WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

На основе известных результатов моделирования ГИС и длинных линий с активными элементами, составлена конструктивно- технологическая (КТ) модель и схема замещения электрической цепи с двумя негатронами, включенными в линию передачи (рис. 1); нелинейности активных элементов аппроксимируются в одночастотном приближении на основе метода квазигармонической линеаризации. Здесь Yn=Yen+Yнn - суммарные проводимости двухполюсных элементов в сечениях 1-1, 2-2 (n=1,2) схемы, Yen=Gen+jBen - комплексные нелинейные проводимости первого и второго двухполюсников, зависящие от амплитуды An напряжения, Yнn=Gнn+jBнn - комплексные линейные проводимости внешних частотно-зависимых нагрузок, E1 - амплитуда напряжения источника, A1,I1- амплитуды переменного напряжения и тока на входе линии, A2, -амплитуда напряжения на втором двухполюснике, l12 - длина отрезка однородной линии передачи, заключенного между негатронами, Y0i,i - волновая проводимость и постоянная распространения волны в i-том отрезке эквивалентной линии передачи. Такая эквивалентная схема цепи учитывает количество электронных ветвей, наличие волноведущего участка ­– линии связи, позволяет исследовать ее диссипативный и активный режимы.

Нормированная амплитудно-зависимая входная проводимость отрезка линии передачи в сечении 1-1, на противоположных концах которого расположены НЭ, характеризуется формулой:

где =+j постоянная распространения волны, -постоянная затухания, -фазовая постоянная, l – длина линии, A1, A2 – амплитуды на концах линии передачи, y1(A1)=Y1(A1)/Y0, y2(A2)=Y2(A2)/Y0 – проводимости двухполюсников на концах линии передачи, Y0 – волновая проводимость линии. Выделяя в этом соотношении действительную и мнимую части, получаем выражения для активной и реактивной составляющих входной проводимости:

При этом амплитуда A2 связана с амплитудой A1 с помощью соотношения

.

Полученная на основе математической модели комплексная схема замещения с сосредоточенными параметрами справедлива только для того сечения длинной линии, в котором осуществлялось преобразование. Однако, в дальнейшем, она позволяет применить условие Пирса и метод добавочных колебаний для исследования устойчивости электрического равновесия в нелинейной цепи с распределенными параметрами.

На рис.2.а приведено распределение амплитуды, а на рис.2. б – фазы напряжения вдоль линии при малосигнальной проводимости двухполюсника ge02=1,8 и изменении амплитуды входного сигнала от 0 до 1.

На рис.2.в-г показаны зависимости действительной ge(A12,) и мнимой be(A12,) составляющих входной проводимости двух ветвей схемы цепи при проводимости нагрузки gн2=2 и изменении параметров, y для значения малосигнальной проводимости двухполюсника ge02=1,8 и реактивной проводимости первого двухполюсника b1=0,01.

Из условия b11=0 находим основные собственные резонансные частоты 1 и 2 цепи

При величинах b1=b2=0 и (1)==1/2 существует полуволновой режим колебаний в линии; а при (2)=/2=2/4 – четвертьволновой режим колебаний.

При импедансном подходе рассмотрения процессов, устойчивость стационарных автоколебаний в нелинейной многомодовой электрической цепи оцениваем:

а) воспользовавшись условием Пирса:

,

где Ge и Be – суммарная проводимость первого и второго негатрона в сечении 1-1;

б) методом добавочных колебаний, из которого следует: стационарные колебания, например, на частоте 1 неустойчивы и возбуждаются колебания частоты 2, если выполняются соотношения:

,,.

Из полученных теоретических результатов следует, что появление отраженной волны, усиленной одним из негатронов, распространяющейся вдоль соединительной линии, моделируется вторичным зависимым источником колебательной энергии в цепи. Наличие двух встречных потоков активной энергии в отрезке длинной линии, переносимой падающими и отраженными волнами, приводит к изменению ее электрических свойств. Следовательно, в электронных участках цепи нельзя произвольно задавать импедансные условия. Кроме того, в данной главе найдены аналитические выражения амплитудной зависимости коэффициента передачи по напряжению нелинейной цепи с распределенными параметрами; установлены в явном замкнутом виде функции комплексной частотной характеристики (КЧХ) ветвей с негатронами, исследованы амплитудные и частотные производные суммарной нелинейной входной проводимости линии с одним и двумя активными элементами при вынужденных и собственных колебаниях; сопоставлены амплитудные, частотные и фазовые характеристики одно и двухнегатронных моделей цепи; теоретически обоснована возможность использования четвертьволнового колебательного режима (на частоте 2) в отрезке длинной линии, нагруженной ПП с отрицательным сопротивлением.

В третьем разделе рассмотрено электрическое состояние нелинейной цепи в случае композиции волн в линии связи при изменении уровня воздействия на НЭ. Получены амплитудные и фазовые зависимости комплексных амплитуд напряжений в линии передачи с нагрузкой gн2, шунтированной негатроном ge2, в диссипативном, усилительном и автоколебательном режимах. При возбуждении колебаний в схеме от независимого источника ЭДС с амплитудой A1, расположенного в сечении 1-1 линии связи (рис 1), считаем, что выполняются условия g2(A2)>0, ge2(A2)<0, а параметры gн2, b2 не зависят от амплитуды A2. Падающая волна распространяется к зажимам 2-2 линии. Учитывая аппроксимацию нелинейной зависимости отрицательной активной проводимости двухполюсника, получаем функцию A12=f(A22) в неявной форме:

f(y)=(ge022sin2)x3+[2(gн2-ge02)ge02sin2]x2+[(gн2-ge02)2sin2+(cos-b2sin)2]x-y=0,

где x=A22, y=A12, ge02 – малосигнальная проводимость НЭ. Это уравнение позволяет исследовать входной амплитудный годограф, АЧХ и ФЧХ схемы участка цепи в режиме «на проход». На рис.3 показаны зависимости активной и реактивной входной проводимости и коэффициента усиления K негатронной цепи от параметра линии.

В автоколебательном режиме при =/4 уравнение электрического равновесия цепи с двумя активными двухполюсниками имеет вид:

где a4=; a3=3(gн1-ge01); a2=3ge01(gн1-ge01)2; a1=(gн1-ge01)3-cge01;

.

Данные выражения, совместно с условием Пирса, позволяют исследовать устойчивость стационарных автоколебаний в двухнегатронной цепи.

На графике рис. 4 показаны (отмечены цифрами) области значений проводимостей gн1-ge01, ge02-gн2 двухполюсников, необходимые для устойчивой генерации колебаний. При выборе значений проводимости gн1-ge01, ge02-gн2 двухполюсников:

1) в областях №2 и №3 осуществляется «мягкое» самовозбуждение колебаний в схеме на частоте 2;

2) в области № 4 происходит «жесткое» возбуждение колебаний частоты 2;

3) в области № 1 выполняется условие устойчивости для частоты 1.

Генерируемую мощность Рн, максимальную выходную мощность одно Рнм1 и двухдиодной Рнм цепи, оптимальную проводимость нагрузки gн1опт в области 2 (рис.4) вычисляем по формулам:

; ;

.

На рис.5 представлены графики зависимостей мощности Рн при изменении проводимости нагрузки Gн1 (рис.4) и параметрах i>0 (и i<0) нелинейности двухполюсников одного знака. На рис.6 показаны зависимости выходной мощности Рн двухнегатронной схемы в автоколебательном режиме при изменении проводимости нагрузки Gн1 в областях 3, 5 (рис.4).

Исследования, проведенные в данном разделе, позволяют сделать вывод, что, для увеличения степени интеграции элементов при сохранении работоспособности ГИС, электрическую цепь следует формировать из активных ПП двух типов, размещенных как в максимумах, так и минимумах стоячей волны напряжения в линии. При этом волновая проводимость соединения должна быть больше или меньше квадрата модуля проводимости нагрузки при любых амплитудах напряжения на двухполюсниках.

В четвертом разделе проведен конструктивный синтез нескольких вариантов элементов ГИС, позволяющих реализовать эффект фильтрации гармоник тока в электронной цепи с помощью составной полосковой линии. Они необходимы при экспериментальном исследовании процессов в нелинейной электрической цепи с распределенными параметрами и тестировании суммирования колебательной мощности в ГИС.

Конструкция с бескорпусным ЛПД и микрополосковым резонатором, приведена на рис. 7а. Основу таких макетов составляют отрезки открытых и экранированных с одной или нескольких сторон проводников в виде тонких слоев металла, нанесенных на диэлектрик и полупроводник. Минимальная толщина подложки определяется длиной области взаимодействия ПП и слоев, обеспечивающих омические свойства контактов. Контактные соединения активных и пассивных элементов цепи выполнены в объеме и (или) на поверхности полупроводника. Исходными данными для конструктивного синтеза являются используемая меза-технология производства ЛПД и геометрические размеры элементов цепи. Другой вариант полосковых соединений в диодной конструкции, приведен на рис.7б, где: 1 – корпусной ЛПД; 2 – ленточный проводник; 3 – основание конструкции (теплоотвод), 4 – цепь питания. Минимальная длина верхнего горизонтального участка воздушно - полосковой линии l1 определяется диаметром «шляпки» ЛПД. Поэтому ленточный проводник шириной d имеет форму прямоугольника, он состоит из трех, расположенных перпендикулярно друг другу, отрезков линии. Нижний конец центрального микрополоскового проводника 2 резонатора разомкнут, а верхний подключен к верхней крышке диода 1. ЛПД закреплен теплоотводящим электродом в основании 3. Расстояние h между верхним горизонтальным участком воздушно - полосковой линии, длина вертикального участка (стойки) полоскового проводника 2, соединяющего верхнюю и нижнюю его части и перпендикулярного им, равны высоте корпуса диода. Отрезок линии l2 расположен параллельно заземленному основанию и изолирован от него диэлектрической прокладкой толщиной S<<h.

Для приведенных конструкций составлена схема замещения, что позволило исследовать свойства предложенных ГИС различных конфигураций; проанализировать влияние внешней формы и геометрических размеров этих конструкций на электрические характеристики диодных устройств. Найдены теоретические условия реализации максимального коэффициента фильтрации гармоник тока НЭ участками цепи. Установлено, что в микроволновых макетах необходимо рационально применять свойства составных межсоединений разного типа. При соответствующем проектировании они позволяют оптимизировать характеристики цепи. Совместно «короткие» (в волновом масштабе) контактные проводники, соединяющие ПП, образуют «длинные» межсоединения и формируют всю электрическую цепь ГИС.

В пятом разделе описаны результаты экспериментального исследования процессов в микроволновых ГИС, сопоставления и проверки математической модели процессов и явлений в нелинейной электрической цепи, содержащей один или два негатронных двухполюсника и межсоединение. Сконструированы макеты усилительных ГИС проходного и отражающего типа на базе ЛПД трехсантиметрового диапазона длин волн. Внешний вид макетов №1, №2 и №3 (с внешним источником) открытой конструкции усилительной ГИС с полосковым резонатором, представлен на рис. 8.а,б,в где: 1 - корпусной ЛПД; 2 - отрезок полосковой линии длиной l; 3 - основание конструкции; 4 - пленочный конденсатор; 5 - конденсатор связи; 6 - полосковая линия связи с нагрузкой.

На рис.9 показаны: 1 - теоретическая, 2 - экспериментальная амплитудно- частотные характеристики усилительной диодной ГИС в отражательном режиме. АЧХ негатронного усилителя измерялись при входной мощности 0,1 мВт сигнала.

Экспериментальные амплитудно-частотные (а) и амплитудные (б) зависимости усилительной ГИС на ЛПД 2А706 представлены на рис.10. Графики 1,3 характеризуют работу схемы в режиме «на отражение», кривые 2,4-в режиме «на проход». Амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) усилительной ГИС, функционирующей в режиме «на отражение» (кривая 1), даны при уровне мощности 5 мВт сигнала, а для проходной схемы (кривая 2) –при входной мощности 1 мВт.

Из графиков видно, что величина коэффициента усиления негатронной цепи отражающего типа (кривая 3) в большой мере зависит от интенсивности входных сигналов, для схемы проходного типа эта зависимость менее выражена. Таким образом, отражающая схема по своим характеристикам ближе к усилителям напряжения, а схема проходного типа - к усилителям мощности.

Для рассматриваемых режимов работы наибольший коэффициент усиления в режиме «на отражение» составил Km=12дБ, ширина полосы усиления по уровню 0,5Km равна dFп=400МГц, площадь усиления – П=dFп=1,6ГГц; в режиме «на проход» соответствующие параметры составили: Km=6дБ, dFп=600МГц, П=1,2ГГц.

На рис.11.а,б показан общий вид двух вариантов конструкции ГИС на корпусных ЛПД (макеты №№4-5), функционирующих в диапазоне частот 8,5 – 11 ГГц, т.е. в области существования отрицательной дифференциальной проводимости ЛПД 2А706, 3А730. Макет №4 двухдиодной схемы состоит из ЛПД (1,2), включенных в схему при помощи полоскового межсоединения (3,4), выполненного на ступенчато-нерегулярных разомкнутых линиях передачи. Геометрические размеры несимметричных воздушно-полоскового и микрополоскового участков ленточного центрального проводника с разным волновым сопротивлением выбирались из условия равенства их электрических длин на заданной частоте рабочего диапазона с учетом емкости диодов и боковой емкости вертикальной стойки при помощи аналитических соотношений раздела 4. Каждый диод непосредственно подключен к линии (3,4). ПП соединен отрезком воздушно-полосковой линии 5 длиной l, с другим ЛПД без дополнительных сосредоточенных реактивных элементов, регулирующих связь между ними. К нижнему концу вертикальной стойки присоединены вводы фильтров нижних частот 6 схемы питания ЛПД, а развязка цепей постоянного тока обоих диодов обеспечивается конструктивным плоским конденсатором большой емкости 7. Настройка необходимого режима работы, фильтрация гармоник тока НЭ и оптимизация уровня мощности устройства осуществляется выбором волновой проводимости отрезка линии 5, включенной между ЛПД 1,2, параметров ПП, а также величиной емкости конденсатора связи, установленного последовательно в линии нагрузки.

В макете №5 отсутствует отрезок 5 линии передачи между диодами, а вывод энергии в общую нагрузку осуществляется от каждого диода в отдельности, т.е. без гальванической связи между ними.

На рис.12 приведены зависимости выходной мощности и частоты колебаний макетов №4 и №5 при изменении тока питания второго диода (для макета №4 – мощность: теор. – 1, эксп. – 2; частота: теор. – 5, эксп. – 6; для макета №5 – мощность: теор. – 3, эксп. – 4; частота: эксп. – 7).

Pages:     | 1 || 3 |






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»