрог)

Ведущая организация: Федеральное государственное унитарное предприятие Научно-производственное предприятие «Пульсар» (г. Москва)

Защита состоится 18 мая 2012 г. в 1420 в ауд. Д406 на заседании диссертационного совета Д212.208.21 при Федеральном государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Южный федеральный университет» в ТТИ ЮФУ по адресу: 347928 Ростовская обл., г. Таганрог, ГСП-17А, пер. Некрасовский, 44.

С диссертацией можно ознакомиться в Зональной научной библиотеке Южного федерального университета.

Отзыв на автореферат, заверенный гербовой печатью организации, просим направлять учному секретарю диссертационного совета Д212.208.21 по адресу: 347928 пер. Некрасовский, 44, ГСП-17А, г. Таганрог.

Автореферат разослан «29» февраля 2012 г.

Учный секретарь Н.И. Чернов диссертационного совета Д212.208.доктор технических наук, доцент

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность работы.

Создание базовых устройств для многочисленных систем автоматического управления, функционирующих в реальном масштабе времени, связано с реализацией блоков аппаратного умножения, широкополосность которых непосредственно влияет на качественные показатели этих систем. Эта проблема приобретает первостепенное значение при решении общей задачи управления мобильными объектами. Такое утверждение объясняется следующими положениями.

Во-первых, их взаимодействие с внешней средой изменяет как порядок, так и параметры соответствующей модели. Для решения таких задач А.А. Красовским предложен принцип самоорганизующихся оптимальных регуляторов с экстраполяцией (СОРЭ), предполагающих предварительную оценку производных координат объекта фильтрами Калмана-Бьюси (ФКБ), интегральное качество которых определяется точностью реализации операции умножения.

Во-вторых, мобильность объекта требует реализации специальных устройств связи с объектами (УСО) по радиоканалу без выделения специальных частотных диапазонов. Эта классическая для современной радиотехники задача непосредственно связана с созданием специализированных сложнофункциональных (СФ) блоков квадратурных модуляторов и квадратурных демодуляторов, обеспечивающих трансформацию спектра ВЧ и СВЧ сигналов с относительно низким уровнем дополнительных комбинаторных частот. Решение этой задачи также связано с созданием широкодиапазонных аналоговых перемножителей. Именно поэтому высокие качественные показатели этих устройств создают необходимую техническую предпосылку для построения аппаратных средств современных систем управления мобильными объектами.

Указанная задача относится к области аналоговой микросхемотехники и микроэлектроники. Однако традиционное направление развития современной электроники подразумевает улучшение параметров микроэлектронных систем и блоков за счт улучшения параметров активных элементов при переходе на более прогрессивный технологический процесс без значительного улучшения схемотехники. В случае цифровой схемотехники такой подход оправдывает себя: зачастую топология для нового технологического процесса может быть получена масштабированием уже имеющейся для технологического процесса предыдущего поколения. Однако, для аналоговой микроэлектроники экстенсивное развитие сопряжено со значительными трудностями. Более того, переход на субмикронные технологические процессы не приносит ожидаемого улучшения параметров конечных изделий. Топология для нового технологического процесса не может быть получена простым масштабированием, необходима частичная или полная переработка.

В идеальном случае схемотехническая конфигурация аналоговых узлов должна разрабатываться с учтом возможностей и ограничений конкретного технологического процесса, на базе которого планируется выпуск этих узлов и интегральных схем. Однако, экстенсивный путь развития микроэлектроники привел к перекосу в сторону развития технологии против развития схемотехники.

Как показали исследования ведущих учных в области аналоговой микросхемотехники (Прокопенко Н.Н., Крутчинского С.Г., Короткова А.С., Дворнико ва О.В.) разработка аналоговых устройств с учтом базовых ограничений конкретного технологического цикла позволяет получить не только конкурентоспособную, но и, по некоторым параметрам, превосходящую зарубежные аналоги продукцию на основе морально устаревших технологических процессов.

Таким образом, исследование базовых аналоговых узлов, разработка аналоговых перемножителей и квадратурных демодуляторов на их основе для перспективного отечественного кремний-германиевого технологического цикла SGB25VD является актуальной задачей.

Объектом исследования являются сложно-функциональные блоки аппаратных средств систем автоматического управления.

Предметом исследований является схемотехника аналоговых перемножителей напряжения и линейных узлов квадратурных модуляторов и демодуляторов.

Целью диссертационной работы является разработка широкополосных аналоговых перемножителей со сверхнизкой нелинейностью проходной характеристики и погрешностью перемножения для мобильных систем автоматического управления.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие основные задачи:

1. Произвести анализ структуры квадратурных модуляторов и демодуляторов для выделения доминирующих источников погрешности.

2. Произвести анализ источников погрешности аналоговых перемножителей. Сформулировать требования к их проектированию и рекомендации по настройке для отдельных узлов устройств переноса спектра.

3. Произвести анализ источников нелинейности проходной характеристики преобразователей напряжение-ток и выделить доминирующие составляющие погрешности.

4. На основании произведнного анализа разработать принципиальные схемы преобразователей напряжение-ток со сверхнизкой нелинейностью проходной характеристики.

5. Разработать принципиальные схемы балансирующих усилителей с минимальной амплитудной и фазовой ошибкой.

6. Разработать интегральный активный ограничитель спектра с линейной фазовой характеристикой.

7. На основе разработанных узлов спроектировать топологию интегральных квадратурных демодуляторов с аналоговыми перемножителями, построенными на различных типах активных компонентов. Произвести измерение основных параметров разработанных квадратурных демодуляторов.

Научная новизна.

В рамках диссертационной работы получены следующие новые научные результаты:

1. Предложен новый метод оценки нелинейности проходной характеристики преобразователей напряжение-ток, в отличие от известных, не требующий решения трансцендентных уравнений или построения номограмм и позволяющий при решении практических задач использовать существующие схемотехнические САПР и средства компьютерного моделирования;

2. Предложен метод линеаризации проходной характеристики преобразователей напряжение-ток, снижающий влияние режимно-зависимых параметров активных элементов;

3. Предложен метод частотной коррекции балансирующих усилителей, позволяющий получить идентичные амплитудные и фазовые характеристики каналов усилителя без применения интегральных или гибридных индуктивностей.

Практическая значимость.

1. Предложенные схемотехнические конфигурации и рекомендации по проектированию аналоговых перемножителей и преобразователей напряжениеток могут использоваться в различных устройствах как автоматики и вычислительной техники, так и систем обработки и преобразования сигналов, аппаратуры связи.

2. Разработанные топологии квадратурных демодуляторов позволяют приступить к выпуску отечественных однокристальных квадратурных демодуляторов для мобильных систем автоматического управления, способных работать в сверхшироком диапазоне частот и в настоящее время не имеющих прямых аналогов.

3. Применение отдельных узлов и схемотехнических решений, предложенных в настоящей работе при разработке других аналоговых устройств (например, различных усилителей), позволяет повысить линейность их проходной характеристики, что особенно важно для мобильных объектов и объектов микросистемной техники.

4. Предложенный метод частотной коррекции позволяет отказаться от использования интегральных или гибридных индуктивностей при построении балансирующих усилителей и потенциально повысить уровень интеграции соответствующих сложно-функциональных блоков.

На защиту выносится:

– Схемотехнический способ повышения точности перемножения аналоговых сигналов с учтом существующих технологических ограничений электронной компонентной базы, направленный на линеаризацию масштабной функции преобразования, обеспечение фазовой идентичности каналов, расширение частотного и динамического диапазонов.

– Новые схемотехнические решения устройств переноса спектра, направленные на интеграцию балансирующих усилителей и логарифмирующих преобразователей, обеспечивающих расширение динамического диапазона и диапазона рабочих частот и обеспечение идентичности их амплитудных и фазовых проходных характеристик.

– Схемотехника драйверных преобразователей и ограничителей спектра, направленная на исключение паразитной амплитудной модуляции, повышение точности преобразования ортогональных сообщений ЧМ сигналов.

– Разработка энергоэкономичных с низким уровнем паразитных спектральных составляющих квадратурных модуляторов и демодуляторов с широким диапазоном рабочих частот и возможностью интеграции в специализированные системы-на-кристалле.

Методы исследования основываются на использовании методов сигнальных графов, операторного метода анализа передаточных характеристик схем и классических методов теории цепей. Экспериментальные исследования выполнены на ЭВМ с применением программ моделирования электронных схем PSPICE, среды Cadence Virtuoso и высокоточных моделей компонентов.

Достоверность и обоснованность научных положений, выводов и результатов, сформулированных в диссертации, подтверждается результатами математического анализа, анализа набора практических схем, логическими выводами, компьютерным моделированием, актами внедрения, публикациями, патентами, апробацией работы на международных и всероссийских научнотехнических конференциях.

Реализация результатов работы.

Основные исследования, результаты которых представлены в диссертации, проводились в рамках следующих научно-технических проектов кафедры «Информационные системы и радиотехника» ЮРГУЭС:

проекта ЮРГУЭС РНП.2.1.2.1127, 2.1.2/9532 «Теоретические основы проектирования нелинейных и управляемых СФ-блоков для СВЧ систем связи и телекоммуникаций нового поколения» (аналитическая ведомственная целевая программа Минобрнауки РФ «Развитие научного потенциала высшей школы (2009-20011 годы)»);

проекта ЮРГУЭС РНП.2.1.2/7267, 2.1.2/9537 «Теоретические проблемы обеспечения радиационной стойкости аналоговых интегральных микросхем» (аналитическая ведомственная целевая программа Минобрнауки РФ «Развитие научного потенциала высшей школы (2009-2011 годы)»);

проекта ЮРГУЭС – 14.07.ХД по договору № SHKT/R&D/48/2007 от 1.04.с фирмой Intel (США) «Разработка сложных радиочастотных блоков на основе технологии SiGe для современных беспроводных систем связи».

Результаты диссертационной работы внедрены на предприятиях ФГУП НИИМА «Прогресс» при производстве однокристального квадратурного демодулятора СВЧ диапазона, ОАО «МНИПИ» при разработке экспериментального образца микросхемы широкополосного усилителя сигналов лавинных фотодиодов.

Апробация работы. Основные положения диссертационной работы обсуждались и получили одобрение на следующих научно-технических конференциях, семинарах: 3-я конференции IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communications – ICCSC`06 (July 6-7, Bucharest, Romania, 2006); 4-я конференция European Conference on Circuits and Systems for Communications – ECCSC`08 (July 10-11, Bucharest, Romania, 2008); «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем» (г. Москва, Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН, 2008, 2010 г.);

Твердотельная электроника, сложные функциональные блоки РЭА.

(ФГУП «НПП Пульсар», 2009 г.); ежегодных международных научнопрактических семинарах «Проблемы аналоговой микросхемотехники» (г.

Шахты, ЮРГУЭС, 2006-2007 гг.).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 16 работ из которых работ в материалах международных и всероссийских научно-технических конференций, 1 статья в научном журнале, 5 статей в центральных рецензируемых изданиях, включенных в список ВАК, 3 патента РФ.

Структура и объм работы. Диссертационная работа состоит из введения, четырх глав с выводами, заключения, списка литературы, включающего 102 наименования, и двух приложений. Основной текст работы изложен на 1страницах машинописного текста, поясняется 105 рисунками и 14 таблицами.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ ДИССЕРТАЦИИ Во введении датся обоснование актуальности проблемы, приводятся основные цели и задачи работы, краткое содержание глав диссертации.

В первой главе рассматриваются возможные сферы применения аналоговых перемножителей (АП) в системах автоматического управления.

Обоснована целесообразность применения АП в фильтрах КалманаБьюси (ФКБ) для самоорганизующихся оптимальных регуляторов с экстраполяцией (СОРЭ). Произведено сравнительное моделирование ФКБ на основе АП и умножающего ЦАП, согласно результатам которого можно сделать вывод, что применение широкополосных АП позволяет уменьшить время установления, тем самым повысить точность и быстродействие наблюдателя.

Предложена структурная схема устройства связи с объектом (УСО) (рис.1.), при наличии активной фазированной антенной рештки (АФАР), использующая имеющийся тракт прима и усиления сигнала без влияния на частотные диапазоны радиолокационной службы и связной аппаратуры.

Синхронный фильтр x1(t) Линия x1(t) связи КМ КД КМ КД x2(t) x2(t) f0 f0 f0 fРис. 1 – Структурная схема УСО Создание такого УСО возможно при наличии квадратурного модулятора КМ, имеющего минимальные паразитные составляющие в выходном сигнале.

Согласно произведнному анализу, количество и уровень паразитных составляющих спектра на выходе КМ напрямую связаны с типом блока переноса спектра, входящего в структуру КМ. Сравнительное моделирование балансного смесителя и высоколинейного АП, предложенного в настоящей диссертации показывает возможность создания КМ со сверхнизким уровнем паразитных составляющих выходного спектра.

Произведн анализ структурных схем КМ и квадратурных демодуляторов (КД) для выявления источников доминирующих погрешностей, сформулированы основные требования к линейности узлов, входящих в их состав. Произведн анализ параметров серийно выпускаемых КМ и КД, на основании которого сделан вывод о необходимости применения АП с повышенной линейностью проходной характеристики для расширения частотного диапазона КМ и КД Во второй главе произведн анализ погрешности множительного ядра Джильберта на основе биполярных транзисторов. Условие линейности по обоим входам может быть записано в виде [1, 8] U BX U , (1) BX U th 2T BX где – допустимый коэффициент нелинейности амплитудной характеристики перемножителя. Очевидно, что множительное ядро линейно лишь в узком диапазоне входных напряжений, не превышающем десятков милливольт. Расширение диапазона входных напряжений без увеличения нелинейности проходной характеристики возможно при использовании логарифмирующих усилителей, компенсирующих тангенциальную проходную характеристику множительного ядра. Такие усилители строятся на основе преобразователей напряжение-ток (ПНТ), нагрузкой которых служат логарифмирующие диоды. Показано, что результирующая нелинейность проходной характеристики и погрешность перемножения АП при условии минимизации остальных составляющих погрешности напрямую зависит от линейности проходной характеристики ПНТ.

Произведн анализ множительного ядра Кимуры. С точки зрения проектирования сверхнизковольтных АП для перспективных СВЧ технологических процессов с низкими граничными рабочими напряжениями, данная структура имеет неоспоримые преимущества перед множительным ядром Джильберта.

Ключевым недостатком данного решения является узкий динамический диапазон входных напряжений (1). Проходная характеристика множительного ядра Кимуры может быть описана выражением I0R U UY UВЫХ , (2) th X 4 2T th 2T где R – сопротивление нагрузки множительного ядра.

Предложен способ модификации множительного ядра Кимуры, позволяющий расширить диапазон рабочих частот без значительного ухудшения остальных качественных параметров (рис. 2) [8]. Функциональная схема АП на основе модифицированного множительного ядра Кимуры приведена на рисунке 2.

+E R1 RВых VT7 VTVT8 VTVT3 VTI I VT1 VT5 VTUX VTUY I0 IU U -E Рис. 2 – Функциональная схема АП на основе модифицированного множительного ядра Кимуры Суть модификации сводится к подключению коллекторов транзисторов множительного ядра, управляемых по каналу Y к шине питания. В таком случае транзисторные пары могут быть заменены на одиночные транзисторы с удвоенной площадью эмиттера. Расширение верхней граничной частоты в этом случае можно объяснить уменьшением паразитной мкости, приведнной к выходу множительного ядра и уменьшением действия эффекта Миллера. Для расшире ния динамического диапазона входных напряжений модифицированного множительного ядра Кимуры предложено использовать логарифмирующие усилители по входам X и Y для компенсации тангенциальной проходной характеристики множительного ядра (2).

Рассмотрена возможность использования МОП транзисторов в качестве активных элементов множительного ядра Кимуры. С учтом некоторых допущений (идентичность статических потенциалов на всех входах множительного ядра, полная дифференциальность входного сигнала, при расчтах использовалась модель МОП транзисторов первого уровня), проходная характеристика такого множительного ядра может быть описана соотношением [7] 2kU UY X UВЫХ . (3) R Очевидно, что масштабный коэффициент перемножителя k напрямую зависит от крутизны транзисторов множительного ядра. В свою очередь, крутизна МОП транзисторов зависит от соотношения длины и ширины проводящего канала, таким образом, необходимый масштабный коэффициент перемножителя может быть выбран на этапе разработки при выборе геометрии проводящего канала МОП транзисторов. В таком случае множительное ядро можно рассматривать как полноценный АП с широким диапазоном входных напряжений.

Произведн анализ влияния объмных сопротивлений биполярных транзисторов на линейность АП. Суммарная погрешность для четырхквадрантной модели описывается выражением [1, 8]:

2X (1 X )(2rY I0Y rX IX 0) O , (4) T где X=IX/IX0 – нормированное приращение входного сигнала по каналу Х;

Y=IY/IY0 – нормированное приращение входного сигнала по каналу Y; ri – объмное сопротивление баз транзисторов, приведнное в эмиттерную цепь соответствующего канала.

Выражение (4) показывает, что даже при отсутствии других составляющих погрешности АП, 0 может достигать 0,2% [1, 8]. Минимизация этой составляющей нелинейности проходной характеристики АП возможна на этапе разработки путм оптимизации соотношения плотностей токов эмиттеров транзисторов множительного ядра и логарифмирующих диодов, то есть выбором соотношения площадей эмиттеров этих транзисторов. Как показали исследования, для транзисторов, изготовленных в различных технологических циклах и нормах, численные значения отношения площадей различны. Таким образом, предложенный в настоящей работе способ [1, 3] минимизации нелинейной составляющей, обусловленной влиянием объмных сопротивлений баз транзисторов, можно рассматривать как универсальный для различных технологических процессов, а конкретные значения могут быть найдены лишь при численном моделировании.

Произведено численное моделирование параметров АП на основе рассмотренных множительных ядер в среде САПР PSpice с использованием моделей интегральных транзисторов, выпускаемых ФГУП «НПП «Пульсар» и ОАО «Интеграл» (Минск), а также Cadence Virtuoso с использованием высокоточных моделей транзисторов, выпускаемых в технологическом цикле SGB25VD. Моделирование произведено на оборудовании и программном обеспечении ФГУП НИИМА «Прогресс» при разработке топологии квадратурного демодулятора.

Моделирование производилось с учтом базовых ограничений конкретного технологического процесса (допустимый диапазон рабочих напряжений, плотностей токов компонентов, параметров геометрии транзисторов).

Основные параметры АП, полученные при моделировании с использованием моделей элементов, выпускаемых в технологическом цикле SGB25VD, приведены в таблице 1.

Таблица 1 –Основные параметры АП Схема АП на основе Параметр Верхняя граничная X – 11,4 Х – 11,43 X – 12,15 X – 20,3 X – 30,частота, ГГЦ Y – 1,1 Y – 11,44 Y – 12,17 Y – 20,31 Y – 30,Фазовая неидентич86,88 9,72 10,07 7,821* 7,316* ность каналов, о Нелинейность проходной характери- ±0,0106 ±0,04438 ±0,05037 ±1,052 ±1,0стики по каналу Х, % Нелинейность проходной характери- ±0,07158 ±0,00306 ±0,00347 ±0,2483 ±0,25стики по каналу Y, % Нелинейность в ре0,03854 0,03061 0,03477 0,8375 0,86жиме квадратора, % * на частоте 10 ГГц Согласно полученным данным, АП на основе множительного ядра Джильберта способен работать только в узком диапазоне частот по каналу Y и имеет высокую фазовую неидентичность каналов, что не позволяет использовать данную конфигурацию при проектировании СВЧ устройств. Следует отметить, что диапазон рабочих частот АП на основе МОП транзисторов более чем в 2 раза превышает данный параметр АП на основе биполярных транзисторов и превышает 30 ГГц для модифицированного множительного ядра Кимуры.

Однако, как показано в четвртой главе, учт влияния паразитных параметров топологии резко ухудшает частотные свойства каскадов, построенных на основе МОП транзисторов (в случае АП значение верхней граничной частоты уменьшается более чем в 3 раза). Анализ частотных свойств показывает неоспоримое преимущество модифицированного множительного ядра Кимуры над его прототипом. Недостатком данной модификации является некоторое пропорциональное ухудшение остальных качественных параметров (таблица 1).

В третье главе рассматриваются линейные узлы КМ и КД.

Кимуры Кимуры Джильберта транзисторах транзисторах Кимуры и МОП Кимуры и МОП множительного ядра множительного ядра модифицированного множительного ядра множительного ядра модифицированного множительного ядра Произведн анализ погрешности простейшего ПНТ на основе дифференциального каскада (рис. 3). Зависимость отклонения от линейности преобразования напряжения в ток может быть описана выражением [1, 3] 2 2rE X U /U0 X X , (5) R1(1 X ) 2rE R1 (1 X ) 2rE где X=IX/I0 – нормированное значение выходного тока ПНТ; rE – сопротивление эмиттера транзисторов ПНТ; R1 – сопротивление резистора, включенного между эмиттерами транзисторов ПНТ. Соотношение (5) показывает, что доминирующей составляющей погрешности ПНТ является влияние режимнозависимого сопротивления эмиттеров транзисторов ПНТ.

I +IX -IX IVTVT+UX R1 -UX U0 UX II-ЕП а б Рис. 3 – Общая схема ПНТ а) и его проходная характеристика б) Рассмотрено три метода повышения линейности проходной характеристики ПНТ: применение операционных усилителей (ОУ) для компенсации рассогласования UБЭ, метод компенсации нелинейных составляющих выходного тока ПНТ и мостовая архитектура ПНТ.

Применение ОУ для компенсации рассогласования UБЭ ведт к увеличению энергопотребления и ухудшает частотные свойства конечного устройства.

Метод компенсации нелинейных составляющих заключается в следующем: нелинейная составляющая выходного тока ПНТ, обусловленная влиянием UБЭ, податся на выход ПНТ с противоположным знаком. Компенсирующий ток может быть сформирован или ответвлн из противоположного плеча ПНТ с нужным коэффициентом передачи.

Предложено несколько различных схемотехнических конфигураций ПНТ с компенсацией нелинейных составляющих выходного тока, три из которых признаны изобретениями (рис. 4) [14-16]. Произведен анализ линейности проходной характеристики и сформулированы условия линеаризации. Для двух конфигураций ПНТ такое условие идентично и имеет вид [14, 15]:

RRК , (6) 1 2K где К – коэффициент деления в делителе тока, R0 – сопротивление резистора в эмиттерных цепях транзисторов, осуществляющих преобразование входного напряжения в ток; RK – сопротивление резистора в цепи компенсации.

Следует отметить, что в трх конфигурациях ПНТ [14-16] (рис. 4) отсутствуют PNP транзисторы, что позволяет рассматривать такие конфигурации как радиационно-стойкие.

IOUT1 IOUTIВЫХ1 IВЫХUB Вх1 ВхVT9 VTVT1 VTRIOUTIOUTVTVTVT3 VTRK UCM VT5 VTVTVT3 VTVTVTVT5 VTRK VTVT2 VTVT1 VT2 VTUX -UX VTUX -UX RRI0 RK II0 I0 -Е I0 I0 -E -Е а б в Рис. 4 – Функциональные схемы ПНТ с повышенной линейностью проходной характеристики На рисунке 5 приведены графики нелинейности проходной характеристики ПНТ с компенсацией нелинейных составляющих выходного тока в сравнении с нелинейностью простейшего ПНТ, полученные при моделировании. Моделирование производилось при условии идентичных токов источников тока и коэффициенте использования тока источников тока. Результат представлен в процентах.

Рис.5 – Нелинейность проходной характеристики простейшего ПНТ (рис. 3) и ПНТ (рис. 4) Анализ мостовой архитектуры ПНТ приводит к следующим выводам: за счт режимно-независимого выходного сопротивления «плеч» ПНТ, такие конфигурации имеют принципиально более низкую нелинейность проходной характеристики; наличие PNP транзисторов негативно влияет на частотный диапазон ПНТ и исключает такие конфигурации из рассмотрения при использовании технологических процессов без PNP-транзисторов и при проектировании радиационно-стойких ИС.

Произведено моделирование всех рассмотренных конфигураций ПНТ.

Простейший ПНТ имеет нелинейность проходной характеристики более 0,7% в диапазоне входных напряжений ±1 В (рис. 5), в то время как ПНТ с компенсацией нелинейных составляющих выходного тока позволяют получить результирующую нелинейность 0,01-0,025% в диапазоне входных напряжений ±1 В.

Мостовые ПНТ позволяют получить нелинейность проходной характеристики 0,003% в диапазоне входных напряжений ±3 В [2].

При оценке нелинейности проходной характеристики использовался предложенный в настоящей работе метод, в отличии от известных методов оценки нелинейности проходной характеристики ПНТ, не требующий решения трансцендентного уравнения (левая часть выражения (5)) или построения номограмм. Суть метода сводится к следующему: при суммарной нелинейности проходной характеристики не превышающей 1% (коэффициент использования тока источников тока не превышает 50%), возможен переход от отношения напряжений к отношению токов (правая часть выражения (5)). Такое допущение позволяет оценивать нелинейность проходной характеристики согласно соотношения [11]:

IВЫХ.МАКС IВЫХ.1 IВЫХ.2100% S , (7) 1 SМАКС 100%, IВЫХ.МАКС UВХ UВХ где IВЫХ.МАКС = (IВЫХ. 1.МАКС - IВЫХ. 2. МАКС) – максимальное значение изменения выходного тока ПНТ по выходам 1 и 2 с учетом знака приращения; UВХ – входное напряжение.

Для построения функциональной зависимости нелинейности проходной характеристики с помощью предложенного метода оценки необходимо:

– построить функцию проходной характеристики исследуемого звена от входного напряжения;

– продифференцировать полученную функцию по входному напряжению (получить функциональную зависимость крутизны преобразования от входного напряжения);

– нормировать функцию крутизны преобразования по отношению к модулю максимального значения на диапазоне измерения;

– найти отклонение нормированной крутизны от единичного (максимального) значения;

– полученную функциональную зависимость нужно умножить на 100 для получения результата в процентах.

Такой метод оценки удобен для использования при численном моделировании преобразователей напряжение-ток.

Предложена схема балансирующего усилителя с верхней граничной частотой 11,79 ГГц (при использовании моделей транзисторов, производимых в технологическом цикле SGB25VD). Компенсация амплитудной неидентичности каналов осуществляется за счт действия перекрстных связей в цепи нагрузки БУ. Применение такого БУ возможно совместно с АП на МОП транзисторах или совместно с логарифмирующими усилителями для АП с биполярным множительным ядром.

Произведн анализ схемы двухкаскадного БУ на основе двух дифференциальных каскадов с ООС по напряжению и эмиттерных повторителей. Такая конфигурация позволяет получить верхнюю граничную частоту 15,32 ГГц (при использовании транзисторов, производимых в технологическом цикле SGB25VD), но имеет амплитудную и фазовую неравномерность по каналам.

Следует отметить, что амплитудная неидентичность каналов БУ носит ярко выраженный характер только на спаде АЧХ. Таким образом, при использовании такого БУ в полосе частот, не превышающей 50-60% от верхней граничной частоты, значение амплитудной неидентичности каналов удовлетворяет требованиям, сформулированным в первой главе. Произведн выбор и параметрический синтез цепи обратной связи для компенсации амплитудной и фазовой неидентичности каналов двухкаскадного БУ. Принципиальная схема такого БУ приведена на рисунке 6.

+EПИТ VT4 VTR1 R2 R5 R6 RUВЫХ VTVT8 VTVTR7 RCRUВХ R3 RVTVTRVTVTC-EПИТ Рис. 6 – Принципиальная схема БУ с частотной коррекцией На рисунке 7 приведены графики фазовой ошибки БУ (рис. 6) без фазовой коррекции и с фазовой коррекцией.

Рис. 7 – Фазовая ошибка БУ без фазовой коррекции (W/o compensation) и с частотной коррекцией (Compensated) В диапазоне частот до 10 ГГц фазовая ошибка БУ без фазовой коррекции достигает 2,8°, в то время как введение коррекции позволяет уменьшить это значение до 1,5°. Данное значение удовлетворяет требованиям, сформулированным в первой главе.

Следует отметить, что нагрузкой БУ (рис. 6) являются резисторы, которые в данном случае можно рассматривать как преобразователи ток-напряжение. Таким образом, такой БУ при исключении резисторов R5, R6 представляет собой ПНТ с одиночным входом. Следовательно, использование в качестве нагрузки логарифмирующих диодов (вместо резисторов R5, R6) позволяет отказаться от дополнительных каскадов ПНТ. Такая схемотехническая интеграция за счт сокращения числа каскадов позволяет уменьшить результирующее энергопотребление системы в целом, уменьшить амплитудную и фазовую ошибки, а также ре зультирующую нелинейность проходной характеристики тракта.

Традиционная схемотехника ограничителей спектра подразумевает использование LC-фильтров. Зачастую интегральная индуктивность может занимать большую часть площади кристалла даже в ИС СВЧ диапазона. В случае КД необходимо наличие двух ограничителей спектра, что приводит к ещ более значительным потерям площади кристалла. С учтом этих ограничений, применение R-фильтров и RC-фильтров оказывается более предпочтительным. Как показано в [5], наиболее предпочтительным является построение ограничителя спектра на основе ФНЧ третьего порядка RC-типа (рис. 8).

R1 R2 RK C1 C2 CРис. 8 – Функциональная схема ФНЧ третьего порядка RC типа При практической реализации ФНЧ использовался повторитель напряжения с параметрами: f1=9 ГГц; k=0,995; U0=800 мВ; U=4000 В/мкс; U+=18В/мкс; RВЫХ=3,5 Ом; I0=9,3 мА; EП=±1,5 В.

Основные параметры ФНЧ RC-типа с линейной ФЧХ приведены в таблице 2.

Таблица 2 Основные параметры ФНЧ с линейной ФЧХ k02, Umax, f, f, , , Г Г k(град) (дБ/окт) (%) (МГц) (%) (мВ) 0,995 1,5 750 1,2 1,5 400 Моделирование показало высокую стабильность параметров ФНЧ в диапазоне температур от -40° до +85°. Под действием этого дестабилизирующего фактора изменяется только fГ в пределах 2,5%. Учитывая высокое значение паразитных емкостей резисторов на подложку, от одного конденсатора в каждой цепи ФНЧ удалось отказаться без ухудшения качественных параметров интегрального ограничителя спектра. На рисунке 9 приведена функциональная схема интегрального ограничителя спектра на основе разработанного ФНЧ.

+EПИТ CR1 RR5 RВх VT7 VTIR12 RVT1 VT2 VT3 VTR11 RCR3 R4 R7 RCВых VTVT5 VTVT9 VT10 RR9 R10 R15 R-EПИТ Рис. 9 – Функциональная схема интегрального ограничителя спектра Данная конфигурация представляет собой схемотехническую интеграцию ФНЧ, драйверного повторителя напряжения и дифференциального усилителя, устраняющего проблему согласования уровней синфазных напряжений на выходах АП и обеспечивающего необходимое усиление дифференциального сигнала. Поскольку усилитель, на основе которого построен ФНЧ, имеет дифференциальный вход и парафазный выход, а усиливается разностный сигнал, возможно осуществление двухканальной фильтрации и работа линии этого функционального узла на заданное сопротивление нагрузки.

Следует отметить, что возможна замена одиночных источников тока с согласованными резисторами в эмиттерных цепях дифференциальных каскадов ограничителя спектра на пару согласованных источников тока с одиночными резисторами без изменения качественных характеристик [13]. Как показано в четвртой главе, такая модификация позволяет существенно уменьшить постоянную составляющую на выходе функционального узла ФНЧ в статическом режиме. Данный факт объясняется тем, что при использовании парных источников тока топология дифференциального каскада имеет симметричную форму с идентичными длинами проводников металлизации (то есть их сопротивлениями). В случае использования одиночного источника тока разработка симметричного дифференциального каскада с идентичными длинами проводников металлизации существенно затруднено тем, что при осуществлении этого условия вносится несимметричная паразитная мкость проводников металлизации на один из каналов передачи полезного сигнала. Несимметричность проводников металлизации приводит к появлению несимметричности сопротивлений в эмиттерных цепях транзисторов дифференциального каскада.

В четвртой главе приведены результаты топологического проектирования двух вариантов однокристальных КД на основе АП, разработанных в настоящей работе. Разработка произведена для технологического цикла SGB25VD на базе ФГУП НИИМА «ПРОГРЕСС». Первый вариант топологии КД основан на модифицированном множительном ядре Кимуры с МОП транзисторами. Второй вариант топологии КД основан на биполярном модифицированном множительном ядре Кимуры.

Произведена экстракция паразитных параметров топологии и моделирование КД с учтом полученных паразитных параметров. Наибольшее влияние на параметры отдельных функциональных узлов и КД в целом оказывают паразитные мкости на подложку. Наиболее подверженными оказались узлы, содержащие МОП транзисторы. Так, при моделировании АП на основе МОП транзисторов с учтом влияния паразитных параметров значение верхней граничной частоты уменьшилось более чем в 3 раза. В случае ФНЧ влияние паразитных емкостей на частоту среза удалось скомпенсировать за счт корректировки номиналов емкостей ФНЧ в сторону уменьшения. Следует отметить, что учт влияния паразитных параметров топологии не приводит к ухудшению качественных параметров АП на основе биполярных транзисторов. А в случае БУ с фазовой коррекцией наоборот приводит к уменьшению такого ключевого параметра как фазовая погрешность [13].

Анализ результатов моделирования КД с учтом влияния паразитных параметров топологии показывает неоспоримое преимущество АП на основе биполярных транзисторов: потребляемый ток ниже на 24%, а полоса рабочих частот шире на 40% по сравнению с КД с использованием АП на МОП транзисторах.

Основные параметры КД на основе биполярных транзисторов приведены в таблице 3. Топологический рисунок КД на основе биполярных транзисторов приведн на рисунке 10. Размеры кристаллов КД составили 1,5х1,5 мм.

Таблица 3. Основные параметры КД на основе биполярных транзисторов Наименование пара- Буквенное Параметры КД Единица метра обозначение измерения Мин. Макс.

Потребляемый ток IПОТ 108 мА Частотный диапазон входного и гетеродин- Flo 1 10 ГГц ного сигналов Уровень сигнала Plo -12 0 дБм гетеродина Максимальный уроPin 1,72 — дБм вень входного сигнала Диапазон выходных Fout 0 510 МГц частот Коэффициент передачи G 0 12 дБ КСВН по входам и выVSWR 1 1,48 — ходам в тракте 50 Ом Амплитудный GE 0 0,2 дБ разбаланс квадратур Подавление сигнала гетеродина и входного CF -26 -86* дБ сигнала на выходе *при условии функционирования одного канала КД Рис. 10 – Топологический рисунок КД на основе биполярных транзисторов Разработанный КД удовлетворяет требованиям, сформулированным в первой главе. По совокупности таких параметров, как диапазон рабочих частот, относительный уровень паразитных составляющих выходного спектра и фазовая погрешность разработанный КД (рис. 10) не имеет однокристальных серийных аналогов.

В заключении обобщаются основные научные результаты, полученные в диссертационной работе.

В приложении представлены акты, подтверждающие внедрение результатов диссертационной работы в промышленность.

Основные результаты работы:

1. Предложен способ расширения частотного диапазона множительного ядра Кимуры, на основе которого разработана принципиальная схема и топологическая реализация для технологического процесса SGB25VD прецизионного аналогового перемножителя, функционирующего в диапазоне частот от 0 до 11 ГГц.

2. На основе предложенного метода линеаризации проходной характеристики разработано несколько вариантов преобразователей напряжение-ток с нелинейностью преобразования менее 0,05%, три из которых защищены патентами РФ.

3. Предложен метод оценки нелинейности проходной характеристики преобразователей напряжение-ток, позволяющий упростить процедуру анализа при исследовании и параметрической оптимизации с помощью машинного моделирования таких преобразователей.

4. Предложен метод частотной коррекции балансирующих усилителей.

На основе метода для технологического цикла SGB25VD разработан сверхширокополосный балансирующий усилитель-логарифматор с фазовой погрешностью не более 0,25° в диапазоне частот до 11 ГГц без использования интегральных индуктивностей.

5. Разработан интегрированный с драйверным преобразователем температорностабильный интегральный ограничитель спектра с линейной фазовой характеристикой без использования интегральных индуктивностей.

6. Разработано два варианта топологии сверхширокополосных однокристальных квадратурных демодуляторов для мобильных систем автоматического управления, ориентированных на технологический процесс SGB25VD, который осваивается рядом отечественных предприятий. По совокупности параметров, разработанные квадратурные демодуляторы не имеют аналогов.

Список опубликованных работ по теме диссертации 1. Gavlicky, A.I. Precision analogue multiplier / Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N., Starchenko E.I., Gavlicky A.I. // Third IEEE International Conference on Circuits and Systems for Communications (ICCSC’06). July 6- 7, 2006, Politehnica University. – Bucharest, Romania. pp 165 – 170.

2. Гавлицкий, А.И. Схемотехника мостовых прецизионных преобразователей напряжение-ток / Старченко Е.И., Гавлицкий А.И. // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов V Международного научно-практического семинара / под ред.Н.Н Прокопенко. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. с. 54-59.

3. Гавлицкий, А.И. Прецизионные интегральные аналоговые перемножи тели напряжения / Старченко Е.И., Гавлицкий А.И. // Проблемы машиностроения и технического обслуживания в сфере сервиса: межвузовский сборник научных трудов. Шахты: ЮРГУЭС, 2006. - С. 54 – 60.

4. Гавлицкий, А.И. Активные R-фильтры СВЧ диапазона / Крутчинский С.Г., Старченко Е.И., Гавлицкий А.И. // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: сб. материалов международного науч.-практ. семинара.

Шахты: ЮРГУЭС, 2007. - С. 126 – 133.

5. Гавлицкий, А.И. Схемотехника RC/2-фильтров ВЧ и СВЧ диапазонов / Крутчинский С.Г., Будяков А.С., Гавлицкий А.И. // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: Сб. материалов международного науч.-практ.

семинара. Шахты: ЮРГУЭС, 2007. - С. 133 – 142.

6. Гавлицкий, А.И. Аналоговые перемножители как базовые ячейки нелинейных СФ-блоков / Старченко Е.И., Гавлицкий А.И. // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: Сб. материалов международного науч.практ. семинара. Шахты: ЮРГУЭС, 2007. - С. 143 – 149.

7. Gavlicky, A.I. Analogous voltage multiplier based on bipolar transistors and MOSFET / Krutchinsky S.G., Starchenko E.I., Gavlicky A.I. // Fourth European Conference on Circuits and Systems for Communications (ECCSC`08). July 10-11, 2008, Politehnica University, Bucharest, Romania. pp 91 –94.

8. Гавлицкий, А.И. Аналоговые перемножители напряжения на биполярных и полевых транзисторах / Крутчинский С.Г., Старченко Е.И., Гавлицкий А.И., Ионов П.Л. // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем – 2008. Сборник научных трудов / под общ.

ред. акад. А.Л. Стемпковского. – М.: ИППМ РАН, 2008. – С. 307-312.

9. Гавлицкий, А.И. Квадратурные модуляторы для технологического процесса SGB25VD. Опыт практической разработки / Крутчинский С.Г., Старченко Е.И., Гавлицкий А.И., Малышев И.В. // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем – 2008. Сборник научных трудов / под общ. ред. акад. А.Л. Стемпковского. – М.: ИППМ РАН, 2008. – С. 313-317.

10. Гавлицкий, А.И. Квадратурные демодуляторы СВЧ диапазона.

Опыт практической разработки / Крутчинский С.Г., Старченко Е.И., Гавлицкий А.И., Репин В.В. // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем – 2008. Сборник научных трудов / под общ. ред.

акад. А.Л. Стемпковского. – М.: ИППМ РАН, 2008. – С. 318-324.

11. Гавлицкий, А.И. Особенности схемотехники сверхнизковольтных прецизионных аналоговых перемножителей напряжения / Гавлицкий А.И.

// Известия ЮФУ. Технические науки. Тематический выпуск. «Актуальные проблемы производства и потребления электроэнергии». – Таганрог:

Изд-во ТТИ ЮФУ, 2009. №5 (94). С. 101-108.

12. Гавлицкий, А.И. Влияние типа активных компонентов на характеристики сложно-функциональных блоков на примере аналогового перемножителя / Гавлицкий А.И., Старченко Е.И. // Твердотельная электроника, сложные функциональные блоки РЭА. Материалы научно-технической конференции. – М.: ФГУП «НПП Пульсар», 2009. – С. 32-35.

13. Гавлицкий, А.И. Квадратурные демодуляторы для СВЧ диапазо на. Опыт топологической разработки / Старченко Е.И., Гавлицкий А.И., Будяков А.С., Ионов П.Л. // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем – 2010. Сборник научных трудов / под общ. ред.

акад. РАН А.Л. Стемпковского. – М.: ИППМ РАН, 2010. – С. 593-597.

14. Патент РФ № 2282892 МПК 7 H03F. Преобразователь напряжениеток/ Старченко Е.И., Гавлицкий А.И.; заявитель и патентообладатель ЮжноРос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2005114551/09, заявлено 13.05.05 г, опубл. 14.06.2006 г., Бюл. №32.

15. Патент РФ № 2307460 МПК 7 H03F. Преобразователь напряжениеток/ Старченко Е.И., Гавлицкий А.И.; заявитель и патентообладатель ЮжноРос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2006109624/09, заявлено 27.03.06 г., опубл. 27.09.2007 г., Бюл. №27.

16. Патент РФ № 2402869 МПК 7 H03F. Преобразователь напряжениеток/ Старченко Е.И., Гавлицкий А.И.; заявитель и патентообладатель ЮжноРос. гос. ун-т экономики и сервиса. – № 2009113397/09, заявлено 09.04.09 г., опубл. 27.10.2010 г., Бюл. №30.







© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.