WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

2005 2006 2007-Развитие 3G сетей 3G 3.5G 3G Evolution, LTE EV-DO EV-DO Rev A EV-DO Rev B, C WCDMA HSDPA OFDMA, MC-CDMA 4G (IMT-Advanced) на основе Широкополосный беспроводной доступ OFDMA 802.16e-802.16d 802.16e - MIMO-BF OFDM OFDMA OFDMA Рис.1. Тенденция объединения технологий передачи данных Интерес к OFDM сигналу обусловлен его следующими свойствами:

устойчивостью к многолучевому распространению, эффективным использованием частотного ресурса, возможностью адаптации под текущие условия передачи.

Наряду с преимуществами, OFDM сигнал обладает рядом недостатков, среди которых можно выделить такие:

чувствительность к точности частотной синхронизации, связанная с близким расположением соседних поднесущих;

большой пик-фактор сигнала, вызванный наличием большого количества поднесущих в сигнале;

сложность аппаратной реализации, обусловленная наличием большого числа вычислений при обработке сигнала, а также вышеуказанными факторами.

Поэтому одной из основных задач при разработке систем связи на основе OFDM сигналов является проработка эффективных, аппаратно реализуемых алгоритмов обработки сигнала.

Вторая глава «Синтез оптимального в отношении сигнал/шум квантователя OFDM сигнала при равномерном квантовании» посвящена анализу шумов квантования сигналов при использовании классического оптимального равномерного квантователя применительно к OFDM сигналам.

Рассмотрены варианты синтеза квантователя с переменным от символа к символу шагом квантования, произведен учет эффектов округления/усечения при построении квантователей, представлены результаты имитационного моделирования работы рассмотренных вариантов построения квантователя, произведен выбор наилучшего квантователя и определены границы его применимости.

Искажения, вносимые в сигнал оптимальным равномерным квантователем с конечным числом уровней и симметричным относительно нуля, могут быть рассчитаны L- m 1 1 L D = 2 f ( 2m -1) - x p(x)dx + 2 f ( 2 -1) - x p(x)dx, (1) m=(m-1 ) L-1 2 где L – число уровней квантования; – размер шага квантования; p(x) – функция плотности вероятности сигнала (ФПВ) {xn}.

ФПВ можно получить записав OFDM сигнал в виде j N -1 N -N -2kn & Re(Sn)= Re &k e = ICk cos (2) C N Q sin 2kn, Ck N N k=0 k=k= где к – сигнальная точка созвездия на k-ой поднесущей; ICk,QCk – вещественная и мнимая части к ; N – количество поднесущих OFDM сигнала.

Из выражения (2) можем найти математическое ожидание и дисперсию & Re(Sn):

mSn = 0, 2 N -1 N N - -(3) 2 2 2 2 Sn = = N Ck.

cos 2kn Ck +sin 2kn Ck = Ck N N k=0 k=0 k= Математическое ожидание равно нулю, так как mC = 0 ввиду & k симметричного расположения относительно нуля сигнальных точек созвездий квадратурной амплитудной модуляции. Дисперсия при любом n остается постоянной.

Так как Re(Sn) есть случайная величина, выраженная суммой независимых случайных величин с одинаковыми ФПВ, то плотность вероятности для Re(Sn) согласно центральной предельной теоремы будет стремиться к нормальной с математическим ожиданием и дисперсией, вычисленными согласно выражениям (3).

На рисунке 2 представлен график искажений (1), вносимых квантователем в OFDM сигнал, в зависимости от величины шага квантования.

Рис. 2. Искажения, вносимые квантователем в нормально распределенный сигнал с единичной дисперсией в зависимости от шага квантования относительно среднеквадратичного отклонения сигнала Поведение характеристик на рисунке 2 объясняется двумя противоречивыми факторами: 1) шумы ограничения уменьшаются при увеличении, так как увеличивается максимально квантуемый уровень. 2) шумы квантования увеличиваются при увеличении. В области малых преобладают шумы ограничения и поэтому кривые носят спадающий характер.

В области же больших преобладают шумы квантования и поэтому кривые носят возрастающий характер.

Поскольку OFDM сигнал носит символьную структуру, возможна оптимизация квантователя по каждому символу. В работе предложено три методики обработки сигнала, предназначенных для уменьшения искажений, вносимых квантователем:

приведение максимального отсчета символа к максимальному квантуемому уровню, при этом необходимо соответственно изменять все отсчеты символа (методика №1);

при использовании для генерирования сигнала формата числа с плавающей запятой необходимо все отсчеты одного OFDM символа привести к наибольшему порядку и на квантователь подавать только мантиссу отсчетов (методика №2);

рассчитывая выборочную дисперсию по каждому из символов, необходимо масштабировать весь символ, так чтобы выборочная дисперсия была равна оптимальной при заданном шаге квантования (методика №3).

Все три методики обработки сигнала связаны с линейным масштабированием сигнала при заданном шаге квантования. Поскольку каждый из символов несет в себе пилотные поднесущие с заведомо известной информацией, то восстановление исходной амплитуды символа не представляет сложностей.

Наиболее эффективной из трех предложенных является методика №1.

При этом OFDM символ представляется выражением N -N -1 2kn 2kn & Re(Sn,m)= cos - sin ICk,m QCk,m N N k= k=M, N -N -2kg 2kg max ICk,m cos - sin QCk,m N N k= k=где g = 0..N-1; m – номер текущего символа; M – максимальный квантуемый уровень.

На рисунке 3 изображена гистограмма распределения уровней отсчетов OFDM сигнала обработанного согласно методике №1.

Рис. 3. Гистограмма распределения уровней отсчетов сигнала OFDM-при использовании 10 битного квантования с шагом квантования, равным 1 (результаты моделирования) Выигрыш от использования методики №1 уменьшается с увеличением числа поднесущих OFDM сигнала (рис. 4).

Дополнительный выигрыш можно получить при учете влияния эффектов округления/усечения младших неиспользуемых разрядов. В результате было показано, что замена операции усечения на операцию округления дает выигрыш в 6 дБ, что эквивалентно увеличению разрядности квантователя на один разряд.

Рис. 4. Отношение сигнал/шум OFDM сигнала в зависимости от количества поднесущих На основе результатов теоретических исследований реализован блок квантования/добавления циклического префикса, способный обрабатывать сигнал по любой из предложенных методик (рис. 5).

входные отсчеты задержка на длину циклического префикса ключ выходные отсчеты задержка на длину символа оценка входных вычисление коэф.

отсчетов масштабирования Рис. 5. Структурная схема квантователя Выполнено сравнение результатов натурного и численного эксперимента (табл. 1).

Табл. 1. Результаты моделирования (2·103 случайных реализаций символов OFDM-256) и макетирования квантования отсчетов сигнала OFDM-(разрядность отсчетов сигнала 10 бит) способ квантования ОСШ, дБ сигнала моделирование пары макетирование пары преобразований с преобразований аппаратной архитектурой оптимальное квантование 51,8 51,методика №1 54,89 52,методика №2 52,4 51, Из таблицы 1 видно, что результаты моделирования и макетирования по своему характеру совпадают.

В третьей главе «Оценка линейных фазочастотных искажений OFDM сигнала» рассматриваются проблемы фазовой синхронизации OFDM сигналов в условиях аддитивных помех, неточности восстановления несущей частоты на приемной стороне, а также доплеровского сдвига частот. Получены функции плотности вероятности распределения амплитуды и фазы поднесущих OFDM сигнала в условиях, указанных выше мешающих факторов. Представлены варианты построения алгоритмов фазовой синхронизации при известной точности временной синхронизации и при отсутствии данной информации.

Представлены результаты имитационного моделирования характеристик работы предложенных алгоритмов.

Принятая фаза k-ой поднесущей OFDM сигнала выражается 2 k m kreceived = k - +kN, (4) N где k – номера поднесущих OFDM сигнала; m – смещение начала захвата символа; N – количество поднесущих OFDM сигнала; k – переданная фаза на k-ой поднесущей; kN – шумовая составляющая на k-ой поднесущей.

Для определения оптимального алгоритма оценки принятой фазы на k-ой поднесущей необходимо знать ФПВ принятого значения фазы.

В работе показано, что в результате воздействия на OFDM сигнал аддитивного широкополосного и узкополосного шумов, а также смещения частот приема и передачи, включая эффект Доплера, ФПВ распределения фазы одинакова для всех случаев и может быть записана 1 + cos( -0) F f()= exp cos( -0) 2, (5) exp- sin2( -0), | -0| где F(z) – интеграл Лапласа; – математическое ожидание амплитуды на поднесущей; – дисперсия шума на поднесущей.

В отсутствии регулярного сигнала выражение (5) вырождается в равномерную плотность распределения. При больших отношениях сигнал/шум (ОСШ) ( >> 1) плотность вероятности фазы может быть представлена как нормально распределенная.

Поскольку фаза на поднесущих независима и имеет нормальное распределение, то для оценивания m из (4) используется метод наименьших квадратов L S(1,2,...,k )= - 1xi1 - 2 xi2 -... - k xik )2.

(y i i= Поскольку фаза на приемной стороне измеряется в пределах ±, то соответственно алгоритм оценивания m либо учитывает этот факт, либо должен осуществлять «развертывание» фазы перед оцениванием.

В работе рассмотрены оба варианта. Однако использование непосредственной оценки m (без развертывания) приводит к тому, что в условиях шумов оценка может принимать значения, находящиеся далеко от реального. Поэтому более эффективны алгоритмы с «развертыванием фазы».

Для обеспечения возможности «развертывания» фазового спектра необходимо соблюдение следующего условия: наклон фазовой характеристики должен быть таким, чтобы количество разрывов между двумя соседними пилотными поднесущими не превышало одного (рис. 6).

Рис. 6. Измеренные фазы пилотных поднесущих При введении дополнительного условия min > > max и определении min таким образом, что фаза пилотной поднесущей с большим номером даже при воздействии шумов не может быть больше, чем фаза предыдущей пилотной поднесущей, тогда для «развертывания» фазы можно применять алгоритм, изображенный на рисунке 7.

начало да нет n > n+n+1 =n+1 – n+2 =n+2 –...

конец Рис. 7. Упрощенный алгоритм «развертывания» фазы Если же 0 > > max, алгоритм усложняется.

В работе рассмотрены оба алгоритма. Показано, что оба этих алгоритма дают одинаковые результаты.

«Развернутая» фаза используется для оценки фазовых сдвигов.

Постоянный для всех поднесущих фазовый сдвиг оценивается common =, (6) i K i где K – количество пилотных поднесущих; i – номера пилотных поднесущих.

Выражение (6) дает правильную оценку в том случае, если пилотные поднесущие находятся симметрично относительно несущей.

Параметр m оценивается L - 2 ki ki N i= m =, (7) L - 2 ki N i= где N – количество точек преобразования Фурье; ki – номера пилотных поднесущих; L – количество пилотных поднесущих; ki. – измеренные, «развернутые» значения фаз для k-ой поднесущей.

На рисунке 8 изображена дисперсия оценки параметра m, вычисленного согласно выражения (7), для сигнала OFDM-256, содержащего 8 пилотных поднесущих.

Рис. 8. Дисперсия оценки m в зависимости от ОСШ на входе приемника (результаты моделирования) На Рис. 9 изображена зависимость отношения сигнал/шум от среднеквадратичного отклонения (СКО) параметра m.

Рис. 9. ОСШ принимаемого сигнала в зависимости от СКО параметра m (результаты моделирования) Из анализа характеристик на рисунках 8 и 9 видно, что, если величина нескомпенсированного параметра m равна 0.01, предельное отношение сигнал/шум составляет порядка 28 дБ. Согласно рисунка 8 СКО равно 0.01 при отношении сигнал/шум, равном примерно 24 дБ. Поэтому для сигнала OFDM256 c количеством пилотных поднесущих 8 точность оценки параметра m при заданном отношении сигнал/шум заведомо выше, чем требуется.

Согласно предложенного алгоритма, на языке VHDL реализован блок фазовой синхронизации (рис. 10).

вычитание Iвх вычисление известного «развертывание» аргумента наклона фазовой Qвх комплексного фазовой характеристики числа характеристики вычисление разности фаз гетеродинов передатчика и Расчет приемника компенсирующего угла для каждой поднесущей вычисление параметра m Iвых поворот задержка входного Qвых вектора Рис. 10. Структурная схема блока фазовой синхронизации Четвертая глава «OFDM модем» посвящена описанию структуры разработанного радиомодема стандарта IEEE 802.16-2004. Рассматривается структура передатчика и приемника, порядок преобразования сигнала в тракте передачи и приема, а также технические характеристики разработанного модема.

Модем реализован на микросхеме программируемой логики фирмы ALTERA, а все модули написаны на языках программирования VHDL, AHDL.

На рисунке 11 изображена структура OFDM модулятора.

формирователь спектра генератор преамбул генератор формирователь оптимальный ОБПФ пилотных КАМ созвездий квантователь поднесущих данные усиление и I ЦАП добавление смещение смеситель циклического Q постоянного ЦАП префикса уровня генератор несущей Рис. 11. Структурная схема OFDM модулятора Блок формирователя спектра, в зависимости от состояния управляющих портов, формирует отсчеты, соответствующие спектральным коэффициентам.

После формирования спектра сигнал поступает на блок обратного преобразования Фурье (ОБПФ), где происходит формирование сигнала во временной области. Количество точек преобразования увеличено в 4 раза по сравнению с количеством поднесущих для обеспечения возможности подавления зеркальной составляющей после цифро-аналогового преобразования и равно 1024. Первоначально сигнал формируется на центральной частоте, равной частоты дискретизации сигнала.

Блоки оптимального квантования и добавления циклического префикса конструктивно объединены. Оптимальный квантователь может либо осуществлять классическое квантование сигнала, либо обрабатывать сигнал согласно предложенной методике. Блок добавления циклического префикса в зависимости от управляющих сигналов на входе добавляет к сигналу циклический префикс заданной длины.

Блок смесителя представляет собой два умножителя. На один вход каждого из умножителей подается полезный сигнал (синфазная и квадратурная компоненты), на другой вход подаются несущие, смещенные на 90. Генератор несущей также выполнен в виде программного модуля и использует в своем составе алгоритм «цифра за цифрой» (CORDIC – COordinate Rotation DIgital Computer).

Pages:     | 1 || 3 |






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»