WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

Согласно формуле (1) ДКС могут быть кодированы по амплитуде, фазе, частоте или одновременно по нескольким параметрам. Дискретно-кодированным по частоте сигналом (ДКЧС) будем называть дискретный частотный сигнал со следующими ограничениями:

  • амплитуду an элементарных импульсов в формуле (1) можно считать постоянной и равной единице, а фазы n – постоянными или равными нулю;
  • дискрет частоты fn в каждом элементарном импульсе длительностью T равен:

,

где f – шаг сетки частот, который можно рассматривать как масштабный коэффициент полосы частот сигнала, а n – элемент частотно-временной матрицы сигнала, определяющей правило кодирования частоты;

  • код частоты {n} для ДКЧС размерности N должен содержать все значения от 1 до N.

В полученном выражении для ФН ДКС для удобства анализа и вычислений время запаздывания (задержка) и доплеровская частота заменены на нормированные величины и :

,

где, k=0,1,…,N-1 и ;

;

;

; ; ;

где – масштабный коэффициент полосы сигнала относительно длительности элементарного импульса T.

Полученное выражение является достаточно общим и позволяет осуществлять расчет и моделирование ФН ДКС с кодированием как одного, так и нескольких параметров сигнала.

В этой же главе проведено аналитическое исследование ДКЧС и даны рекомендации по выбору их параметров для достижения желаемой формы функции неопределенности. Показано, что для достижения высокой совместной разрешающей способности по задержке и частоте и низкого уровня боковых лепестков (УБЛ) в окрестности центрального максимума ФН параметр M, который определяется шагом сетки частот f и длительностью элементарного импульса T, целесообразно выбирать равным единице. При этом для достижения УБЛ в области пьедестала ФН на уровне 1/N предлагается использовать ДКЧС с кодами частоты, полученными на основе матриц Костаса. Применение ДКЧС Костаса позволит получить ФН "кнопочного" вида, характеристики которой будут улучшаться с ростом размерности N зондирующего сигнала.

Вторая глава посвящена рассмотрению вопросов синтеза дискретно кодированных по частоте сигналов Костаса. Рассмотрены основные известные аналитические конструкции сигналов Костаса: Уэлча, Лемпеля и Голомба. Показано, что использование известных аналитических конструкций матриц Костаса не позволяет сформировать полное множество возможных ДКЧС Костаса заданной размерности N. В связи с этим представляет интерес рассмотрение возможности формирования полного множества ДКЧС Костаса требуемой размерности с использованием ЭВМ. Для решения данной задачи рассматриваются два алгоритма – перестановочный и итерационный. Предложенный в работе новый итерационный метод формирования системы ДКЧС Костаса сравнивается с усовершенствованным в работе, известным перестановочным методом. Разработанные с использованием предложенных методов алгоритмы и программы для ЭВМ показали существенное преимущество нового итерационного алгоритма. Проведенный асимптотический анализ вычислительных затрат, необходимых для синтеза системы ДКЧС Костаса размерности N при помощи перестановочного и итерационного алгоритмов, показал, что с ростом размерности N преимущество в экономии машинного времени T от использования итерационного алгоритма по сравнению с перестановочным будет расти как, где N – натуральное, a – действительное положительное числа. На рис. 1 показана зависимость затраченного машинного времени на формирование системы ДКЧС Костаса при использовании перестановочного (Tпер) и итерационного (Tит) алгоритмов.

Далее в главе 2 обоснована целесообразность получения алгоритма для формирования отдельного псевдослучайного ДКЧС Костаса заданной размерности и предложен вариант построения псевдослучайного алгоритма синтеза ДКЧС Костаса. Проведенное компьютерное исследование предложенного псевдослучайного алгоритма показало его высокую эффективность при формировании ДКЧС Костаса достаточно высоких размерностей, когда применение итерационного алгоритма

Рис.1. Заисимость затраченного машинного времени на формирование системы ДКЧС Костаса от ее размерности.

синтеза системы ДКЧС Костаса такой размерности требует недопустимо больших вычислительных затрат.

В третьей главе рассматриваются составные дискретно-кодированные по частоте сигналы. Для проведения аналитического исследования функций неопределенности составных ДКЧС в работе получено выражение, описывающее ФН составных ДКС. Для упрощения аналитических выражений и удобства вычислений рассмотрен случай, когда период следования отдельных ДКС в составном ДКС (TП) кратен длительности элементарного импульса ДКС (T) и введены нормированная задержка сигнала и нормированная частота. Тогда:, где, а, т. е., а полученное выражение для ФН СДКС имеет вид:

,

где

;

; ;

– нормированная частота заполнения элементарного импульса с индексами s, r.

Полученное соотношение является достаточно общим и позволяет осуществлять аналитическое исследование и расчет ФН СДКС с кодированием как одного, так и нескольких параметров сигнала.

Далее в главе в качестве составных дискретно-кодированных по частоте сигналов (СДКЧС) рассмотрены последовательности дискретно-кодированных по частоте сигналов (ПДКЧС) и дискретные составные частотные сигналы с частотной манипуляцией (ДСЧЧМ).

ПДКЧС представляет собой периодическую последовательность ДКЧС, дискрет частоты fs,r которого в каждом элементарном импульсе с индексами s,r равен:, где f – шаг сетки частот, который для ПДКЧС можно рассматривать как масштабный коэффициент полосы частот сигнала, а s,r – элемент частотно-временной матрицы, определяющий правило кодирования частоты s-го ДКЧС, входящего в составной сигнал. Тогда s,r в для ПДКЧС имеет вид:

,

где – масштабный коэффициент полосы ПДКЧС относительно длительности элементарного импульса T.

ДСЧЧМ строится на основе исходного (ДКЧС размерности L) и производящего (ПДКЧС из L ДКЧС размерности N) сигналов. В соответствии с этим дискрет частоты fs,r в каждом элементарном импульсе с индексами s,r в ДСЧЧМ можно представить в следующем виде:, где fИ s и fПр s,r – дискреты частот исходного и производящего сигналов соответственно.

Дискрет частоты исходного сигнала ( fИ s), представляет собой поднесущую частоту для s-го ДКЧС производящего сигнала, где s – элемент частотно-временной матрицы исходного сигнала, а fИ – частотный интервал между соседними значениями поднесущих ДСЧЧМ, где MП – положительное действительное число, являющееся масштабным коэффициентом поднесущих частот ДСЧЧМ.

Дискрет частоты производящей ПДКЧС ( fПр s,r ) равен:. Таким образом, s,r для ДСЧЧМ имеет вид:

.

На рис. 2 и 3 приведены примеры частотно-временных матриц (ЧВМ) для ПДКЧС и ДСЧЧМ.

Рис.2. ЧВМ ПДКЧС (N = 8, L = 2, M =1).

Рис.3. ЧВМ ДСЧЧМ (N = 4, L = 3, M =MП=1).

На основе полученной в общем виде формулы ФН СДКС проведено исследование разрешающих способностей по частоте и задержке, а также УБЛ в сечениях при нулевой задержке и нулевом доплеровском сдвиге частоты принятого сигнала для ПДКЧС и ДСЧЧМ. Показано, что выбор периода следования ДКЧС в составных сигналах D =N позволяет добиться разрешающей способности по частоте и УБЛ в сечении при нулевой задержке соответствующего ДКЧС размерности LN, а выбор D = 2N – снизить УБЛ в области пьедестала ФН. Кроме того, использование параметров M и MП равных единице позволяет добиться для ДСЧЧМ разрешающей способности и УБЛ в окрестности центрального максимума в сечении при нулевом доплеровском сдвиге частоты принятого сигнала на уровне ДКЧС размерности LN.

Полученные в работе результаты показали, что использование составных ДКЧС позволяет обеспечить требуемые качественные показатели ФН при меньших размерностях кода частоты ДКЧС, входящих в составной сигнал, по сравнению с размерностью кода, необходимой при использовании отдельного ДКЧС для достижения аналогичных характеристик функции неопределенности.

В четвертой главе рассматриваются вопросы формирования и обработки дискретно-кодированных по частоте сигналов. Предложены цифровые схемы устройств формирования и обработки ДКЧС и составных ДКЧС. В качестве управляемого устройства формирования предлагается использовать управляемый синтезатор частот, построенный на базе синтезатора прямого синтеза частот. Предложенная схема формирователя дискретно-кодированных по частоте сигналов позволяет излучать ДКЧС и СДКЧС с переменными параметрами N, L, D и различными кодовыми последовательностями частоты. При этом максимальное значение N для ДКЧС и ПДКЧС равно количеству синтезируемых частот Nf, а L ограничивается только требуемым объемом отводимой памяти блока памяти, хранящего кодовые последовательности различных длительностей. Размерности синтезируемых ДСЧЧМ ограничены произведением LN Nf.

В качестве устройства обработки обосновывается целесообразность использования фильтровой схемы построения приемника и предлагается структурная схема цифрового управляемого фильтра сжатия (ЦУФС). Предложенная структурная схема ЦУФС позволяет обрабатывать любой ДКЧС и ПДКЧС с размерностью N, меньшей или равной количеству цифровых полосовых фильтров NФ, благодаря использованию цифровой управляемой линии задержки (ЦУЛЗ). Размерность ПДКЧС L и значение параметра D ограничиваются только требуемым объемом оперативной памяти ЦУЛЗ. Данная схема может использоваться и в случае ДСЧЧМ, произведение размерностей которого LNNФ. Кроме того, предъявлены требования к быстродействию АЦП определяемые шириной спектра ДКЧС (СДКЧС).

Также в главе 4 рассмотрена предлагаемая структурная схема импульсной обзорной РЛС с применением дискретно-кодированных по частоте (ДКЧ) сигналов. Приведенная структурная схема позволяет улучшить тактические характеристики РЛС, обеспечиваемые ДКЧ сигналами с большой базой и "кнопочной" функцией неопределенности, за счет возможности оперативной смены зондирующего сигнала. Показана возможность экономии аппаратных ресурсов за счет совместного использования одинаковых блоков, входящих в структурные схемы устройств формирования и обработки ДКЧ сигналов.

В пятой главе проведена оценка эффективности РЛС с применением дискретно-кодированных по частоте сигналов. Сравнительная оценка эффективности использования различных ДКС в соответствии со свойствами их функций неопределенности подтвердила высокую эффективность применения ДКЧС Костаса, ПДКЧС и ДСЧЧМ, синтезированных на основе ДКЧС Костаса для повышения качественных характеристик РЛС. На рис. 4 приведено трехмерное тело функции неопределенности ДСЧЧМ Костаса при L=2, N=8.

Рис.4. ФН ДСЧЧМ Костаса L=2, N=8.

Полученные выводы справедливы и для более высоких размерностей L и N исследуемых ДКЧС и СДКЧС. При этом для достижения наилучших характеристик ФН среди СДКЧС при L>2 рекомендуется использовать ДСЧЧМ Костаса с кодом поднесущих частот, соответствующим кодовой последовательности Костаса размерности L.

Далее в главе 5 проведен анализ помехозащищенности РЛС с применением дискретно-кодированных по частоте сигналов. Исследовано влияние пассивной коррелированной помехи и различных активных помех на качество работы предложенного управляемого фильтра сжатия. Проведенный анализ помехозащищенности РЛС с применением дискретно-кодированных по частоте сигналов при воздействии различных помех показал, что в присутствии сосредоточенной помехи (заградительной шумовой помехи) при размерности ДКЧС N=20 достигается выигрыш в отношении сигнал-помеха на выходе фильтра сжатия около 30 дБ, а для ПДКЧС и ДСЧЧМ при той же размерности N и L=5 выигрыш составляет 37 дБ и 43 дБ соответственно. При воздействии узкополосных помех и размерности ДКЧС N=20 достигается выигрыш в отношении сигнал-помеха на выходе фильтра сжатия 23 дБ, а для ПДКЧС и ДСЧЧМ при той же размерности N и L=5 выигрыш составляет 30 дБ и 37 дБ соответственно. Кроме того, показано, что с ростом количества ДКЧС L, входящих в СДКЧС при фиксированном N, наибольший выигрыш в отношении сигнал-помеха обеспечивает ДСЧЧМ.

С увеличением размерностей N и L дискретно-кодированных по частоте сигналов растет коэффициент улучшения среднего отношения сигнал-помеха KУ при наличии пассивной коррелированной помехи и выигрыш в отношении сигнал-помеха для случая воздействия сосредоточенной, узкополосных и импульсных помех, будет возрастать.

Отмечено, что возможность оперативной смены рабочего ДКЧС (СДКЧС) существенно повышает помехозащищенность РЛС особенно в случае фильтрации мощных узкополосных, импульсных и структурных помех.

Таким образом, использование ДКЧС и СДКЧС с применением рассмотренных в главе 4 схем управляемых устройств формирования и обработки позволяет построить эффективную РЛС, инвариантную к целому комплексу помех.

Также в главе 5 проведен анализ скрытности работы РЛС с применением дискретно-кодированных по частоте сигналов, в результате которого показано, что использование РЛС с применением ДКЧС и СДКЧС Костаса позволяет повысить энергетическую и структурную скрытность, обеспечивая высокую эффективность работы РЛС.

Шестая глава посвящена основным вопросам разработки программного обеспечения (ПО), которое использовалось при синтезе и анализе ДКС. Разработанный в рамках диссертационной работы комплекс программного обеспечения "Моделирование ДКС" включает в себя несколько отдельных программ, наиболее важными из которых являются: программа расчета и моделирования ДКС "Моделирование ДКС", программа синтеза аналитических конструкций ДКЧС Костаса "АналитКостас", программа синтеза систем ДКЧС Костаса с помощью перестановочного и итерационных алгоритмов "Система ДКЧС" и программа синтеза псевдослучайных ДКЧС Костаса "Псевдослучайный ДКЧС". Все программы разработаны для выполнения под управлением операционных систем Windows 9x, Me, NT, 2000, XP компании "Microsoft Corporation". При разработке ПО использовался объектно-ориентированный подход, решались задачи 2-х и 3-х мерной визуализации с помощью графической библиотеки OpenGL и ее расширений (GLUT).

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТЫ

Pages:     | 1 || 3 |






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»