WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 | 4 |

Для моделирования в реальных схемах используются более сложные Pspice модели. Встроенная модель описывает диоды Шотки и РВД. Параметры встроенной Pspice модели диодов содержатся в стандартных библиотеках поставляемых вместе с Pspice. Характеристики, рассчитанные по параметрам, содержащимся в стандартных библиотеках, как правило, не соответствуют типовым справочным характеристикам. Определение параметров встроенной Pspice модели диодов самостоятельно возможно, например, при помощи вспомогательной программы Model Editor (ME). Эта программа предназначена для определения параметров маломощных диодов, но не годится для определения параметра Tt, поэтому параметр Tt предлагается определять по формуле (1). Для ПВД некоторые изготовители (например, Infineon) приводят свои модели, однако далеко не всегда их характеристики

соответствуют справочным, модели слишком сложны и громоздки, определение параметров при помощи МС затруднительно, а при помощи Model Editor невозможно. Поэтому, на основе двухзвенной нелинейной модели предложена двухзвенная PSpice модель, эквивалентная схема которой показана на рис. 4.

Были рассмотрены четыре тестовые схемы для моделирования выключения диода. Исследования показали, что измеряемые значения Qrr и Trr зависят не только от параметров диода, но и от скорости нарастания обратного напряжения, которое зависит от параметров схемы. Была предложена схема, в которой это влияние сведено к минимуму.

На рис.5 на периоде коммутации приведены графики тока и энергии переключения диода, рассчитанные по однозвенной и двухзвенной PSpice моделям. Как видно, энергия коммутационных потерь по двухзвенной модели составляет около 10uWs, a для однозвенной модели пренебрежимо мала. Поэтому использование только однозвенных моделей, таких как встроеная в PSpice-модель, приводит к сильному занижению оценки потерь в диодах при переключении.

Во второй главе рассмотрены модели биполярных транзисторов (БТ) и методы определения их параметров. Биполярные транзисторы находят широкое применение в преобразовательной технике, а также модель БТ входит в состав модели БТИЗ, что используется в гл.5.

Биполярные транзисторы можно разделить на два вида: низковольтные и высоковольтные. Динамические свойства БТ в справочных листах описывается зависимостями емкостей Cib(U), Cob(U), коэффициента усиления Hfe(Ic), полосы пропускания Ft(Ic), длительностями этапов переключения в ключе с резистивной нагрузкой tdr, trs, tf, ts. Рассмотрен процесс переключения ключа с резистивной нагрузкой по КЛМ и получены выражения для расчета времен этапов переключения tdr, trs, ts, tfl, на основании чего была предложена методика определения параметров модели BF, BR, TF, TR по справочным данным.

Кусочно-линейная модель непосредственно получается из передаточной нелинейной модели (ПМ). Передаточная модель используется в МС для проверки выражений полученных при помощи КЛМ, кроме того, ПМ содержится в Pspice. Для динамических параметров ПМ используются значения полученные для КЛМ. Результаты расчетов для транзистора TIP41A показывают, что динамические характеристики ПМ совпадают в основном в одной точке, для которой определялись параметры. Передаточная модель при расчете времен в точке Ic= 1A дает ошибку менее 10%, однако, при расчете времен переключения в других режимах ошибка может достигать 200%. Чтобы устранить этот недостаток, модель в МС была модифицирована при помощи применения зависимостей

Bf(Ic), Tf(Ic), Tr(Ic). Из графиков (рис. 6-7) видно, что расчет по модифицированной передаточной модели (МПМ) дает совпадение динамических характеристик со справочными в широких диапазонах коллекторного тока.

В системе PSpice имеется более точная встроенная модель Гуммеля-Пуна (ГПМ). Эта модель автоматически упрощается до передаточной модели, если опустить некоторые параметры. Модель Гуммеля-Пуна учитывает зависимости Bf(If), Br(Ir), Tf(If, Uc), причем параметры этих зависимостей можно определить в ME. Сравнение расчетных характеристик встроенной PSpice-модели БТ с приводимыми типовыми характеристиками показало, что, как правило, расчетные характеристики с применением библиотечных параметров не соответствует справочным. Особенно велики различия расчетных и справочных динамических характеристик trs(Ic), ts(Ic), tfl(Ic).

Подобные результаты получаются и для других типов транзисторов. Наблюдаются количественные, но не качественные расхождения. Для устранения этих расхождений достаточно переопределить параметры модели по типовым характеристикам (или для своего экземпляра транзистора по экспериментальным характеристикам). Определение параметров ГПМ по справочным характеристикам может быть осуществлено с помощью программы ME. Добиться хорошего совпадения введенных точек и расчетного графика на восходящей ветви частоты полосы пропускания Ft(Ic) (по этой характеристике определяется TF, XTF, VTF, ITF) не удается. Результаты проверочных расчетов trs(Ic) и tfl(Ic) на малых токах существенно занижены по сравнению со справочными.

Поэтому был предложен другой метод определения параметров TF, XTF, VTF, ITF по справочным trs(Ic) и tfl(Ic) с применением программы параметрической оптимизации PSpice Optimizer (PSO), которая входит в систему OrCAD. Достоинством этого метода, является его универсальность и формальность: пользователю не обязательно знать, как устроена модель, он может работать с ней как с «черным ящиком» подстраивая параметры модели под заданные характеристики в автоматическом режиме. В диссертации приведены справочные и расчетные зависимости длительностей этапов переключения от тока для транзистора TIP41A, которые достаточно хорошо совпадают.

Главной особенностью высоковольтных транзисторов является эффект динамического насыщения. При включении транзисторного ключа этот эффект сказывается в затягивании процесса включения при малых напряжениях. Эффект динамического насыщения можно учесть, правильно определив параметры модели транзистора TF, VTF, XTF, ITF, TR. Как показано на примере транзистора MJ16110, это можно проделать в PSO. Для этого требуются значения коллекторного напряжения, которые приводятся в справочнике для нескольких моментов времени.

В третьей главе рассмотрены модели МДП-транзисторов и методы определения их параметров.

Значения параметров и характеристики приборов существенно зависят от конструкции, в частности, сильно зависит вид характеристики Cgd(U), играющей решающую роль в коммутационных процессах.

Динамические свойства МДПТ в справочных листах описывается зависимостями емкостей Crss(U), Ciss(U), Coss(U), проходной и выходной характеристиками, зарядной характеристикой, длительностями этапов переключения в ключе с резистивной нагрузкой tdon, tr, tf, tdoff.

Для приближенных аналитических расчетов коммутационных процессов в ключах на МДПТ применяется кусочно-линейная модель (КЛМ). Проведен анализ процесса переключения транзистора по кусочно-линейной модели, получены аналитические выражения для приближенных расчетов времен в типовой схеме в системе МathCad. Для более точных численных расчетов используется нелинейная модель (НМ) с различными аппроксимациями Cgd(Ugd) и Id(Ugs,Uds). Было рассмотрено и предложено несколько функций хорошо аппроксимирующих зависимость емкости Cgd для разных типов транзисторов (степенная, экспоненциальная, на основе арктангенса рис. 8).

Существующая в Pspice модель МДПТ была разработана для планарной конструкции транзисторов, в которой емкость затвор- сток (Cgd) постоянна. Сравнительный анализ расчетных времен переключения встроенной в Pspice модели МДП транзистора и приводимых типовых значений показал, что рассчитанные по библиотечным параметрам времена переключения не соответствует справочным временам переключения, причем, расчетная форма тока встроенной в PSpice-модели (PSM) качественно отличается от реальной в силу большой нелинейности Cgd(U). Также в PSM плохо моделируется характеристика обратного диода, поэтому считать по PSM инверсный режим МДПТ нельзя. Рассмотрены различные способы реализации в PSpice Cgd(Ugd) таких крупнейших производителей, как International Rectifier, OnSemiconductor и Infineon. Отмечены их достоинства и недостатки. Предлагается моделировать емкость Сgd в виде зависимого источника тока между потенциалами g и d (рис. 9), величина которого описывается функцией:

Value={ (C0 - C1*Arctan( (V(d,g) + V1)/V2) ) * DDT(V(d,g)) } (2)

В качестве аппроксимирующей функции может выступать любая подходящая функция (рис. 9). Аппроксимации зависимостей емкости Cgd(U), описанные выше для НМ, используются в модифицированной Pspice модели МДПТ, эквивалентная схема которой изображена на рис. 9. Модифицированная Рspice-модель (MPSM) состоит из «ядра», в качестве которого выступает встроенная PSM, параметры RGG, RDD, RS, CGSO, CGDO которой заданы нулевыми, вокруг ядра имеются дополнительные сопротивления RON, RGG, RSS, постоянная емкость CGSA и зависимый источник тока, играющий роль нелинейной емкости Cgd согласно зависимости (2). В качестве обратного диода используется двухзвенной модель, рассмотренная в первой главе. К модели могут быть добавлены паразитные индуктивности Ls, Ld, Lg. Параметры такой модели определяются частично в ME, частично в PSO по типовым характеристикам, приводимым в справочниках. Разработана методика определения параметров на примере одиннадцати типов транзисторов (из них два COOLMOS и два низковольтных для синхронного выпрямления).

Следует отметить, что для МДПТ приводится наибольшее число справочных характеристик, что позволяет определять параметры по одним характеристикам (зависимости емкостей, табличные времена переключений), а проверять модель по другим (зарядная характеристика). Показан пример определения параметров модели промышленного образца МДПТ по экспериментальным характеристикам. Результаты расчетов в PSpice сопоставлены с осциллограммами. В качестве промышленного образца использовался транзистор BUZ91, для него при коммутации резистивной нагрузки с использованием цифрового осциллографа были получены осциллограммы напряжения на затворе и коллекторе транзистора. Параметры модели рассчитывались в PSO по нескольким точкам экспериментальных осциллограмм напряжений стока и затвора при переключении таким образом, чтобы расчетные осциллограммы совпадали с экспериментальными. В качестве проверки был проведен расчет для другого режима нагрузки. Расчетные характеристики в достаточной степени повторили экспериментальные осциллограммы (см. таблица 1).

Таблица 1 Результаты моделирования эксперимента

BUZ91

Id

tdon (ns)

tr (ns)

tdoff (ns)

tf (ns)

СКО %

PSpice modeling

2

13

7

194

21

9

Experiment data

2

14

8

188

19

PSpice modeling

8.68

14

15

169

17

24

Experiment data

8.68

15

18

156

30

В силовых системах многие параметры полупроводниковых приборов сильно зависят от температуры. В PSpice встроены зависимость некоторых характеристик приборов от температуры, однако значения соответствующих параметров не настроены. У МДП транзистора от температуры зависят порог включения, сопротивление канала и крутизна передаточной характеристики, однако в PSpice-модели учтена только температурная зависимость крутизны, причем эта зависимость может не совпадать со справочной. Поэтому необходимо учесть все эти зависимости для модели МДП- транзистора, что было проделано, путем добавления дополнительных элементов, зависящих от потенциала определенного узла (например, v(Tj).)

Vth(Tj) = Vgso + beta.(v(Tj) - 27) (3)

E_Vth(Tj)= beta.(v(Tj) - 27) (4)

Rd(Tj) = ( aRon.(v(Tj)-27) 2 + bRon.(v(Tj)-27) + cRon ) (5)

I_Id(Tj) = I(Idi_MESS).( (27+273)/(v(Tj)+273) )K (6)

Параметры этих зависимостей определяются при помощи простейших вычислений в МС по упомянутым выше справочным зависимостям.

В четвертой главе рассмотрена работа ключа на МДПТ с токовой (индуктивной) нагрузкой. Для оценки динамических свойств мощных МДП транзисторов в их справочных данных приводятся длительности этапов коммутации в ключе с резистивной нагрузкой. В преобразовательных устройствах резистивная нагрузка ключа встречается редко, обычно нагрузка нелинейная и комплексная. При такой нагрузке, по сравнению с резистивной, коммутационные потери энергии в транзисторе обычно значительно больше. Транзисторный ключ с индуктивной нагрузкой является главной частью большинства типов преобразователей напряжения (ПН) и исследование такого типа включения представляют больший практический интерес.

Проведен численный анализ коммутационных процессов при работе МДП транзистора на индуктивную нагрузку с использованием рассмотренных ранее нелинейных и кусочно-линейных моделей транзистора и диода в МС и PSpice. Получены приближенные аналитические выражения для расчета энергий переключения.

Проведен анализ известных из литературы аналитических выражений для оценки энергии переключения при индуктивной нагрузке, отмечены недостатки. Получены формулы, позволяющие более точно проводить подобные расчеты, без учета паразитной индуктивности.

Pages:     | 1 || 3 | 4 |






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»