WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

Выбраны критерии и проведена оптимизация характеристик излучателей двухчастотных АР при различных сетках их расположения в апертуре АР. Найдены оптимальные характеристики одно- и двухчастотных печатных излучателей в составе двухчастотной АР на радиальном волноводе.

Проведена оптимизация характеристик широкополосного излучающего элемента линейного излучателя с косекансной ДН в двух рабочих диапазонах частот. Минимизирован уровень обратного излучения двухчастотного линейного излучателя. Оптимизирована косекансная ДН с учетом расположения и взаимного влияния широкополосных излучателей.

В третьей главе были определены требования к распределительным системам совмещенных двухчастотных АР. Предложены различные варианта построения распределительных систем двухчастотной АР. Рассмотрены предельно достижимые характеристики двухчастотных АР при использовании различных распределительных систем.

Рис.2 Двухчастотная моноимпульсная АР на радиальном волноводе

Известно, что в понятиях и терминах теории и техники антенно-фидерных устройств (АФУ) любую сложную систему СВЧ (в данном случае моноимпульсную двухчастотную АР) можно описать в виде эквивалентного многополюсника с матрицей рассеяния ранга N+3, в которой N соответствует общему числу элементов АР, а 3 — трём её входам (выходам) — одному суммарному и двум разностным. Будем считать, что (N+1)-ой парой клемм многополюсника является суммарный канал АР, а (N+2)- ой и (N+3)-ей, соответственно, азимутальный и угломестный разностные каналы АР. Первоначально будем полагать, что рассматриваемая АР является взаимным устройством (по отношению к приёмному и передающему режимам её работы) и, следовательно, считать её матрицу рассеяния симметрической, хотя последнее допущение в дальнейшем потребует некоторой корректировки нижеследующего анализа в форме введения специальных вариантов упомянутой матрицы отдельно для режимов работы моноимпульсной АР на передачу и приём.

Для случая взаимной АР указанная матрица рассеяния имеет следующий обобщённый вид, определяемый физическим смыслом её элементов, каковыми являются, во-первых, диагональные [s11 и т. д., которые по существу представляют собой коэффициенты отражения от всех перенумерованных выше входов (выходов) моноимпульсной АР, равные нулю в случае идеального её согласования], а также, во-вторых, внедиагональные элементы [sm, n, где m n, которые являются коэффициентами связи между излучателями и сумарно-разностными входами (выходами) АР]:

(1)

В простейшем идеальном случае (синфазной АР с равномерным АФР, свободной от взаимного влияния её излучателей) элементы матрицы рассеяния (1) необходимо задавать следующим очевидным образом [с учётом их «сквозной» нумерации, принятой в матрице (1)]:

(2)

где первое нулевое значение элементов S-матрицы соответствует оговоренному факту отсутствия взаимовлияния в АР, второе ненулевое положительное (1/N0,5) — равномерному распределению мощности суммарного канала между N её излучателями, такое же третье (1/N0,5) — распределению мощности азимутального разностного канала в правом полукруге апертуры ФАР (сквозная нумерация элементов АР 1 m, n N предполагается слева направо и сверху вниз по четырём её «90°»-секторам, начиная с правого верхнего, т. е. по часовой стрелке), четвёртое отрицательное (-1/N0,5) — аналогичному распределению в левом полукруге, пятое (1/N0,5) — аналогичное распределение в верхнем полукруге от угломестного разностного канала, шестое (-1/N0,5) — в нижнем полукруге, а седьмое нулевое — абсолютную (в идеальном случае) развязку суммарного и разностных каналов АР.

Результирующая матрица рассеяния (1) является следствием композиционного объединения S-матриц СВЧ - подсистем АР по правилу их «сшивания». К таковым относятся: во-первых, S-матрица ранга N, описывающая эфирное (внешнее, т. е. не по внутренним трактам) взаимное влияние N излучателей АР {в рассматриваемом идеализированном случае (без взаимовлияния элементов) она совпадает с нулевой матрицей Sn = [0]}; во-вторых, T-матрица передачи ранга N подсистемы СВЧ, включающей только элементы трактов излучателей до зондов связи с радиальным волноводом (в идеализированном случае синфазной АР без потерь она является единичной: Tф = \ехр(im)\ = =\1\N, где m — фазовая задержка в m-тракте, которая при наличии потерь в трактах является комплексной величиной); в-третьих, четыре полярно симметричных (по числу «90°»-секторов круговой апертуры моноимпульсной АР, используемых для формирования её суммарно-разностных ДН) S-матрицы ранга l+N/4 (S1+N/4), описывающая связь зондов излучателей с радиальным волноводом (см. рис. 2); в-четвёртых, S-матрица ранга 7 (S7), описывающая связь 4-х упомянутых секторов с суммарным и двумя разностными каналами АР.

Ключевую роль в достижении идеального результата (2) при композиционном объединении четырёх упомянутых матриц играет матрица взаимосвязи радиального волновода с введёнными в него зондами коаксиальных трактов излучателей (см. рис. 2), которая в идеальном случае (SN = [0] — нулевая матрица, Tф = \1\N — единичная матрица ранга N и S7 — матрица рассеяния идеальной двумерной суммарно-разностной схемы) должна выглядеть следующим образом:

(3)

где, как и прежде, последние [(l+N/4)-e] строка и столбец соответствуют входу (выходу) СВЧ - подсистемы (т. е. здесь — периметрическому «концу» «90°» - секториального радиального волновода). Матрица (3) является идеализированным ориентиром в качестве результата проектирования моноимпульсной АР с круглым раскрывом и равномерным АФР, удовлетворяющей заданным техническим требованиям.

Под ключевой матрицей здесь имеется в виду не идеальная (3), а реальная матрица рассеяния одного из четырёх суммарно-разностных секторов анализируемой АР S1+N/4. Ранг матрицы достаточно велик [1+(N/4) 300], но при этом задачу упрощает отсутствие металлических стенок в радиальном волноводе, разбивающих его конструкцию на 90°-сектора суммарно-разностной структуры апертуры моноимпульсной АР.

В выбранной конструкции секторное секционирование обеспечивается «виртуальными» (несуществующими) стенками (за счёт 90°-секторной реализации возбуждения апертуры по периметру радиального волновода, см. рис. 2), при которых в радиальном волноводе основной распространяющейся модой является поперечная Т-волна, а продольные (Н- и E-волны) здесь отсутствуют, поскольку они не удовлетворяют граничным условиями на «виртуальных» стенках секторов.

Учитывая последнее, разобьём решение этой электродинамической проблемы на подзадачи. В качестве первой рассмотрим режим возбуждения радиальным волноводом помешенных в него зондов (рис. 2) сходящейся волной T-типа по оси «90°»-сектора (т. е. под углом 45° относительно его «виртуальных» стенок). При этом будем предполагать, что введённые в радиальный волновод зонды эквидистантно размещены по этой оси и имеют длины, соответствующие чертежу на рис. 2, а их взаимовлияние пока учтём только в радиальном измерении.

Для расчёта были взяты известные формулы, строго описывающие связи основной Т-волны радиального волновода с зондами от коаксиальных переходов (см. рис. 2), применяемых в разработанной АР. Расчёт произведём путём инвертирования известного классического решения возбуждения радиального волновода (см. рис. 2) из его центра штырем. Под инвертированием здесь понимается последующая подмена распространяющихся волн в полученном решении в виде расходящихся от центра волновода функций (типа Ханкеля второго рода) сходящимися от его периметра функциями (типа Ханкеля первого рода).

Так же в главе 3 были рассмотрены различные схемы построения двухчастотной АР с косекансной ДН. Часть из этих оказалась неприменима по габаритам и высокому УБЛ, пространственный способ возбуждения исключается больших габаритов, последовательное возбуждение при фидерном способе возбуждения, исходя из допустимого УЧЧ. Отсюда следует построение делителя для питания АР, выполненного из полосковых (воздушно-полосковых) линий СВЧ по параллельной (ветвистой) схеме. Моноимпульсная работа АР приводит к разделению полотна при возбуждении на две части с питанием их через мостовое устройство для формирования суммарно-разностных диаграмм направленности.

Для создания двухчастотной антенной решетки была предложена схема возбуждения в горизонтальной плоскости (рис. 3). Данная схема позволяет независимо формировать суммарную и разностную ДН, а также канал ПБЛ в горизонтальной плоскости для двухчастотных диапазонов. Общая схема двухчастотной АР показана на рис. 3. распределение по разностному каналу.

Был предложен вариант двухчастотной АР с частотным сканированием в ВЧ диапазоне и проведен анализ распределительной системы АР на основе П-образного волновода с высокой углочастотной чувствительностью.

Рис. 3. Общая структурная схема двухчастотной АР.

В четвертой главе были выбраны критерии и проведен параметрический синтез характеристик распределительных систем двухчастотных АР. Проведена оптимизация характеристик распределительной системы двухчастотной АР на основе радиального волновода с учетом характеристик излучателей и схемы их расположения в аппетуре двухчастотной АР.

Главным критерием обеспечения заданного типа амплитудного распределения является выбор вектора длин зондов коллекторной решётки. В первоначальном приближении будем считать, что так называемый стартовый вектор зондов будет состоять из одинаковых по длине штырей.

Для расчёта вектора длин зондов, входящих в РВ, используем модифицированный метод наведенных ЭДС, который даёт более точный результат, чем, например, энергетический, так как при его использовании принимается во внимание влияние штырей друг на друга не в свободном пространстве, а с учётом «эфира» РВ.

Для расчёта двухчастотной АР и её характеристик разработан алгоритм, который учитывает все геометрические параметры и вышеописанные электродинамические эффекты и запишется в виде:

  1. Задаётся стартовый (равномерный для всех позиций) вектор длин зондов коллекторной решётки.
  2. Вычисляется матрица взаимных сопротивлений зондов КР [Z].
  3. Далее вычисляется матрица рассеянья многополюсника КР [S]

(4)

где - входное сопротивление НЧ или ВЧ излучателей в фрагменте решетки (типичное).

  1. Из уравнения (согласно методу наведенных ЭДС ):

(5)

где ; - действующие длины зондов, Еz – компонента возбуждающего поля, которые получены в работе.

  1. Далее определяется ток на входах зондов КР:

(6)

  1. По полученным из (6), определим мощность, которая поглощается штыревой структурой из РВ в волноводные каналы (см. рис. 1):

(7)

где – комплексно-сопряженный вектор токов, rnk – реальная часть элементов матрицы [Z], Рn – парциальная мощность, «отсасываемая» одним элементом, N – количество излучателей НЧ или ВЧ диапазона.

  1. Зависимость нормированного АФР тока в апертуре АР от мощности определяется: (8)
  2. По найденному АФР находим основные характеристики АР:

ДН : (9)

где d – расстояние между штыревыми элементами, – парциальная ДН излучателя НЧ или ВЧ диапазона в блочно периодической решетке.

КНД : (10)

КИП : (11)

где S – площадь раскрыва АР.

При расчёте вектора длин зондов коллекторной решетки РВ принимаем, что при работе ВЧ диапазона излучатели НЧ имеют такие же характеристики в ВЧ диапазоне, как и ВЧ излучатели. Необходимо также отметить, что при работе распределительной в НЧ диапазоне, реальная часть входного сопротивления излучателей ВЧ диапазона мала и при расчете ДН НЧ диапазона не учитываются.

Найден вектор длин зондов коллекторной решетки минимизирующий УБЛ и максимизирующий усиление АР в обоих частотных диапазонах табл.1.

к

1

2

3

4

LНЧ/

0,167

0,167

0,15

0,15

к

1

2

3

4

5

6

7

8

LВЧ/

0,333

0,333

0,333

0,333

0,3

0,3

0,267

0,267

Табл.1

Соответствующие ему расчетные ДН двухчастотной АР на радиальном волноводе показаны на рис. 4. На основе полученного вектора длин зондов был изготовлен макет двухчастотной АР рис. 5 а) и измерены его ДН рис. 5 б) (ДН двухчастотной АР на радиальном волноводе в НЧ диапазоне)

[град.] [град.]

F()[дБ]

а) б)

——— Е–плоскость ——— Н–плоскость

Рис. 4 ДН совмещенной АР в при векторе зондов, обеспечивающем минимум УБЛ в обоих диапазонах: а) в НЧ диапазоне, б) в ВЧ диапазоне.

а) б)

Рис. 5 Макет двухчастотной АР на радиальном волноводе

Минимизировано количество излучающих элементов в апертуре двух- частотной АР, при условии сохранения необходимого уровня усиления.

Также в главе была синтезирована косекансная ДН для двухчастотного линейного излучателя в секторе углов 0–55градусов при длине линейки не более 2 метров. Шаг между излучателями и их количество в линейке были выбраны исходя из результатов численного исследования, которое показало, что оптимальным является шаг d=120мм и количество излучателей N= 16. Так же было показано, что только изменение фаз возбуждения отдельных элементов для синтеза качественной ДН в двух частотных диапазонах недостаточно, «оптимальное» амплитудное и фазовое распределение показаны рис.6 а соответствующие им ДН рис.7.

а) б)

Рис.6 а) Фазовое распределение б) Амплитудное распределение для линейного излучателя с косекансной ДН после оптимизации

Рис.7 ДН линейного излучателя с косекансной ДН на средних частотах 1-ого и 2-ого диапазонов после оптимизации.

Pages:     | 1 || 3 |






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»