WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 | 2 || 4 |

Проведенные исследования показали, что при работе транзистора с небольшими di/dt (менее 2А за 10ns), влияние типовых (справочных) значений паразитной индуктивности, не оказывает существенного влияния на результаты расчета. Однако, чем больше ток и чем более быстродействующий транзистор, тем сильнее становится влияние индуктивности на процессы. Наиболее сильно паразитные индуктивности сказываются на фронтах переключаемого тока, причем самое большое влияние оказывает индуктивность истока Ls. Показано, что для транзисторов семейства COOLMOS, обладающих исключительно короткими фронтами, пренебрегать воздействием паразитных индуктивностей недопустимо. В этом отношение автоматизированная система PSpice имеет большое преимущество перед аналитическими методами, так как учесть любые индуктивности в PSpice не составляет труда. В графическом процессоре Probe модуля PSpice выводится интеграл от мгновенной мощности s(v(d,s)*I(Rd)), который позволяет определить энергию потерь на каждом этапе периода коммутации (рис.10).

В ходе сопоставления расчетных данных с экспериментальными, было показано, что, энергии включения и выключения (коммутационные потери) зависят от параметров транзистора и диода, паразитной индуктивности в цепи стока и истока (рис. 11, 12), параметров схемы управления и параметров нагрузки. Эти потери существенно больше, чем в ключе с резистивной нагрузкой.

В пятой главе рассмотрены модели биполярных транзисторов с изолированным затвором (БТИЗ).

Динамические свойства БТИЗ в справочных листах описываются зависимостями емкостей Crss(U), Ciss(U), Coss(U), проходной и выходной характеристиками, этапами процессов переключения в ключе с резистивной нагрузкой tdon, tr, tf, tdoff.

Поскольку для БТИЗ паспортным является процесс включения на токовую нагрузку и диаграммы времен переключения и энергии приводятся для этого режима, было проведено кусочно-линейное моделирование переключения БТИЗ токовой нагрузки. Анализ процессов позволил разработать методику определения параметров КЛМ в МС по справочным зависимостям напряжения насыщения Uce от тока коллектора и по зависимости тока коллектора Iс от управляющего напряжения, с учетом известной справочной энергии выключения Eoff, времени спада тока и справочной задержки включения.

Встроенная в PSpice-модель (PSM) БТИЗ компактна и описывается небольшим числом параметров. В библиотеке Pspicе приводятся параметры этой модели для многих транзисторов.

В справочниках для БТИЗ приводятся следующие характеристики: проходная характеристика Ic(Uge), выходная характеристика Uce(Ic), зарядная характеристика Ug(Qg), а также времена переключения Tdp, Trs, Tdf, Tfl, энергия включения Eon и полная энергия Etotal для типовой схемы.

Статические характеристики, времена переключения и энергии, рассчитанные для встроенной в PSpice-модели БТИЗ в типовой схеме (на примере IRGBC30F), отличаются от справочных из-за несоответствия значений параметров модели этим типовым характеристикам. Рассчитанные в PSpice статические характеристики и измерения времен переключений и энергии модели с параметрами из Model Editor (на примере IRGBC30F) также не совпадают со справочными.

Повысить достоверность расчетов можно только при использовании более сложных моделей следующего уровня, являющихся комбинацией PNP биполярного и NPN МДП транзисторов. Обычно такие модели выполняются в виде подсхем (subcircuit) и не поставляются вместе с Pspice, а скачиваются отдельно с сайтов крупнейших производителей. Известны современные модели таких производителей, как International Rectifier, OnSemiconductor и Infineon. Так как все эти модели составлены из моделей МДПТ, БТ и модели обратного диода, будем называть эти модели составными (или комбинированными) PSpice-моделями (СPSМ). Отличие их друг от друга, в основном заключается в разных способах моделирования емкости Cgd(U). Для примера рассмотрена модель IRG4PC50F транзистора четвертого поколения фирмы International Rectifier. Подсхема состоит из моделей МДПТ и БТ, обратного диода и

Таблица 2 Сравнение результатов расчета

Транзистор IRG4PC50F (Ic =39A Vcc=480 Vge=15 Rg=5)

Tdon (ns)

Trs (ns)

Tdoff (ns)

Tfl

(ns)

Eon

(mJ)

Etotal (mJ)

Справочные времена и энергии переключения

31

25

240

130

0.37

2.47

Расчет по составной PSM с сайта производителя IRF

56

13.2

653

392

0.201

2.85

Расчет по составной PSM с параметрами из PSO

28

23

219

152

0.45

1.64

Транзистор IRG4PC50U (Ic =27A Vcc=480 Vge=15 Rg=5)

Tdon (ns)

Trs (ns)

Tdoff (ns)

Tfl

(ns)

Eon

(mJ)

Etotal (mJ)

Справочные времена и энергии переключения

32

20

170

88

0.12

0.54

Расчет по встроенной PSM с библиотечными параметрами

13

17

140

469

0.259

1.93

Расчет по составной PSM с параметрами из PSO

21

15

140

86

0.15

0.54

цепочки, моделирующей нелинейную емкость затвор–исток МДПТ. Недостаток этой модели в том, что модели МДПТ и БТ содержат большое число параметров, комплексная методика определения которых неизвестна. Модель диода – встроенная (однозвенная) PSM, не моделирует плавное восстановление. Для аппроксимации Cgd(U) при Udg>0 применяется степенная зависимость (барьерная емкость диода D2) что подходит далеко не для всех типов транзисторов. Хотя статические характеристики описываются сравнительно хорошо, динамические характеристики СPSМ БТИЗ плохо соотносятся со справочными данными. Поэтому была предложена другая составная модель на основе комбинаций уже рассмотренных ранее моделей (и аппроксимаций) для МДПТ, БТ и диода, и методика определения ее параметров.

Анализ КЛМ и нелинейных моделей БТ и МДПТ позволил определять параметры СPSМ по справочным характеристикам в МС. Однако, если учитывать зависимости параметров от режима, то аналитически записать выражения для времен переключения и энергии уже не так просто. Кроме того, в аналитическом виде сложно учесть влияние паразитной индуктивности эмиттера, коллектора и затвора. Поэтому был предложен еще один способ определения параметров СPSМ без получения аналитических выражений, с учетом паразитной индуктивности и не идеальности фронта генератора, при помощи описанной выше программы параметрической оптимизации PSO. Определены параметры для транзисторов IRG4PC50F, IRG4PC50U.

Как было упомянуто выше, параметры CPSM БТИЗ можно определять по типовым характеристикам и приводимым в справочниках значениях времен переключения и энергий. Если необходимо определить параметры модели для конкретного образца БТИЗ, это можно проделать, сняв экспериментально те же справочные характеристики и найти параметры по одной из описанных выше методик. Можно точнее и проще определять динамические параметры по временным характеристикам Ic(t) и Ug(t), снятым в тестовой схеме. Для этого необходимо получить (с использованием цифрового осциллографа) проходную характеристику и характеристику насыщения, а также осциллограммы напряжения на затворе и коллекторе транзистора при коммутации транзистором резистивной нагрузки (в отличие от справочного режима, где нагрузка токовая). Выбор схемы с резистивной нагрузкой обусловлен ее простотой и наименьшим влиянием паразитной индуктивности. Полное определение параметров БТИЗ по экспериментальным данным возможно и в МС, и в Optimizer.

В качестве проверки, с найденными параметрами модели был просчитан другой режим работы с током 2А. Расчеты сопоставлены с соответствующими экспериментальными осциллограммами, результаты вполне удовлетворительные, имеют место лишь некоторые количественные, но не качественные отклонения. Тем самым подтверждается достоверность рассматриваемой модели и методика определения параметров по экспериментальным данным.

В шестой главе рассмотрены некоторые вопросы практического моделирования транзисторных ключей и ПУ на их основе.

Рассмотрена простейшая RLC-цепь и LCD-цепи двух типов для формирования траектории рабочей точки. Предложена методика расчетов номиналов компонентов ЦФТРТ при помощи многовариантного анализа и программы PSO. Методика имеет общий характер и применима для схем разного типа ПН с ключами на БТ, МДПТ и БТИЗ.

Для оценки температуры перехода полупроводникового прибора в справочниках приводится зависимость динамического теплового сопротивления от времени. Расчет температуры по этой зависимости для большинства практических случаев затруднен. Более эффективным является использование тепловой модели, позволяющей рассчитать изменение температуры перехода во времени для любой формы мощности. Некоторые фирмы приводят параметры

таких цепей, однако, в большинстве случаев их параметры не известны.

Поэтому предлагаются два метода определения параметров тепловой модели: при помощи численного обращения Zth(p) и при помощи программы PSO.

Комбинирование тепловой модели с теплозависимой моделью транзистора, рассмотренной в главе 3, позволило получить теплозависмую модель, учитывающую эффект саморазогрева. Рассмотрены примеры применения этой модели.

В последних параграфах главы рассмотрены примеры моделирования двух узлов ключевого источника питания (КИП) «200W SMPS DemonstrationBoard» стабилизатора напряжения (СН) и корректора коэффициента мощности (ККМ). Проведен расчет мощности в ключах и сравнение результатов с приведенными в документации данными. Выбор данного объекта исследования обусловлен тем, что макет КИП выполнен с минимальными паразитными параметрами на печатной плате, в конструкции приближенной к реальной, и используется в лабораторном практикуме на кафедре промышленной электроники.

Сложность моделирования СН заключалась в том, что в выходе 5V использовались синхронное выпрямление, и использовалось сразу несколько типов транзисторов, параметры которых были описаны ранее.

В главе приведено общее описание и принципиальные PSpice схемы, сформулированы некоторые критерии и признаки установившегося режима, дана методика расчета установившегося режима и анализ влияния параметров расчета на конечный результат. Приведены диаграммы, иллюстрирующие процессы в СН и измерения коммутационных потерь. В приложениях размещена распечатка используемых Pspice программ.

Для ККМ особенностью расчета является то, что ток транзистора в ККМ меняется в течение сетевого периода, и поэтому усреднять потери также необходимо за половину сетевого периода 10ms, а не за период коммутации 5us как в случае стабилизатора, что требует значительных вычислительных мощностей. Процесс установления занимает несколько периодов сети, поэтому применялась та же методика, а именно: упрощенный расчет по усредненной модели для получения начальных условий директивой savebias, а затем загрузка их директивой loadbias и расчет с имитационной моделью.

Описанный метод достаточно громоздкий. Поэтому предложен аналитический метод расчета с использованием аппроксимаций характеристик энергии включения и выключения в зависимости от тока (их можно рассчитать на Pspice, а для SPB11N60C2 и диода SDP06S60 эти зависимости приведены в справочнике).

Расчет по данной методике дает полные потери для транзистора Q1 P=4.738W, из них статических потерь 1.095W, что хорошо совпадает с имитационным расчетом в PSpice (рис. 13).

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В процессе решении задач, поставленных в диссертации, получены следующие основные научные и практические результаты:

Pages:     | 1 | 2 || 4 |






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»