WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 ||

Сложность построения таких систем управления заключается в том, что необходимо преобразование во вращающуюся систему координат и обратно (преобразователи координат ПК2, ПК3). Для этого требуется синхронизация по времени с напряжениями сети, которая обычно выполняется с помощью кольца ФАПЧ. Система прямого управления мощностью (Direct Power Control - DPC) лишена этого недостатка. Она была предложена разработчиками системы прямого управления моментом асинхронного двигателя и во многом похожа на неё. Принцип прямого управления мощностью основан на выборе вектора фазного напряжения преобразователя на основании рассогласований текущего и заданного значений активной и реактивной составляющих мгновенной мощности. Эти системы управления являются перспективными в силу простоты их практической реализации и хороших динамических характеристик. Однако они пока не нашли широкого применения из-за того, что отсутствует методика синтеза этих систем и методов формирования матриц переключения ключей. Кроме того, требуется более детальное исследование их работы и характеристик.

В заключение главы рассмотрен вопрос о методике проектирования микропроцессорных САУ, в частности, показана перспективность использования аппаратно-программного моделирования. Разработан алгоритм проектирования с использованием этой методики.

Во 2 главе строится импульсная математическая модель АВН и АВТ, наиболее точно описывающая электромагнитные процессы в системе. Затем рассматривается линеаризованная модель, составленная по методу основной гармоники. Данная модель позволяет упростить процедуру синтеза САУ АВ. Она справедлива для любых режимов работы АВ, за исключением того случая, когда ШИМ-модулятор попадает в насыщение.

Функциональная схема типовой системы векторного управления представлена на рис. 3.

Рис.3

Данная система включает в себя преобразователи координат ПК1, ПК2, ПК3, ПК4, датчики обратных связей, регуляторы тока РТ и регулятор напряжения РН, а также ШИМ-модулятор.

АВН является многомерной системой. При этом в структурной схеме присутствуют перекрёстные связи. Это значительно усложняет процесс синтеза системы управления и анализ устойчивости. Поэтому для упрощения синтеза обычно пренебрегают перекрёстными связями. Внутренний подчинённый контур регулирования тока настраивается на технический оптимум. Передаточные функции регуляторов тока по двум проекциям при этом одинаковы и равны:

,

(1)

где T0=L/R - постоянная времени входного фильтра;

L и R – индуктивность и сопротивление буферных реакторов;

Tµ - малая постоянная времени, учитывающая ШИМ.

Однако, как показал анализ и моделирование с регулятором тока (1), наличие перекрёстных связей приводит к значительному замедлению переходных процессов. Для обеспечения динамики, соответствующей техническому оптимуму, и устойчивости передаточные функции регуляторов тока должны иметь вид:

,

(2)

В идеале в линейной системе при соответствующей настройке регуляторов никакие параметры переходных процессов, а также устойчивость преобразователя не должны зависеть от параметров математической модели объекта регулирования. Однако в данном случае мы имеем дело с нелинейным и многомерным объектом. Поэтому при проектировании АВН немаловажным этапом является выбор параметров силовой схемы, в частности индуктивностей буферных реакторов и ёмкости конденсатора фильтра.

Время (длительность) переходных процессов главным образом определяется ёмкостью выходного фильтра. Затраты энергии на управление растут быстрее, чем ёмкость конденсатора, вследствие чего время переходных процессов уменьшается. От индуктивности буферных реакторов длительность переходных процессов практически не зависит. Но при значительном увеличении индуктивности преобразователь входит в режим насыщения, т.е. управляющие сигналы достигают своего максимума, и длительность переходных процессов резко возрастает.

Высокочастотная составляющая, содержащаяся в обратной связи по току и напряжению даже при наличии фильтра попадает в контуры тока и напряжения. В результате эта высокочастотная составляющая, ослабленная или усиленная оказывается в модулирующем сигнале ШИМ и, как следствие, в сетевом токе. Поскольку значение L содержится в пропорциональной составляющей ПИ-регулятора тока, то с увеличением L сначала преобладает сглаживающий эффект буферных реакторов, и коэффициент гармоник уменьшается. Затем начинает преобладать усиление высокочастотной составляющей ПИ-регулятором тока, и коэффициент гармоник незначительно возрастает. При больших значениях ёмкости конденсатора выходного фильтра коэффициент гармоник также возрастает, что также обусловлено увеличением усиления высокочастотной составляющей только уже ПИ-регулятором напряжения.

Для увеличения быстродействия САУ АВН, для улучшения её робастности и упрощения настройки разрабатывается нечёткий регулятор напряжения, представленный на рис.4. Структура векторной системы управления АВН при использовании этого регулятора не меняется. Так же, как и в случае ПИ-регулятора напряжения, на вход данного регулятора поступает рассогласование по напряжению нагрузки, а с выхода снимается задание на активную проекцию тока сети, которое затем поступает в контур регулирования тока.

Рис. 4

Работа данного регулятора включает в себя три основных этапа: фаззификацию, логическое заключение и дефаззификацию. Для фаззификации и дефаззификации используются треугольные функции принадлежности для пяти логических термов:

- ОБ – отрицательное большое;

- О – отрицательное;

- Н – нулевое;

- П – положительное;

- ПБ – положительное большое.

ОБ

О

Н

П

ПБ

ОБ

ОБ

ОБ

ОБ

О

Н

О

ОБ

О

О

Н

П

Н

О

О

Н

П

П

П

О

Н

П

П

ПБ

ПБ

Н

П

П

ПБ

ПБ

Логическое заключение осуществляется с помощью таблицы правил (рис.5). Первая строка таблицы – это логические значения приращения рассогласования на k-м шаге de(k). Первый столбец – значения рассогласования на k-м шаге e(k). Каждому набору логических значений входных переменных соответствует одно логическое значение выходной переменной.

Были найдены значения коэффициентов Ke и Kde, удовлетворяющих критерию максимума быстродействия при минимуме перерегулирования.

Рис.5.

Сравнение временных диаграмм токов и напряжений при использовании ПИ-регулятора напряжения, синтезированного по известной методике, и разработанного нечёткого регулятора показывает, что в последнем случае при прочих равных условиях перерегулирование уменьшается более, чем на 7%. На столько же, на 7%, увеличивается запас по напряжению силовых ключей АВН и элементов, установленных в цепи постоянного тока. Быстродействие увеличивается (уменьшается время первого согласования) на 5-10%. При скачкообразном увеличении нагрузки провал напряжения при использовании данного регулятора почти в 4-5 раз меньше. Вид и параметры переходных процессов практически не зависят от параметров силовой схемы при условии, что регулятор не попадает в насыщение или преобразователь не выходит за границы рабочего режима.

Проведённый анализ векторной системы управления АВТ показал, что добиться с помощью ПИ-регуляторов тока приемлемых динамических характеристик внутреннего контура векторной системы управления АВТ невозможно. Нужна более совершенная структура регуляторов. Для решения этой задачи было предложено использовать модальное управление с оптимальным регулятором.

Модель АВТ в этом случае записывается в виде системы уравнений:

где X – вектор переменных состояния;

U вектор управляющих воздействий;

Z - вектор возмущающих воздействий;

A системная матрица;

B и ВZ – входные матрицы;

Y – вектор выходных координат.

Структурная схема САУ АВТ с оптимальным регулятором представлена на рис. 6.

Рис.6

Х0 – вектор начальных значений переменных состояния.

В контур тока вводится отрицательная обратная связь по переменным состояния. Матрица коэффициентов обратной связи (оптимальный регулятор) вычисляется по формуле:

,

(4)

где P – матрица, являющаяся решением дифференциального уравнения Риккарти. R – матрица весовых коэффициентов функционала качества.

Оптимальный регулятор обеспечивает минимальное значение функционала качества, содержащего в себе интегральные квадратичные значения как отклонения X, так и управления U. Таким образом, переходный процесс при минимуме этого функционала обладает как наилучшими динамическими показателями, так и минимальными затратами энергии.

При синтезе САУ АВТ по известной методике с ПИД-регулятором тока приходится увеличивать интегральную составляющую, чтобы снизить колебательность, вследствие чего увеличивается время переходных процессов. Моделирование разработанной системы управления АВТ показало, что оптимальный регулятор обеспечивает низкую колебательность переходных процессов тока сети (не более 10%) при времени переходных процессов, меньшем на 10-70% по сравнению с ПИД регулятором (в зависимости от настройки ПИД регулятора) при незначительном перерегулировании активной составляющей тока сети. При этом амплитуда броска тока выпрямителя почти на 30% ниже, что увеличивает срок службы силовых ключей.

В 3 главе рассматривается система прямого управления мощностью (ПУМ) АВН (рис.7). Она строится по принципу подчинённого регулирования и включает в себя два контура регулирования. Внешний контур регулирует напряжение на нагрузке, а внутренний, в отличие от систем векторного управления, регулирует не ток, а активную и реактивную составляющие мгновенной мощности.

Разработана непрерывная модель системы ПУМ (рис.8), необходимая для её синтеза.

Используя полученную модель, была найдена передаточная функция регулятора напряжения, обеспечивающая настройку контура регулирования напряжения на симметричный оптимум со вторым порядком астатизма:

, (5)

где T – постоянная времени, характеризующая инерционность контура слежения за мгновенной мощностью АВН.

Было выявлено, что система прямого управления мгновенной мощностью трёхфазных выпрямителей напряжения с коррекцией коэффициента мощности обладает следующими преимуществами перед системами векторного управления:

- лучшие динамические характеристики, более быстрая отработка задающих воздействий, сброса/наброса нагрузки, что достигается за счёт отсутствия ПИ-регулятора во внутреннем контуре, а также за счёт выбора оптимального вектора напряжения преобразователя на стороне переменного тока;

- отсутствие преобразователей во вращающуюся систему координат и обратно, что значительно упрощает практическую реализацию таких систем.

Pages:     | 1 ||






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»