WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

загрузка...
   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

Рис.3. Топологическая модель двухпозиционного фазовращателя отражательного типа: PORT P=1 – прямоугольный волновод половинной высоты, TLIN ID=TL1 – волновод половинной высоты, частично заполненный диэлектриком, XFMR ID=XF1 - идеальный трансформатор, TLIN ID=TL2 – копланарная линия передачи, IND ID=L1 – индуктивность, PIN ID=D1 - p-i-n диод

Так как планарная петля связи является элементом волноводного тракта с волной типа Н10 и, одновременно, отрезком линии передачи с волной, близкой к Т-волне, то на топологической модели она представлена двумя элементами: идеальным трансформатором и отрезком копланарной линии передачи.

Коэффициент трансформации идеального трансформатора является одним из важнейших параметров топологической модели. Расчет коэффициента трансформации проведен электродинамическим методом с использованием понятия наведенной ЭДС в замкнутом контуре.

Для частного случая центрально-симметричного расположения диэлектрической пластины зависимость коэффициента трансформации от геометрических размеров волновода и петли связи имеет вид:

, (1)

где h – высота петли связи, l – длина петли связи, b0 – высота волновода,
а0 – ширина волновода, d – расстояние от петли связи до узкой стенки волновода, К – постоянная распространения в волноводе с диэлектрической пластиной, А и В – постоянные коэффициенты, – поперечное волновое число в области диэлектрической пластины, - поперечное волновое число в области, свободной от диэлектрика.

Соотношение (1) указывает на нелинейный характер зависимости коэффициента трансформации от частоты. Это усложняет анализ, но, с другой стороны, расширяет возможности оптимизации электрических параметров.

Другим важным элементом схемы является отрезок копланарной линии передачи TL2. Расчет параметров КПЛ: волнового сопротивления и эффективной диэлектрической проницаемости, проводится в квазистатическом приближении известными методами конформного преобразования.

Электрические параметры частично заполненного волновода TL1 рассчитываются прямым электродинамическим методом путем приравнивания составляющих поля на границе с диэлектриком.

По определению, фазовый сдвиг отражательного фазовращателя равен разности фаз коэффициентов отражения от входа фазовращателя при включенных и выключенных диодах. Расчет коэффициента отражения проводится матричным методом по известной формуле:

, (2)

где Г2 – коэффициент отражения от несогласованной нагрузки, а Т11, Т12, Т21, Т22 являются элементами матрицы передачи четырехполюсника. В данном случае несогласованной нагрузкой является p-i-n диод, а матрица передачи четырехполюсника получается перемножением матриц передачи всех элементов схемы, находящихся перед p-i-n диодом.

На рис.4 представлены рассчитанные и измеренные фазочастотные характеристики (ФЧХ) двухпозиционного отражательного фазовращателя S-диапазона с планарной петлей связи и диодами 2А517А, обеспечивающего фазовый сдвиг 180о. Наблюдаемые экспериментальные и расчетная характеристики имеют одинаковый ход, что свидетельствует об адекватности модели. Относительная погрешность вычисления не превышает 4%. Сдвиг по частоте рассчитанной характеристики относительно экспериментальных данных составляет около 2,5 %.

Рис. 4. Измеренные и рассчитанная ФЧХ двухпозиционного
отражательного фазовращателя

Как следует из представленных зависимостей, для измеренных ФЧХ характерна точка перегиба на частоте 2,25 ГГц, которая имеется и на рассчитанной ФЧХ на частоте 2,3 ГГц. Эта точка совпадает по частоте с точкой пересечения частотных характеристик волнового сопротивления пустого и частично заполненного волноводов (рис.5).

Рис.5. Волновые сопротивления пустого и частично заполненного волноводов

Рассчитанная с использованием топологической модели ФЧХ в расширенной полосе частот для двух значений диэлектрической проницаемости подложки представлена на рис. 6.

Рис.6. ФЧХ в расширенной полосе частот

ФЧХ имеет нелинейную зависимость от частоты с выраженными минимумом и максимумом, разность уровней которых определяет разброс фазового сдвига в рабочем диапазоне частот, при этом наблюдается существенное снижение разброса фазового сдвига при уменьшении диэлектрической проницаемости подложки. Однако, как показывают расчеты, волновое сопротивление копланарной линии передачи при уменьшении диэлектрической проницаемости подложки увеличивается, и для того, чтобы его привести в соответствие с топологической моделью, необходимо уменьшать зазор между стенкой волновода и петлей связи. Это приводит к снижению технологичности конструкции, а также уменьшению электрической прочности.

Другой путь управления ФЧХ заключается в использовании нелинейного характера зависимости коэффициента трансформации от частоты (рис.7, 8).

Рис.7. Зависимость коэффициента трансформации от частоты при разных длинах петли связи: 1- l=30,1 мм,
2- l=31,5 мм, 3- l=33 мм

Рис.8. Зависимость ФЧХ от вида частотной зависимости коэффициента трансформации (кривые 1, 2, 3 соответствуют зависимостям с теми же номерами на рис.7)

Сдвиг частотной характеристики коэффициента трансформации приводит, как следует из полученных зависимостей, к изменению разброса фазового сдвига.

Еще одним существенным фактором, оказывающим влияние на ФЧХ в расширенной полосе частот, является длина диэлектрической пластины, о чем свидетельствуют расчетные зависимости, представленные на рис. 9. Влияние длины пластины на ФЧХ особенно сказывается на краях частотного диапазона, где, согласно рис.5, волновые сопротивления волноводов имеют наибольшее отличие друг от друга. В области близких значений волновых сопротивлений фазочастотные характеристики имеют минимальное расхождение.

Рис.9. Зависимость ФЧХ от длины (L) диэлектрической пластины

Амплитудно-частотные характеристики двухпозиционного фазовращателя с ФЧХ, приведенной на рис.4, представлены на рис.10. Меньшие расчетные значения вносимых потерь по сравнению с экспериментальными данными объясняются тем, что при расчете учитывались только потери в диодах и не принимались во внимание потери в петле связи, волноводе и диэлектрической пластине.

Рис.10. Амплитудно-частотные характеристики двухпозиционного фазовращателя

Во второй главе рассматриваются волноводные фазовращатели проходного типа с p-i-n диодами и планарными петлями связи, построенные по типу нагруженной линии.

Специфика фазовращателей типа нагруженной линии состоит в суммировании малых фазовых сдвигов, создаваемых рядом реактивных элемнтов (РЭ), установленных в волноводе друг за другом на определенном расстоянии. В отличие от фазовращателей отражательного типа, где планарная петля связи ориентирована в продольном направлении, в проходных фазовращателях петля связи расположена поперек волновода. Базовым элементом проходного фазовращателя является элементарная фазосдвигающая ячейка, состоящая из двух реактивных элементов, расположенных на таком расстоянии друг от друга, при котором суммарное отражение СВЧ волны будет минимальным.

На рис. 11 представлена конструкция РЭ с несимметричной петлей связи, которая используется в элементарных фазосдвигающих ячейках фазовращателя типа нагруженной линии.

Рис. 11. РЭ с несимметричной планарной петлей связи

В несимметричной конструкции один конец петли нагружен p-i-n диодом, а другой остается ненагруженным. Электрическая длина ненагруженного конца петли связи (считая по средней линии от плоскости симметрии волновода) примерно равна 90о, поэтому, несмотря на то, что конструкция реактивного элемента является несимметричной, излучение СВЧ мощности через управляющий электрод будет минимальным, так как он присоединен к точке с нулевым напряжением. Несимметричность топологии планарной петли связи вызывает необходимость при анализе учитывать оба плеча петли связи, что дает дополнительные возможности при проведении оптимизации.

Существенным преимуществом несимметричной планарной петли связи является то, что она позволяет использовать один p-i-n диод, что дает снижение тока управления и повышение надежности по сравнению с симметричной петлей связи. Указанный фактор является особенно важным в многопозиционных фазовращателях с большим количеством РЭ.

Топологическая модель РЭ с несимметричной планарной петлей связи изображена на рис.12.

Рис. 12. Топологическая модель РЭ с несимметричной планарной петлей связи

Так как отрезки линий TL3 и TL4 соединены последовательно, нагрузка Z2 вторичной цепи идеального трансформатора XF1 рассчитывается как

, (3)

где Zн - полное сопротивление p-i-n диода, Z03 и 3 – соответственно волновое сопротивление и электрическая длина разомкнутого на конце отрезка копланарной линии передачи TL3, Z04 и 4 – соответственно, волновое сопротивление и электрическая длина отрезка копланарной линии передачи TL4, нагруженного p-i-n диодом.

Как известно, в многопозиционных фазовращателях для получения больших фазовых сдвигов применяют каскадное включение элементарных ячеек, при этом суммарная реактивная проводимость в плоскости соединения каскадов равна удвоенному значению реактивной проводимости одного элемента. Для реализации удвоенной реактивной проводимости предложена двойная симметричная планарная петля связи (рис.13).

Рис.13. РЭ с двойной симметричной планарной петлей связи

Двойная симметричная планарная петля связи представляет собой две одинаковые петли связи, выполненные на противоположных сторонах диэлектрической подложки и соединенные на концах металлическими перемычками. Реактивный элемент с двойной петлей связи обеспечивает фазовый сдвиг примерно вдвое больший, чем реактивный элемент с одной петлей, так как двойная петля связи имеет две поверхности, пронизываемые магнитным потоком.

Для РЭ с двойной симметричной петлей связи топологическая модель представлена на рис. 14.

Рис.14. Топологическая модель РЭ с двойной симметричной планарной петлей связи

Предлагаемый метод расчета коэффициента трансформации планарной петли связи, расположенной в поперечном сечении волновода, заключается в усреднении наведенных ЭДС: одной – в петле связи, полностью окруженной воздушной средой, другой – в петле связи, находящейся в бесконечно протяженном вдоль волновода диэлектрическом слое, ширина которого равна длине диэлектрической пластины. С учетом указанных допущений выражение для коэффициента трансформации n планарной петли связи, находящейся на границе диэлектрика и воздушной среды, будет иметь вид:

, (4)

где – поперечное волновое число в области диэлектрического слоя.

Из соотношения (4) следует, что коэффициент трансформации планарной петли связи, расположенной в поперечном сечении волновода, будет всегда меньше 1. Исключение составляют случаи, когда =/а0 (полное отсутствие диэлектрика или полное заполнение диэлектриком поперечного сечения волновода).

На рис.15 приведены рассчитанные с помощью соотношения (4) зависимости коэффициента трансформации n (умноженного на b0/h) от длины планарной петли связи для диэлектрических подложек одинакового размера, но с различными диэлектрическими проницаемостями. Из полученных зависимостей следует, что для петли связи на диэлектрике с меньшим максимально достижимое значение коэффициента трансформации выше, чем для петли связи на диэлектрике с большим.

Рис.15. Зависимость коэффициента трансформации
от длины петли связи для различных материалов подложек

На рис.16 представлены рассчитанные зависимости коэффициента трансформации от длины петли связи при различной длине диэлектрической пластины, из которых следует, что при увеличении длины диэлектрической пластины при неизменной длине петли связи коэффициент трансформации изменяется. При этом наблюдается тенденция к росту максимально достижимого значения коэффициента трансформации при увеличении длины подложки.

Рис.16. Зависимость коэффициента трансформации
от длины петли связи при различной длине D подложки

С использованием предложенной топологической модели РЭ с несимметричной петлей связи проведен расчет ФЧХ элементарной 45о-й ячейки Х-диапазона.

Рассчитанная и измеренная фазочастотные характеристики 45о-й ячейки приведены на рис.17. Смещение расчетных и экспериментальных данных по частоте находится в пределах 5%, погрешность расчета фазового сдвига составляет около 11%.

Частотные зависимости КСВН для двух режимов p-i-n диодов имеют вид, представленный на рис.18. В 8%-й полосе рассчитанные значения КСВН не превышают 1,3.

Рис.17. ФЧХ элементарной ячейки Рис.18. КСВН элементарной ячейки(«+» – прямое смещение p-i-n диодов, «–» – обрат ное смещение p-i-n диодов)

Измеренные КСВН двух реактивных элементов, установленных в макете элементарной 45о-й ячейки, представлены на рис. 19, там же приведены теоретические зависимости. В режиме прямого смещения
p-i-n диодов теоретические и экспериментальные зависимости КСВН от частоты обладают сходством, в режиме обратного смещения p-i-n диодов наблюдается относительный сдвиг по частоте рассчитанной и экспериментальных зависимостей, обусловленный технологическим разбросом емкостей используемых промышленных p-i-n диодов.

Вносимые потери для двух режимов смещения p-i-n диодов приведены на рис.20.

Рис.19. КСВН реактивных элементов «1»
и «2»: верхний ряд – прямое смещение
p-i-n диодов, нижний ряд – обратное смещение p-i-n диодов

Рис.20. Вносимые потери элементарной ячейки («+» – прямое смещение p-i-n диодов, «–» – обратное смещение p-i-n диодов)

В третьей главе обсуждаются способы построения многопозиционных проходных и отражательных фазовращателей с планарными петлями связи.

Рассмотрены две схемы отражательных фазовращателей:

1) с использованием двухпозиционных отражательных фазовращателей (коммутационный фазовращатель);

2) с использованием двухпозиционных отражательных фазовращателей и элементарных ячеек проходного типа (комбинированный фазовращатель).

Конструкция многопозиционного отражательного фазовращателя коммутационного типа показана на рис. 1. Для получения N состояний фазы требуется (N-1) двухпозиционных фазовращателей.

Pages:     | 1 || 3 |






© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»