WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

где – период импульсов на выходе блока ШИМ,, – функция Бесселя первого рода. Спектральная плотность напряжения содержит значительное число гармоник на комбинационных частотах (Рис. 3, а). Напряжение с выхода блока ШИМ усиливается по мощности ключевым усилителем, и полезный сигнал выделяется цепью согласования с частотно-избирательными свойствами (Рис. 3, б), расчету которой посвящена четвертая глава. В приемо-передающем устройстве такого класса шаг по частоте между соседними поднесущими сигнала определяется только условиями кратности частоты поднесущей и частоты следования символов, а число поднесущих L – вычислительными возможностями микроконтроллера в режиме приема. Следовательно, реализация алгоритма приема сигнала на микроконтроллере налагает жесткие требования на эффективность цифровых алгоритмов обработки сигнала в приемном устройстве.

а)

б)

Рис. 1. Генерация поднесущих частот для одного информационного символа длительностью T.

Рис. 2. Многочастотный сигнал: а) мгновенное значение, б) последовательность прямоугольных символов на выходе блока ШИМ.

В главе проводится анализ влияния межканальной интерференции на вероятность ошибочного приема информационного символа и на основании данного анализа в главе сделан вывод о том, что использование коммуникационного сигнала предложенного вида является хорошим компромиссом между сложностью реализации коммуникационного устройства и качеством связи, обеспечиваемым устройством. Отказ от использования модуляции с максимально эффективным использованием полосы частот позволяет упростить коммуникационное устройство и сделать его более дешевым при сопоставимой скорости цифрового потока. Для сохранения такой же вероятности ошибочного приема бита, как и в случае с одной несущей частотой, при разумном выборе параметров сигнала требуется увеличить соотношение сигнал-шум не более чем на 1 дБ.

В третьей главе приведены результаты разработки приемных устройств для использования в системах передачи информации по электрической сети. Приемное устройство предназначено для приема многочастотного сигнала. Структурная цифрового приемного устройства схематично изображена на Рис. 4.

Рис. 3. Спектральная плотность напряжения: а) на выходе блока ШИМ и б) на выходе передающего устройства.

Рис. 4. Структурная схема приемного устройства: ЦС- цепь согласования, АЦП аналого-цифровой преобразователь, КФ комплексный фильтр, 2 компрессор частоты дискретизации, БД блок демодуляторов, ГТИ блок генерации тактовых импульсов.

Цепь согласования (ЦС) устройства приемопередачи данных по электрической сети должна быть линейным четырехполюсником. Такое ограничение является естественным, так как использование активных компонентов, имеющих нелинейность проходной характеристики, приводит к паразитной взаимной модуляции сигнала и помех, многократно превышающих сигнал по амплитуде. Цепь согласования выполняет следующие функции:

  • подавление высокого сетевого напряжения;
  • частичная компенсация затухания сигнала, вносимого средой, за счет усиления сигнала по напряжению;
  • трансформация малого полного сопротивления электросети до значений, более подходящих для генерации и приема коммуникационного сигнала;
  • формирование частотной избирательности, необходимой для фильтрации внеполосных помех.

Принимаемый сигнал, после прохождения цепи согласования, дискретизируется и переводится в цифровую форму аналого-цифровым преобразователем (АЦП) поскольку при использовании технологии узкополосной передачи данных верхняя граница спектра сигнала обычно не превышает 150 килогерц. Цифровой поток с выхода АЦП содержат информацию обо всех каналах системы с многочастотным сигналом. Частота дискретизации сигнала выбрана близкой к учетверенной центральной частоте многочастотного сигнала,. Такой подход позволяет применить для первичной цифровой обработки сигнала комплексный фильтр третьего порядка без операции умножения (КФ), обладающий свойством трансформировать вещественную последовательность на входе в две последовательности на выходе, находящиеся в квадратуре. Одновременно обеспечивается частотная избирательность, необходимая для последующей децимации в компрессоре частоты дискретизации. Методика проектирования и расчета комплексных фильтров такого вида подробно рассмотрена пятой главе.

С выхода компрессора частоты дискретизации комплексная последовательность одновременно поступает на вход блока демодуляторов (БД на Рис. 4), в каждом из которых осуществляется перенос спектра сигнала, передаваемого на одной из поднесущих, на нулевую частоту и демодуляция с помощью квадратурной обработки с применением согласованных фильтров (Рис. 5).

Рис. 5. Схема одного канала блока демодуляторов: ГУК генератор, управляемый кодом, СФ согласованный фильтр.

Отличительной особенностью предложенной схемы построения приемного устройства является то, что при определенном выборе несущей частоты и частоты следования символов и применении кварцевой стабилизации не требуется использования системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) для восстановления частоты и фазы несущего колебания, так как паразитный набег фазы за длительность информационного символа не превышает нескольких градусов и практически не повышает вероятность ошибочного приема бита.

Для снижения вычислительных затрат алгоритма цифрового приемника предлагается восстанавливать частоту следования символов, используя в качестве опорной частоту сетевого напряжения 50-60 Гц (блок генерации тактовых импульсов, ГТИ, Рис. 4).

Для проверки предложенной структурной схемы и цифрового алгоритма в главе разработана программа для исследования многоканального приемного устройства в среде Matlab. Данная программа позволяет оценить предполагаемое качество функционирования при воздействии шумов и помех произвольного вида. При разработке и анализе структурной схемы приемного устройства использовались реализации шума и помех, записанные в реальных условиях в двух офисно-производственных зданиях в г. Москве (Рис. 6).

Рис. 6. Спектральная плотность смеси сигнала и шума на входе модели приемного устройства (основная гармоника сетевого напряжения удалена).

Рис. 7. Зависимость вероятности ошибочного приема бита от отношения сигнал/шум для 16-битовой реализации цифрового приемника многочастототного сигнала, использующего дифференциальную двоичную фазовую манипуляцию на каждой из поднесущих (в сравнении с наиболее распространенными видами цифровой модуляции сигнала, белый шум).

Результаты моделирования, приведенные в третьей главе, позволяют заключить, что при использовании белого шума в качестве тестового шумового воздействия для сохранения той же вероятности ошибочного приема бита 10-4, что и в случае идеального приемного устройства с дифференциальной двоичной манипуляцией, требуется увеличить отношение сигнал/шум не более чем на 1,5 – 2 дБ (Рис. 7). Результаты расчетов подтверждаются измерениями при экспериментах с прототипом серийного устройства в условиях реальной электрической сети. В качестве вывода в третьей главе указано, что предложенные схема и цифровой алгоритм приемного устройства для систем передачи информации по силовой электрической сети позволяют реализовать цифровую часть приемного устройства на одной микросхеме микроконтроллера. Кроме того, для реализации аналоговой части приемного устройства требуются только дешевые пассивные компоненты.

Четвертая глава посвящена расчету широкополосных реактивных цепей согласования без потерь, предназначенных для использования в системах передачи информации по электрической сети. Из литературы известен ряд методик синтеза широкополосных цепей согласования. Однако, эти методы проектирования цепи согласования удобны не во всех ситуациях на практике. Для расчета цепей согласования со специальными свойствами для применения в устройствах передачи данных по электрической сети предлагается инженерная методика на основе квази-баттервортовской аппроксимации передаточной характеристики, известной из литературы.

Квази-баттервортовская аппроксимация основана на билинейном преобразовании частоты вида

, 12

где, – частота низкочастотного эквивалента, с - масштабирующий коэффициент, - константа, необходимая для смещения полюсов передаточной функции. В качестве аналога аппроксимации передаточной функции Баттерворта можно записать выражение

, 34

где Кn – нормирующая константа. Общий вид графика передаточной характеристики, имеющей квази-баттервортовскую аппроксимацию, показан на Рис. 9. Передаточная характеристика отлична от единицы на нулевой частоте, но достигает единичного значения в зоне наилучшего согласования.

Можно показать, что искомая величина коэффициента трансформации полного сопротивления при использовании квази-баттервортовской аппроксимации в полосе пропускания цепи определяется соотношением

, 56

т. е. она зависит исключительно от отношения суммы и разности квадратов расстояний от полюсов ma и нулей mb коэффициента отражения до начала координат.

Рис. 8. Частотная зависимость коэффициента передачи мощности и коэффициента отражения от входа НЧ-эквивалента согласующей цепи без потерь (аппроксимация Баттерворта, классическая методика синтеза): модуль коэффициента передачи мощности, - модуль коэффициента отражения от входа цепи, нормированная частота.

Рис. 9. Частотная зависимость коэффициента передачи мощности и коэффициента отражения от входа НЧ-эквивалента квази-баттервортовской согласующей цепи без потерь при значениях параметров , ,, : модуль коэффициента передачи мощности, - модуль коэффициента отражения от входа цепи, нормированная частота.

Рис. 10. Схема реактивной цепи согласования со свойствами ПФ, синтезированной по предложенной методике.

На основе квази-баттервортовской аппроксимации в главе сформулирована инженерная методика проектирования реактивных цепей согласования без потерь с частотными характеристиками ФНЧ, ФВЧ и ПФ, обладающая тем отличительным свойством, что при расчете цепи задается именно необходимый коэффициент трансформации полного сопротивления. Пример цепи согласования, рассчитанной по предложенной методике, приведен на Рис. 10 и Рис. 11. Проводится сопоставление качества согласования, обеспечиваемого квази-баттервортовскими цепями согласования без потерь с теоретическим пределом, сформулированным Фано. В качестве вывода, указано, с помощью предложенной методики расчета цепей с частотными характеристиками ПФ, можно получить высокое качество согласования. Цепи ПФ восьмого порядка несколько проигрывают идеальной согласующей цепи по качеству согласования. Однако, во многих случаях некоторые потери в качестве согласования допустимы, и предложенная методика может использоваться на практике.

Рис. 11. Частотная (а), фазочастотная (б) характеристики цепи согласования из двух каскадов четвертого порядка со свойствами ПФ и модуль коэффициента отражения (в) от входа цепи.

В пятой главе исследуются свойства комплексных цифровых фильтров, синтезированных с помощью метода смещения. Комплексные фильтры такого класса обладают специфическим свойством трансформации вещественной последовательности, поступающей на вход фильтра, в комплексную последовательность, близкую по свойствам к аналитическому сигналу.

При синтезе комплексного цифрового фильтра с помощью метода смещения на первом этапе находится передаточная функция исходного цифрового фильтра нижних частот, которая может быть определена любым известным способом как для фильтров с конечной (КИХ), так и бесконечной (БИХ) импульсными характеристиками, что позволяет получить различные классы комплексных цифровых фильтров. Передаточная функция цифрового комплексного фильтра может быть приведена к виду, где и – дробно-рациональные функции с вещественными коэффициентами. При подаче на вход вещественного сигнала на выходах комплексного фильтра образуется комплексный сигнал, что может быть отражено структурной схемой, показанной на Рис. 12.

© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»