WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 |   ...   | 4 | 5 ||

«a ГЛАВА 1 ВВЕДЕНИЕ 1 a РАЗДЕЛ 1 ВВЕДЕНИЕ Уолт Кестер ПРОИСХОЖДЕНИЕ ФИЗИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ И ЕДИНИЦЫ ИХ ИЗМЕРЕНИЯ В этой книге мы будем прежде всего иметь дело с обработкой физических ...»

-- [ Страница 6 ] --

Последовательно включенный резистор (обозначенный символом R на рис. 10.17) между выходом АЦП и входом буферного регистра помогает минимизировать цифровые импульсные токи, которые могут повлиять на качество работы преобразователя. Этот резистор изолирует драйвер цифрового выхода преобразователя от входной емкости буферного регистра. Кроме того, RC-цепочка, образуемая резистором R и входной емкостью буферного регистра, действует как фильтр низкой частоты и таким образом сглаживает резкие фронты.

Типичный логический элемент КМОП в сочетании с дорожкой печатной платы и сквозным переходом образует емкостную нагрузку величиной около 10 пФ. Скорость переключения логического выхода величиной 1 В/нс вызовет импульс тока в 10 мА, если здесь не будет изолирующего резистора:

v В I = C = 10 пФ 1нс = 10 мА t Последовательно включенный резистор сопротивлением 500 Ом уменьшит данный выходной ток и в результате увеличит время нарастания и спада импульса до приблизительно 11 нс, если входная емкость регистра будет равна 10 пФ:

tr = 2.2 = 2.2 R·C = 2.2 500 Ом 10 пФ = 11 нс a Регистров ТТЛ желательно избегать;

они могут заметно увеличить динамические токи переключения, так как имеют большую входную емкость.

Буферный регистр и другие цифровые схемы должны быть заземлены и развязаны на цифровой заземляющей поверхности печатной платы. Обратите внимание, что любой шумовой сигнал между аналоговой и цифровой заземляющими поверхностями уменьшает запас помехоустойчивости цифрового интерфейса преобразователя. Так как запас помехоустойчивости цифровой схемы составляет порядка сотен или тысяч милливольт, это едва ли будет иметь значение. Аналоговая заземляющая поверхность обычно не бывает слишком "шумной", но если шум на цифровой заземляющей поверхности (относительно аналоговой заземляющей поверхности) превышает несколько сотен милливольт, то необходимо предпринять шаги для уменьшения импеданса цифровой заземляющей поверхности, таким образом обеспечивая приемлемый уровень запаса помехоустойчивости цифровой схемы. Ни при каких условиях напряжение между двумя заземляющими поверхностями не должно превышать 300 мВ, иначе ИС может выйти из строя.

Также весьма желательно наличие отдельных источников питания для аналоговой и цифровой схем. Для питания преобразователя необходим "аналоговый" источник питания.

Если преобразователь имеет вывод, обозначенный как вывод питания цифровой части схемы (VD), он должен быть подключен или к отдельному "аналоговому" источнику питания, или подключен через фильтр, как показано на схеме. Все выводы питания преобразователя должны быть развязаны на аналоговой заземляющей поверхности, а все выводы питания цифровых схем должны быть развязаны на цифровой заземляющей поверхности, как показано на рис. 10.18. Если источник "цифрового" питания относительно тихий, он может оказаться вполне пригодным для питания аналоговых схем, но будьте очень внимательны.

В некоторых случаях не представляется возможным подключить вывод VD к источнику питания аналоговой части. Некоторые из новейших высокоскоростных ИС могут быть рассчитаны на работу аналоговой части при напряжении питания 5 В, в то время как цифровая часть питается от источника +3 В для того, чтобы быть совместимым с 3 вольтовой логикой. В этом случае вывод питания +3 В микросхемы должен быть развязан непосредственно на аналоговую заземляющую поверхность. Также будет благоразумно включить дроссель на ферритовой бусине последовательно с линией питания, которая подключена к выводу питания +3 В цифровой части ИС.

a ТОЧКИ ЗАЗЕМЛЕНИЯ И РАЗВЯЗКИ ДРОССЕЛЬ VD С ФЕРРИТОВОЙ VA VA БУСИНОЙ См.

текст A A VA D R АЦП БУФЕР ОУ ИЛИ ИЛИ К ДРУГИМ ЦАП РЕГИСТР R ЦИФРОВЫМ СХЕМАМ VA A AGND DGND A A A D ИСТОЧНИК ГЕНЕРАТОР ОПОРНОГО АНАЛОГОВАЯ ЗАЗЕМЛЯ ТАКТОВЫХ НАПРЯЖЕНИЯ A ЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ VA ИМПУЛЬСОВ ЦИФРОВАЯ ЗАЗЕМЛЯ D ЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ A A A Рис. 10. Схема генератора тактовых импульсов должна рассматриваться как аналоговая схема также должна быть заземлена и тщательно разведена на аналоговой заземляющей поверхности. Фазовый шум генератора тактовых импульсов приводит к ухудшению отношения сигнал/шум (SNR) системы, как будет вкратце рассмотрено ниже.

О ГЕНЕРАТОРЕ ТАКТОВЫХ ИМПУЛЬСОВ В высокопроизводительных системах дискретизации для генерации тактовых импульсов преобразования АЦП (или ЦАП) необходимо использовать кварцевый генератор с низким фазовым шумом, т.к. фазовый шум (jitter) тактового генератора модулирует аналоговый входной/выходной сигнал и увеличивает уровень шума и искажений. Генератор тактовых импульсов должен быть изолирован от шумных цифровых цепей и заземлен и развязан на аналоговой заземляющей поверхности, точно так же как операционные усилители и АЦП.

Действие фазового шума тактового генератора на отношение сигнал/шум (SNR) аналогово-цифрового преобразователя выражается следующей приблизительной формулой:

SNR = 20·log10[ 2ft ] j где SNR – это отношение сигнал/шум идеального АЦП с бесконечным разрешением, в котором единственным источником шума является шум, вызванный фазовым шумом тактового генератора со среднеквадратичным значением tj. Обратите внимание, что f в приведенном уравнении означает частоту аналогового входного сигнала. Приведем простой пример. Пусть среднеквадратичное значение tj = 50 пс, f = 100 кГц, тогда a отношение сигнал/шум SNR = 90 dB, что соответствует 15-разрядному динамическому диапазону.

Необходимо отметить, что tj в приведенном уравнении – это корень из суммы квадратов величин фазового шума внешнего тактового генератора и фазового шума внутренних тактовых импульсов АЦП (называемого апертурным фазовым шумом). Однако в большинстве высокопроизводительных АЦП внутренний апертурный фазовый шум пренебрежимо мал по сравнению с фазовым шумом генератора тактовых импульсов.

Так как ухудшение соотношения сигнал/шум (SNR) в первую очередь связано с фазовым шумом внешнего тактового генератора, необходимо принять меры для того, чтобы генератор тактовых импульсов был насколько возможно малошумящим и имел наименьший из возможных фазовый шум. Это требует применения кварцевого генератора. Существует ряд производителей миниатюрных кварцевых генераторов с низким уровнем фазового шума (со среднеквадратичным значением менее 5 пс) и с КМОП-совместимым выходом. (Например, MF Electronics, 10 Commerce Dr., New Rochelle, NY 10801, Tel. 914-576-6570.) В идеале кварцевый тактовый генератор должен находиться на аналоговой заземляющей поверхности в системе с раздельным заземлением. Однако это не всегда возможно по различным причинам. Во многих случаях тактовые импульсы преобразователя необходимо получить из более высокочастотных тактовых импульсов всей системы, которые генерируются на цифровой заземляющей поверхности. Затем эти импульсы должны идти от места их генерации на цифровой заземляющей поверхности к АЦП, находящемуся на аналоговой заземляющей поверхности. Шум между двумя заземляющими поверхностями добавляется непосредственно к тактовому сигналу и приводит к увеличению фазового шума. Этот фазовый шум может ухудшить соотношение сигнал/шум преобразователя, а также вызвать появление нежелательных гармоник.

Данное явление иногда можно устранить, если передавать тактовые импульсы как дифференциальный сигнал с помощью либо небольшого высокочастотного трансформатора, как показано на рис. 10.19, либо с помощью быстродействующих интегральных микросхем дифференциального драйвера и приемника. Если используется активный дифференциальный драйвер и приемник, то они должны быть выполнены по технологии ECL, чтобы минимизировать фазовый шум. В системе с однополярным питанием +5 В микросхема ECL-логики может быть включена между шиной земли и питания +5 В (PECL), а сигнал с дифференциальных выходов преобразован для подачи на вход тактовых импульсов АЦП. В любом случае, изначальные тактовые импульсы должны быть генерированы с помощью кварцевого генератора с низким уровнем фазового шума.

a ПЕРЕДАЧА ТАКТОВЫХ ИМПУЛЬСОВ С ЦИФРОВОЙ ЗАЗЕМЛЯЮЩЕЙ ПОВЕРХНОСТИ НА АНАЛОГОВУЮ ЦИФРОВАЯ ЗАЗЕМЛЯ- АНАЛОГОВАЯ ЗАЗЕМЛЯ ЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ ЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ VD VD ТАКТОВЫЕ ИМПУЛЬСЫ ГЛАВНЫЙ ГЕНЕРАТОР ГЕНЕРАТОР ТАКТОВЫХ С НИЗКИМ ФАЗОВЫМ СПОСОБ ИМПУЛЬСОВ СИСТЕМЫ ШУМОМ VD D D D A VD VA ТАКТОВЫЕ DSP ИЛИ ИМПУЛЬСЫ + МИКРОПРОЦЕССОР _ СПОСОБ D D A 1 = Фазовый шум (jitter) tj SNR = 20 log [ ] 2ftj f = Частота аналогового сигнала Рис. 10. ИСТОЧНИКИ НЕУДАЧ ПРИ ЗАЗЕМЛЕНИИ СИСТЕМЫ СО СМЕШАННЫМИ СИГНАЛАМИ: ПРИМЕНЕНИЕ ОДНОПЛАТНОЙ СХЕМЫ ЗАЗЕМЛЕНИЯ К МНОГОПЛАТНОЙ СИСТЕМЕ В большинстве технических описаний АЦП, ЦАП и других устройств со смешанными сигналами речь идет о заземлении на единственной печатной плате, обычно оценочной плате, разработанной тем же производителем, что и данная микросхема. Использование этого подхода к многоплатным системам или к системам с несколькими АЦП/ЦАП часто является источником неудач. Обычно рекомендуется разделять заземляющую поверхность печатной платы на аналоговую и цифровую. Далее рекомендуется выводы AGND и DGND преобразователя соединить вместе и соединить аналоговую заземляющую поверхность с цифровой в этой же точке, как показано на рис. 10.20. Это, в сущности, создает в устройстве со смешанными сигналами систему заземления "звезда".

Все шумные цифровые токи протекают от источника "цифрового" питания к цифровой заземляющей поверхности и обратно к "цифровому" источнику, они изолированы от чувствительной аналоговой части платы. Система заземления "звезда" образуется, когда аналоговая и цифровая заземляющие поверхности соединены вместе в той точке, где находится устройство со смешанными сигналами. Хотя этот подход обычно работает в простой системе с одной печатной платой и одним АЦП/ЦАП, он не является оптимальным для многоплатных систем со смешанными сигналами. В системе, имеющей несколько АЦП или ЦАП на различных печатных платах (или на одной, если хотите), аналоговая и цифровая поверхности получаются соединенными в нескольких точках, создавая возможность появления контуров заземления и делая систему заземления в одной точке "звездой" невозможной. По этим причинам такой подход к заземлению не a рекомендуется для многоплатных систем;

для ИС со смешанными сигналами и небольшими цифровыми токами должен использоваться метод, обсужденный выше.

ЗАЗЕМЛЕНИЕ ИС СО СМЕШАННЫМИ СИГНАЛАМИ:

ОДНОПЛАТНАЯ СИСТЕМА (ТИПИЧНАЯ ОЦЕНОЧНАЯ/ТЕСТОВАЯ ПЛАТА) VA VD V A ИС V D СО АНАЛОГОВЫЕ ЦИФРОВЫЕ СМЕШАННЫМИ СХЕМЫ СХЕМЫ СИГНАЛАМИ AGND DGND ТОЧКА ЗАЗЕМЛЕНИЯ A A D D "ЗВЕЗДОЙ" АНАЛОГОВАЯ ЦИФРОВАЯ ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ ПОВЕРХНОСТЬ A D АНАЛОГ. ЦИФРОВОЙ И.П. И.П.

Рис. 10. ВЫВОДЫ: ЗАЗЕМЛЕНИЕ УСТРОЙСТВ СО СМЕШАННЫМИ СИГНАЛАМИ И МАЛЕНЬКИМИ ЦИФРОВЫМИ ТОКАМИ В МНОГОПЛАТНЫХ СИСТЕМАХ Схема на рис. 10.21 обобщает ранее описанный подход к заземлению в устройствах со смешанными сигналами и небольшими цифровыми токами. На аналоговую заземляющую поверхность помехи не проникают, т.к. небольшие импульсные цифровые токи протекают по небольшому контуру между VD, развязывающим конденсатором и DGND (показано жирной линией).Устройство со смешанными сигналами любого назначения рассматривается как аналоговый компонент. Шум VN между заземляющими поверхностями уменьшает запас помехоустойчивости в цифровом интерфейсе, но обычно он не вреден, если поддерживать его на уровне менее 300 мВ с помощью низкоимпедансной цифровой заземляющей поверхности на всем пути к точке заземления системы "звездой".

Однако устройства со смешанными сигналами, такие как сигма-дельта АЦП, кодеки и DSP со встроенными аналоговыми функциями, становятся все более и более насыщенными цифровыми схемами. Вместе с дополнительными цифровыми схемами цифровые токи и шумы становятся больше. Например, сигма-дельта АЦП или ЦАП содержат сложный цифровой фильтр, который существенно увеличивает цифровой ток в устройстве. Метод, который был обсужден ранее, заключался в помещении развязывающего конденсатора между VD и DGND с целью удерживать цифровые токи замкнутыми и изолированными в небольшом контуре. Однако если цифровые токи достаточно большие и имеют постоянную или низкочастотную составляющую, развязывающий конденсатор, возможно, должен будет иметь неприемлемо большую a емкость. Любой цифровой ток, который протекает вне контура между VD и DGND, вынужден будет проходить через аналоговую заземляющую поверхность. Это может отрицательно повлиять на работу системы, особенно в системах с высоким разрешением.

ЗАЗЕМЛЕНИЕ ИС СО СМЕШАННЫМИ СИГНАЛАМИ С НЕБОЛЬШИМИ ВНУТРЕННИМИ ЦИФРОВЫМИ ТОКАМИ:

МНОГОПЛАТНАЯ СИСТЕМА ШУМ МЕЖДУ ЗАЗЕМЛЯ N VN V = ЮЩИМИ ПОВЕРХНОСТЯМИ VD VA ФИЛЬТР V A V D ИС R СО БУФЕРНЫЙ ШИНА ЦИФРОВЫЕ АНАЛОГОВЫЕ СМЕШАННЫМИ РЕГИСТР СХЕМЫ СХЕМЫ СИГНАЛАМИ AGND DGND A A A D D АНАЛОГОВАЯ ЦИФРОВАЯ ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ ПОВЕРХНОСТЬ A A D D К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ ЦИФРОВОЙ ЧАСТИ АНАЛОГОВОЙ ЧАСТИ К ТОЧКЕ ЗАЗЕМЛЕНИЯ "ЗВЕЗДОЙ" Рис. 10. Трудно заранее сказать, какая величина цифрового тока, текущего по аналоговой заземляющей поверхности, будет неприемлема для системы. Все, что мы можем сделать в связи с этим – это предложить альтернативный метод заземления, который, возможно, обеспечит лучшую производительность.

ВЫВОДЫ: ЗАЗЕМЛЕНИЕ УСТРОЙСТВ СО СМЕШАННЫМИ СИГНАЛАМИ С БОЛЬШИМИ ЦИФРОВЫМИ ТОКАМИ В МНОГОПЛАТНОЙ СИСТЕМЕ Альтернативный метод заземления для устройств со смешанными сигналами и большими цифровыми токами показан на рис. 10.22. Вывод AGND устройства со смешанными сигналами связывается с аналоговой заземляющей поверхностью, а вывод DGND этого устройства связывается с цифровой заземляющей поверхностью. Цифровые токи изолированы от аналоговой заземляющей поверхности, но шум между двумя заземляющими поверхностями прикладывается прямо между выводами AGND и DGND устройства. Чтобы этот метод был успешным, аналоговые и цифровые схемы в устройстве со смешанными сигналами должны быть хорошо изолированы. Шум между выводами AGND и DGND не должен быть настолько большим, чтобы уменьшить запас помехоустойчивости или вызвать нарушение работы внутренних аналоговых схем.

a ЗАЗЕМЛЕНИЕ ИС СО СМЕШАННЫМИ СИГНАЛАМИ С НЕБОЛЬШИМИ ВНУТРЕННИМИ ЦИФРОВЫМИ ТОКАМИ:

МНОГОПЛАТНАЯ СИСТЕМА VN ШУМ МЕЖДУ ЗАЗЕМЛЯ N VN V = ЮЩИМИ ПОВЕРХНОСТЯМИ VA VD V A ИС V D * СО ВСТРЕЧНО ЦИФРОВЫЕ АНАЛОГОВЫЕ СМЕШАННЫМИ ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ СХЕМЫ СИГНАЛАМИ ДИОДЫ ШОТКИ AGND DGND ИЛИ ДРОССЕЛЬ С ФЕРРИТОВОЙ БУСИНОЙ A A D D АНАЛОГОВАЯ ЦИФРОВАЯ * ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ ПОВЕРХНОСТЬ A A D D К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ АНАЛОГОВОЙ ЧАСТИ ЦИФРОВОЙ ЧАСТИ К ТОЧКЕ ЗАЗЕМЛЕНИЯ "ЗВЕЗДОЙ" Рис. 10. На рис.10.22 показано место возможного включения встречно-параллельных диодов Шоттки или дросселя на ферритовой бусине для соединения аналоговой и цифровой заземляющих поверхностей. Диоды Шоттки предотвращают появление больших постоянных напряжений или низкочастотных выбросов напряжения между двумя поверхностями. Эти напряжения могут даже повредить ИС со смешанными сигналами, если они превысят 300 мВ, потому что они появляются непосредственно между выводами AGND и DGND. Как альтернатива диодам Шотки дроссель на ферритовой бусинке обеспечивает связь по постоянному току между этими двумя поверхностями, но изолирует их на частотах выше нескольких мегагерц, на которых дроссель-бусинка обретает импеданс. Это защищает ИС от появления постоянного напряжения между выводами AGND и DGND, но связь по постоянному току, обеспечиваемая соединением с ферритовой бусинкой, может привести к появлению нежелательного контура заземления по постоянному току, что может быть неприемлемо для систем высокого разрешения.

ЗАЗЕМЛЕНИЕ ЦИФРОВЫХ ПРОЦЕССОРОВ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ (DSP) С ВНУТРЕННИМИ СИСТЕМАМИ ФАПЧ Как и при рассмотрении ИС со смешанными сигналами, где просто заземления AGND и DGND было недостаточно, новые процессоры цифровой обработки сигналов (DSP), такие как ADSP-21160 SHARC со встроенной системой ФАПЧ, увеличивают требования к проектированию заземления. Система ФАПЧ ADSP-21160 позволяет внутреннему генератору ядра (определяющему время выполнения инструкций) работать на частоте в 2, 3 или 4 раза (по выбору) превышающей частоту внешнего генератора CLKIN. CLKIN – a это частота, на которой работают синхронные внешние порты. Хотя это позволяет использовать внешний генератор более низкой частоты, нужно быть внимательным при соединении питания и заземления с внутренней системой ФАПЧ, как показано на рис.10.23.

ЗАЗЕМЛЕНИЕ DSP СО ВСТРОЕННОЙ СИСТЕМОЙ ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ (ФАПЧ) +3.3 В 10 Ом +2.5 В ЭТИ ЦЕПИ ДОЛЖНЫ БЫТЬ КАК МОЖНО КОРОЧЕ 40 VDD INT VDD EXT AVDD ФАПЧ 0.1 мкФ 0.01 мкФ X1, X2, DSP X3, X (ADSP-21160) CLKIN AGND GND ЦИФРОВАЯ ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ Рис. 10. Для предотвращения внутреннего влияния цифровых токов на систему ФАПЧ соединения ФАПЧ с питанием и заземлением производятся отдельно на выводах, отмеченных AVDD и AGND соответственно. Питание AVDD +2.5 В должно получаться от питания VDD INT +2.5 В при помощи фильтрующей цепочки, как показано. Это обеспечивает сравнительно бесшумное питание внутренней системы ФАПЧ. Вывод AGND системы ФАПЧ должен быть соединен с цифровой заземляющей поверхностью печатной платы кратчайшим путем. Развязывающие конденсаторы должны быть помещены также на минимальном расстоянии между выводами AVDD и AGND.

ВЫВОДЫ ПО ЗАЗЕМЛЕНИЮ Не существует единого метода заземления, гарантирующего 100% оптимальную работу в любом случае. В этом разделе было представлено несколько возможных вариантов, в зависимости от требуемых характеристик отдельных устройств со смешанными сигналами. Они все применимы, однако предусматривают много возможных вариантов разводки печатной платы.

Обязательно хотя бы один слой платы должен быть отведен под заземляющую поверхность! Предварительное размещение компонентов нужно делать так, чтобы обеспечивать непересекающиеся аналоговую и цифровую поверхности, а в нескольких местах должны быть предусмотрены контактные площадки и межслойные переходы для a установки встречно-параллельных диодов Шоттки или дросселей с ферритовыми бусинками, если потребуется. Также должны быть предусмотрены контактные площадки и межслойные переходы, чтобы аналоговая и цифровая поверхности могли быть связаны вместе перемычкой если потребуется.

Выводы AGND устройств со смешанными сигналами обычно должны быть соединены с аналоговой заземляющей поверхностью. Исключение из этого правила – цифровые процессоры обработки сигналов (DSP), такие как ADSP-21160 SHARC, в которых имеются внутренние системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Вывод заземления ФАПЧ отмечен как AGND, но должен быть соединен напрямую с цифровой заземляющей поверхностью для DSP.

КРАТКАЯ ФИЛОСОФИЯ ЗАЗЕМЛЕНИЯ Не существует единого метода заземления, который гарантировал бы 100% результат во всех случаях!

Одного и того же результата можно добиться различными методами.

Хотя бы один слой на каждой плате ДОЛЖЕН быть отведен под заземляющую поверхность!

Делайте предварительную компоновку так, чтобы аналоговая и цифровая заземляющие поверхности были разделены.

Предусмотрите на плате контактные площадки и межслойные переходы для встречно-параллельных диодов Шоттки или, возможно, дросселей с ферритовыми бусинками для соединения заземляющих поверхностей друг с другом.

Предусмотрите устанавливаемые перемычки таким образом, чтобы выводы DGND устройств со смешанными сигналами могли быть связаны с выводами AGND (с аналоговой заземляющей поверхностью) или с цифровой заземляющей поверхностью. (AGND ФАПЧ в DSP должны быть связаны с цифровой заземляющей поверхностью).

Обеспечьте контактные площадки и межслойные переходы для устанавливаемых перемычек таким образом, чтобы аналоговые и цифровые заземляющие поверхности могли быть соединены вместе в нескольких точках на каждой плате.

Следуйте рекомендациям технических описаний по устройствам со смешанными сигналами.

Рис. 10. a НЕКОТОРЫЕ ОБЩИЕ ПРАВИЛА КОМПОНОВКИ ПЛАТЫ ДЛЯ СИСТЕМ СО СМЕШАННЫМИ СИГНАЛАМИ Очевидно, что шум может быть минимизирован при тщательной компоновке устройства и при минимизации влияния различных сигналов друг на друга. Аналоговые сигналы высокого и низкого уровней должны быть разделены, и те и другие должны размещаться отдельно от цифровых сигналов. Часто бывает, что в системах с преобразованием сигнала в цифровую форму и обратно сигнал тактовых импульсов (являющийся цифровым сигналом) так же чувствителен к шуму, как любой аналоговый сигнал, но он в то же время способен создавать шум, как и любой цифровой сигнал, поэтому должен быть изолирован как от аналоговых, так и от цифровых систем. Если для выработки тактовых импульсов используется ИС, то только одна частота должна вырабатываться одной ИС. Совмещение тактовых генераторов различной частоты в одной ИС приведет к появлению дополнительного фазового шума и взаимных помех и ухудшит производительность системы.

Заземляющая поверхность может работать как экран, где пересекаются чувствительные сигналы. На рисунке 10.25 показана хорошая компоновка платы сбора данных, где все чувствительные области изолированы друг от друга и пути сигналов укорочены насколько возможно. В тех редких случаях, когда в реальности все так же идеально, этот принцип действует.

АНАЛОГОВЫЕ И ЦИФРОВЫЕ СХЕМЫ ДОЛЖНЫ РАСПОЛАГАТЬСЯ НА ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЕ РАЗДЕЛЬНО ГЕНЕРАТОР СХЕМЫ УПРАВЛЯ ТАКТОВЫХ ТАКТИРО- ЮЩАЯ ИМПУЛЬСОВ ВАНИЯ ЛОГИКА ИСТОЧНИК БУФЕРНЫЙ ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОР АЦП ОПОРНОГО РЕГИСТР НАПРЯЖЕНИЯ ЦИФРОВАЯ ЧАСТЬ ФИЛЬТР АНАЛОГОВАЯ ЧАСТЬ БУФЕРНАЯ DSP ПАМЯТЬ или µP УСИЛИТЕЛЬ МНОГО ШИНА МНОГО ПИТАНИЕ ТОЧЕЧНОЕ АДРЕСА ТОЧЕЧНОЕ АНАЛОГО- ЗАЗЕМЛЕНИЕ ЗАЗЕМЛЕНИЕ ШИНА ВЫЙ ВХОД ДАННЫХ Рис. 10. a Существует ряд важных точек, на которые надо обратить внимание при выполнении соединений питания и сигналов. Во первых, разъем – это одно из мест в системе, где все сигнальные провода должны идти параллельно –значит нужно обязательно перемежать их с проводами заземления (создать электростатический экран), чтобы уменьшить взаимодействие между ними.

Множество выводов заземления важно по еще одной причине: они обеспечивают низкое сопротивление заземления в соединении платы устройства с остальной схемой.

Контактное сопротивление одного вывода соединителя печатной платы достаточно низкое (порядка 10 мОм) когда плата новая, когда же плата стареет, сопротивление контактов может увеличиться, и работа платы может быть нарушена. Поэтому очень рекомендуется использовать дополнительные контакты разъема печатной платы так, чтобы было достаточно много соединений заземления (хотя бы 30-40% от всех контактов разъема печатной платы должны быть контактами заземления). По тем же причинам должно быть несколько контактов для каждого соединения питания, хотя, конечно, не так много, как контактов заземления.

Изготовители высокопроизводительных ИС со смешанными сигналами, такие как Analog Devices, предлагают оценочные платы для того, чтобы помочь заказчикам в их предварительных разработках и компоновке. Оценочные платы АЦП обычно содержат генератор тактовых импульсов с низким фазовым шумом, выходные регистры и необходимые соединения питания и сигналов. Они также могут содержать дополнительные вспомогательные схемы, такие как входной буферный усилитель и внешний источник опорного напряжения.

Компоновка оценочной платы оптимизируется по условиям заземления, развязки и разводки сигналов, и может служить образцом при компоновке платы АЦП в устройстве. Обычно получить разводку такой оценочной платы можно у производителя АЦП в формате САПР (Gerber). Во многих случаях разводка различных слоев показана в технической документации на устройство.

a СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ ПО ЗАЗЕМЛЕНИЮ:

1. William C. Rempfer, Get All the Fast ADC Bits You Pay For, Electronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p.44.

2. Mark Sauerwald, Keeping Analog Signals Pure in a Hostile Digital World, Electronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p.57.

3. Jerald Grame and Bonnie Baker, Design Equations Help Optimize Supply Bypassing for Op Amps, Electronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p.9.

4. Jerald Grame and Bonnie Baker, Fast Op Amps Demand More Than a Single-Capacitor Bypass, Electronic Design, Special Analog Issue, November 18, 1996, p.9.

5. Walt Kester and James Bryant, Grounding in High Speed Systems, High Speed Design Techniques, Analog Devices, 1996, Chapter 7, p. 7-27.

6. Jeffrey S. Pattavina, Bypassing PC Boards: Thumb Your Nose at Rules of Thumb, EDN, Oct. 22, 1998, p.149.

7. Henry Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, Second Edition, New York, John Wiley and Sons, 1988.

8. Howard W. Johnson and Martin Graham, High-Speed Digital Design, PTR Prentice Hall, 1993.

9. Paul Brokaw, An I.C. Amplifier User's Guide to Decoupling, Grounding and Making Things Go Right for a Change, Application Note, Analog Devices, Inc., http://www.analog.com.

10. Walt Kester, A Grounding Philosophy for Mixed-Signal Systems, Electronic Design Analog Applications Issue, June 23, 1997, p. 29.

11. Ralph Morrison, Grounding and Shielding Techniques, Fourth Edition, John Wiley, 1998.

12. Ralph Morrison, Solving Interference Problems in Electronics, John Wiley, 1995.

13. C. D. Motchenbacher and J. A. Connelly, Low Noise Electronic System Design, John Wiley, 1993.

14. Crystal Oscillators: MF Electronics, 10 Commerce Drive, New Rochelle, NY, 10801, 914-576-6570.

15. Mark Montrose, EMC and the Printed Circuit Board, IEEE Press, 1999 (IEEE Order Number PC5756).

a МЕТОДЫ ИЗОЛЯЦИИ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ Уолт Кестер Одним из средств размыкания паразитных контуров заземления является использование изолирующих методов. Аналоговые изолирующие усилители часто находят применение там, где требуется высокая степень изоляции, например, в медицинском оборудовании.

Методы цифровой изоляции обеспечивают надежный способ передачи цифрового сигнала через интерфейс, не вызывающий помех на заземлении.

Оптопары (также называемые оптроны) используются весьма широко и выпускаются различных видов и в различных корпусах. Типичная оптопара, содержащая светодиод (LED) и фототранзистор показана на рис.10.26. Ток величиной приблизительно 10 мА течет через светодиодный излучатель;

излучаемый свет принимается фототранзистором.

Света, производимого светодиодом, достаточно, чтобы привести фототранзистор в состояние насыщения. Обычно обеспечивается изоляция на напряжение до 5000–7000 В.

Хотя оптопары прекрасно подходят к цифровым сигналам, они слишком нелинейны для большинства аналоговых применений. Кроме того, необходимо понимать, что т.к.

фототранзистор работает в режиме насыщения, время нарастания и спада может быть порядка 10-20 мкс в медленных оптопарах, таким образом их применение на высоких скоростях ограничено.

ИЗОЛЯЦИЯ ЦИФРОВОГО СИГНАЛА С ПОМОЩЬЮ СВЕТОДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНОЙ ОПТОПАРЫ VDD2 (5В) 10 кОм VDD1 (5В) 425 Ом V вых IВХ IВЫХ КМОП V вх GND GND ВЫСОКОВОЛЬТНЫЙ ИЗОЛИРУЮЩИЙ БАРЬЕР Для передачи сигнала через высоковольтный барьер используется свет Излучателем является светодиод, а приемником – фототранзистор Изоляция рассчитана на высокое напряжение:

от 5000 В до 7000 В Устройство нелинейно – подходит для цифрового или частотного сигнала Врема нарастания и спада в медленных оптопарах может составлять 10-20 мкс Пример: Siemens ILQ-1 Quad (http: //www.siemens.com) Рис.10. a Более быстродействующая архитектура показана на рис. 10.27, она основана на применении светодиода (LED) и фотодиода. LED и здесь управляется током величиной приблизительно 10 мА. Это обеспечивает выход света, генерирующий ток в получающем фотодиоде, достаточный для образования достоверно высокого логического уровня на выходе усилителя. Скорость может сильно отличаться у различных оптопар, самые быстрые обычно имеют типичную задержку на прохождение 20 нс (максимум 40 нс) и могут обеспечивать скорость данных до 25 MBd. Это соответствует рабочей частоте 12.5 МГц для прямоугольных колебаний и длительности минимально возможного проходящего импульса 40 нс.

ИЗОЛЯЦИЯ ЦИФРОВОГО СИГНАЛА С ПОМОЩЬЮ СВЕТОДИОДНО-ФОТОДИОДНОЙ ОПТОПАРЫ VDD VDD VIN VIN (выход (вход данных) данных) GND1 GND Напряжение питания +5 В Допустимое напряжение между входом и выходом 2500 В Частота цифрового сигнала: максимум 12.5 МГц Максимальная скорость данных 25 MBd Максимальная задержка на прохождение 40 нс Типичное время нарастания/спада 9 нс Пример: Agilent HCPL- (http://www.semiconductor.agilent.com) Рис.10. Микросхемы ADuM1100A и ADuM1100B – это цифровые изоляторы, работа которых основана на технологии изоляции Analog Devices µmIsolationTM. Сочетая в себе высокоскоростную КМОП-схему и монолитный трансформатор без сердечника, эти изолирующие компоненты обеспечивают более высокие рабочие характеристики, чем обычные оптопары, описанные выше.

ИС ADuM1100A и ADuM1100B, выпускающиеся совместимыми по выводам с существующими высокоскоростными оптопарами для обеспечения возможной замены, поддерживают скорость данных 25 MBd и 100 MBd соответственно. Функциональная схема этих устройств показана на рис. 10.28.

ADuM1100A и ADuM1100B работают при напряжении питания либо 3.3 В, либо 5 В, имеют задержку на прохождение меньше 10 нс, асимметрию фронта импульса меньше a 2 нс, время нарастания/спада меньше 2 нс. Они работают при очень низком энергопотреблении, ток покоя составляет менее 600 мкА (сумма с излучающей и приемной сторон) и динамическом токе менее 230 мкА на 1 MBd скорости передачи данных. В отличии от обычного трансформатора эти устройства обеспечивают корректную передачу постоянного тока с помощью патентованной схемы обновления, которая постоянно корректирует выходной сигнал.

ЦИФРОВЫЕ ИЗОЛЯТОРЫ ADuM1100A/ADuM1100B VDD VDD VOUT VIN АЦП ЦАП (выход (вход данных) данных) СЛЕЖЕНИЕ ОБНОВЛЕНИЕ GND1 GND Напряжение питания +5 В/+3.3 В Допустимое напряжение между входом и выходом 2500 В Максимальная скорость данных 25 MBd (ADuM1100A) Максимальная скорость данных 100 MBd (ADuM1100B) Максимальная задержка на прохождение 10 нс Типичное время нарастания/спада 2 нс Совместимость по выводам с наиболее популярными оптопарами Рис.10. Микросхемы цифровых изоляторов семейства AD260/AD261 могут пропускать пять цифровых сигналов от/к высокоскоростным процессорам обработки сигналов (DSP), микроконтроллерам или микропроцессорам. Микросхема AD260, кроме того, содержит 1.5-ваттный трансформатор для внешней схемы преобразования постоянного тока;

изоляция трансформатора рассчитана на 3.5 кВ.

Каждая канал AD260 может передавать цифровые сигналы с частотой до 20 МГц (40 MBd) с задержкой распространения всего 14 нс, что обеспечивает очень высокую скорость передачи данных. Симметрия выходных импульсов обеспечивается в пределах ±1 нс относительно входных, так что ИС AD260 может быть использована для изоляции сигнала широтно-импульсного модулятора (ШИМ).

Упрощенная схема одного канала ИС AD260/AD261 показана на рис.10.29.

Входной сигнал проходит через триггер Шмитта, через D-триггер ("защелку") и специальную преобразующую схему, которая дифференцирует фронты цифрового входного сигнала и управляет первичной обмоткой соответствующего трансформатора сигналом "установить высокий/установить низкий". Вторичная обмотка изолирующего a трансформатора управляет приемником с помощью того же сигнала "установить высокий/установить низкий", а приемник восстанавливает исходную форму логического сигнала. Внутренняя схема опрашивает все входы приблизительно каждые 5 мкс и при отсутствии изменений логических уровней передает соответствующие сигналы "установить высокий/установить низкий" через интерфейс. Таким образом, время восстановления из состояния сбоя или при включении питания составляет 5-10 мкс.

Трансформатор питания (присутствующий в ИС AD260) спроектирован для работы на частотах 150-250 кГц и без труда обеспечивает изолированное питание мощностью более 1 Вт при подключении к мостовой схеме (работающей при напряжении питания 5 В) на стороне передатчика. Различные отводы трансформатора, выпрямитель и схемы стабилизаторов обеспечивают комбинацию напряжений ±5, 15, 24 В или даже 30 В и выше. Если трансформатор управляется 5-вольтовой мостовой схемой с низким падением напряжения, то на всей вторичной обмотке размах напряжения будет составлять 37 В от пика до пика.

ЦИФРОВЫЕ ИЗОЛЯТОРЫ AD260/AD ДРАЙВЕР С ТРЕМЯ ТРИГГЕР СОСТОЯНИЯМИ ШМИТТА ВХОД D-ТРИГГЕР ВЫХОД ДАННЫХ ДАННЫХ ПЕРЕ D ПРИЕМ ДАТЧИК НИК E РАЗРЕШЕНИЕ РАЗРЕШЕНИЕ СХЕМА ИЗОЛИРУЮЩИЙ НЕПРЕРЫВНОГО ТРАНСФОРМАТОР ОБНОВЛЕНИЯ (AD260) 37 В (от пика до ПРИМЕЧАНИЕ: ПОКАЗАН ТОЛЬКО пика), 1.5 Вт ОДИН КАНАЛ ИЗОЛИРУЮЩИЙ БАРЬЕР НА 3500 В (AD260B/AD261B) Рис. 10. a ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЦИФРОВЫХ ИЗОЛЯТОРОВ AD260/AD Изоляция испытана на напряжение 3500 В (AD260B/AD261B) 5 изолированных цифровых линий в 6 конфигурациях входов/выходов Частота логического сигнала: 20 МГц макс Скорость передачи данных: 40 MBd макс Изолированный трансформатор питания: 37 в p-p, 1.5 Вт (AD260) Симметрия волны при передаче сигнала: ±1 нс Задержка распространения: 14 нс Время нарастания/спада меньше 5 нс Рис 10. СНИЖЕНИЕ ШУМОВ И ФИЛЬТРАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ Уолт Джанг, Уолт Кестер, Билл Честнат Прецизионные аналоговые схемы обычно питаются от источника с хорошим линейным стабилизатором с низким уровнем шума. Однако за последние 10 лет в электронных схемах стали гораздо чаще использоваться импульсные источники (ИИП), и как следствие, они стали использоваться также для питания аналоговых схем. Причины их популярности – высокий КПД, малое повышение температуры, небольшой размер и вес.

Несмотря на эти преимущества, ИИП имеют отрицательные стороны, и самое главное – большой уровень помех на выходе. Эти помехи обычно занимают широкую полосу частот, проявляются в проводимых и излучаемых шумах, а также в нежелательных электрических и магнитных полях. Напряжение выходного шума ИИП представляет собой короткие импульсы или пики напряжения. Хотя значение частоты переключения лежит в пределах 20 кГц-1 МГц, выбросы могут содержать частотные компоненты, достигающие 100 МГц и выше. В спецификации на ИИП обычно указано значение среднеквадратичного напряжения шума, но как потребитель вы должны также знать амплитуду выбросов при определенной нагрузке, соответствующей вашей системе.

В данной главе рассматриваются приемы фильтрации постоянного напряжения со сравнительно небольшими потерями для доведения качества напряжения на выходе ИИП до уровня пригодного для аналоговых устройств, то есть достаточно "тихого" для прецизионных аналоговых схем. Рассмотренные схемные решения фильтров обычно подходят для всех типов источников питания, использующих импульсные элементы в тракте питания. Это относится и к различным преобразователям постоянного напряжения (DC-DC), и к распространенным источникам питания на напряжение 5 В (компьютерным).

Чтобы понять, как шум источника питания действует на аналоговые схемы и системы, необходимо понимание процессов электромагнитного взаимодействия. В каждом случае, a связанном с помехами, имеется свой источник, путь и место воздействия (Приложение 1). В целом, существуют 3 метода борьбы с помехами. Во-первых, излучение источника может быть уменьшено с помощью надлежащей разводки, управления временем нарастания импульса, фильтрации и грамотного заземления. Во-вторых, пути проведения и излучения должны быть устранены посредством физического разделения и экранирования. В-третьих, помехоустойчивость объекта воздействия может быть улучшена благодаря фильтрации сигналов и напряжения питания, контролю уровня импеданса, балансу импеданса и использованию дифференциальных технологий для подавления нежелательных синфазных сигналов. Этот раздел посвящен уменьшению уровня шума питания посредством внешних дополнительных фильтров.

Средства, применяемые для борьбы с высокочастотными шумами ИИП, перечислены на рис. 10.31. Они различаются по электрическим характеристикам, а также по их эффективности по части уменьшения шума, и перечислены приблизительно в порядке предпочтения. Из этих средств катушки индуктивности и конденсаторы и являются наиболее действенными фильтрующими элементами, они наиболее выгодны по соотношению цена/эффективность, а также невелики по размеру.

СРЕДСТВА ПОНИЖЕНИЯ ШУМА ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА Конденсаторы Катушки индуктивности Дроссели с ферритовыми бусинами Резисторы Линейный пост-стабилизатор Надлежащее размещение и заземление Физическое разделение с чувствительными аналоговыми схемами Рис 10. Конденсаторы, пожалуй, самые важные компоненты фильтра для ИИП. Существует много различных типов конденсаторов, и совершенно необходимо разбираться во всех их характеристиках для того, чтобы сконструировать на практике хороший фильтр питания.

Существует три больших класса конденсаторов, используемых в фильтрах на частотах 10 кГц-100 МГц, различающихся по типу диэлектрика: электролитические, пленочные органические и керамические. Эти типы могут в свою очередь делиться на подклассы.

Кратко основные характеристики конденсаторов приведен в таблице на рис.10. a TИПЫ КОНДЕНСАТОРОВ Алюминиевые Алюминиевые Танталовые OS-CON электролити- Керамический электролити- электролити- электролити- Полиэстеровые ческие (для (много ческие (общего ческие ческие (в виде пачки) импульсных слойный) применения) схем) Емкость 100 мкФ 120 мкФ 120 мкФ 100 мкФ 1 мкФ 0.1 мкФ Рабочее 25 В 25 В 20 В 20 В 400 В 50 В напряжение Эквивалентное последователь 0.6 Ом на 0.18 Ом на 0.12 Ом на 0.02 Ом на 0.11 Ом на 0.12 Ом на -ное частоте 100 кГц частоте 100 кГц частоте 100 кГц частоте 100 кГц частоте 1 МГц частоте 1 МГц сопротивле ние (ESR) Рабочая 100 кГц 500 кГц 1 МГц 1 МГц 10 МГц 1 ГГц частота (*) (*) Максимальная рабочая частота сильно зависит от емкости и конструкции конденсатора Рис.10. Какой бы диэлектрик не применялся, основная составляющая потерь в конденсаторе выражается через эквивалентное последовательное сопротивление (ESR), это – суммарное паразитное сопротивление конденсатора. ESR ограничивает эффективность фильтра и требует особого внимания, т.к. в некоторых типах конденсаторов ESR может изменяться в зависимости от частоты и температуры. Другая составляющая, понижающая качество конденсатора, – эквивалентная последовательная индуктивность (ESL). Индуктивностью ESL определяется частота, на которой полная характеристика импеданса конденсатора переходит от емкостной к индуктивной. Эта частота разная – от 10 кГц в некоторых электролитических конденсаторах до 100 МГц или даже больше в керамических конденсаторах для поверхностного монтажа (SMD). ESR и ESL минимизированы в безвыводных компонентах. Все упомянутые типы конденсаторов доступны в исполнении для поверхностного монтажа (SMD), которое предпочтительно для высокоскоростных устройств.

Конденсаторы из семейства электролитических являются прекрасным, эффективным по стоимости низкочастотным компонентом фильтра по причине широкого диапазона значений емкости, большого отношения емкости к объему и широкому диапазону рабочих напряжений. В семейство входит алюминиевый электролитический конденсатор общего применения, который работает при напряжении от 10 В до 500 В, и имеет емкость от 1 до несколько тысяч мкФ. Все конденсаторы этого типа полярные и не могут выдерживать без повреждения более 1 В обратного напряжения. Они также имеют относительно большие токи утечки (до десятков мкА, этот параметр сильно зависит от особенностей конструкции).

В семейство электролитов входят танталовые конденсаторы, обычно рассчитанные на напряжение 100 В и ниже, с емкостью до 500 мкФ (Приложение 3). Танталовые конденсаторы имеют бльшее значение отношения емкости к объему, чем электролитические конденсаторы общего назначения, и имеют более высокий диапазон частот и низкое значение ESR. Обычно они дороже, чем стандартные электролитические конденсаторы, и должны использоваться с осторожностью, с учетом скорости нарастания и пульсаций тока.

a Алюминиевые электролитические конденсаторы имеют подвид импульсных конденсаторов, который разработан для работы с большим импульсным током на частотах до нескольких сотен кГц и имеют небольшие потери. (Приложение 4). Конденсаторы этого типа конкурируют с танталовыми в высокочастотных фильтрах, имея преимущество в виде более широкого диапазона емкостей.

Более специализированные алюминиевые высокоэффективные конденсаторы типа OS CON содержат органический полупроводниковый электролит (Приложение 5). Такие конденсаторы имеют значительно более низкое значение ESR и более широкий диапазон частот, чем другие электролитические конденсаторы, и к тому же у них имеется свойство – не слишком снижается значение ESR при низких температурах.

Пленочные конденсаторы имеют очень широкий диапазон значений емкости и разновидностей диэлектриков, в том числе полиэстер, поликарбонат, полипропилен и полистирол. Из-за малой диэлектрической проницаемости этих материалов размеры данных конденсаторов довольно велики;

так, например, конденсатор с полиэстеровым диэлектриком на 10 мкФ/50 В имеет размер с ладонь. Металлизированные электроды (по сравнению с электродами из фольги) способствуют уменьшению размеров, но даже конденсаторы с самой высокой диэлектрической постоянной среди конденсаторов этого типа (полиэстер, поликарбонат) все же больше по размеру, чем любой электролитический, даже при использовании самой тонкой пленки с самым низким номинальным напряжением (50 В). Хотя пленочные конденсаторы имеют очень низкие диэлектрические потери, этот фактор не обязательно является преимуществом на практике для фильтра ИИП. Например, ESR в пленочных конденсаторах может быть даже менее 10 мОм, и их свойства в том, что касается добротности, очень хорошие. Но на практике это может вызвать нежелательные резонансные явления в фильтрах, там, где требуется затухание.

Пленочные конденсаторы с конструкцией в виде многослойного рулона могут обладать индуктивностью. Это может уменьшить их эффективность при высокочастотной фильтрации. Разумеется, только неиндуктивные пленочные конденсаторы могут быть использованы в фильтрах ИИП. Один из специфических неиндуктивных типов конденсатора – это многослойный, где пластины конденсатора вырезаны как небольшие слоистые прямые кусочки из большого намотанного барабана, состоящего из слоев диэлектрика/проводника. Эта технология привлекательна низкой индуктивностью конденсаторов (см. Приложение 4,5,6). Очевидно, для лучшей эффективности на высокой частоте длина выводов должна быть минимальной. Также выпускаются конденсаторы с поликарбонатной пленкой, рассчитанные на высокие токи, специально разработанные для ИИП, с различными низкоиндуктивными выводами для уменьшения значения индуктивности ESL. (Приложение 7).

В зависимости от электрических параметров и физических размеров, пленочные конденсаторы могут применяться на частотах до 10 МГц и даже выше. На самых высоких частотах могут применяться только многослойные конденсаторы. Некоторые производители сейчас выпускают пленочные конденсаторы безвыводной конструкции для поверхностного монтажа (SMD), что устраняет проблему индуктивности выводов.

На частоте выше нескольких МГц обычно используют керамические конденсаторы из-за их компактных размеров, низких потерь и наличия номиналов до нескольких мкФ при использовании диэлектрика с высокой диэлектрической проницаемостью (X7R и Z5U), с номинальным напряжением до 200 В (см. серию керамических конденсаторов в приложении 3). В конденсаторах типа NP0 (также обозначаемых COG) используется диэлектрик с низкой диэлектрической проницаемостью, они имеют нулевой температурный коэффициент емкости (ТКЕ) плюс низкий коэффициент зависимости емкости от приложенного напряжения (по сравнению с менее стабильными конденсаторами с высоким значением диэлектрической проницаемости). Значения a емкостей конденсаторов типа NP0 ограничены величиной 0.1 мкФ и ниже, обычно на практике менее 0.01 мкФ.

Многослойные керамические "чипы-конденсаторы" очень популярны для развязки и фильтрации на частотах 10 МГц и выше, т.к. их очень низкая индуктивность обеспечивает почти оптимальное прохождение радиочастотных сигналов. Керамические чип конденсаторы с меньшими значениями емкости имеют рабочий диапазон частот до 1 ГГц.

Для применения на высоких частотах правильный выбор заключается в выборе конденсатора, который имеет собственную резонансную частоту более высокую, чем самая высокая частота, которая имеется в данной цепи.

Все конденсаторы имеют некоторое конечное значение эквивалентного последовательного сопротивления ESR. В некоторых случаях ESR может даже способствовать подавлению резонансных пиков в фильтрах, обеспечивая некоторое затухание. Например, для большинства электролитических конденсаторов область последовательного резонанса можно найти на графике зависимости импеданса от частоты.

Это происходит там, где |Z| падает до минимального уровня, почти равного ESR конденсатора на этой частоте. Данный низкодобротный резонанс может обычно покрывать относительно большой диапазон частот в несколько октав. По сравнению с очень высокодобротными острыми резонансными пиками пленочных и керамических конденсаторов, поведение электролитов может быть полезно при подавлении резонансных явлений.

В большинстве электролитических конденсаторов значение ESR заметно увеличивается при низких температурах, примерно в 4-6 раз при изменении температуры от комнатной до –55°C. В схемах, для которых значение ESR критично, это может вызвать сбои. Для решения этой проблемы существуют некоторые специальные типы электролитических конденсаторов, например у конденсаторов типа HFQ значение ESR на частоте 100 кГц при –10°C возрастает не более чем в 2 раза по сравнению со значением при комнатной температуре. Электролитические конденсаторы типа OSCON также имеют достаточно пологие характеристики зависимости ESR от температуры.

Как было замечено, все конденсаторы имеют паразитные свойства, которые ограничивают их эффективность. Эквивалентная электрическая схема, описывающая реальный конденсатор, моделирует ESR, ESL, основную емкость плюс некоторое шунтирующее сопротивление (см. рис. 10.33). Импеданс реального конденсатора на низких частотах почти чисто емкостной. На средних частотах его импеданс определяется значением ESR, например, для ряда типов, около 0.12–0.4 Ома на частоте 125 кГц. На частотах, превышающих значение примерно 1 МГц, этот конденсатор становится индуктивным, в импедансе доминирует эффект ESL. У всех электролитических конденсаторов кривые изменения импеданса близки по форме к изображенной на рис. 10.34. Минимальный импеданс будет изменяться в зависимости от значения ESR, а диапазон индуктивного импеданса зависит от величины ESL (которая, в свою очередь, сильно зависит от конструкции корпуса).

a ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА КОНДЕНСАТОРА И ЕГО ОТВЕТ НА ИМПУЛЬСНОЕ ВОЗДЕЙСТВИЕ i I ПИКА = 1 A ВХОДНОЙ ТОК v di 1A = dt 100нс ESR = 0.2 Ом Эквивалентная частота f = 3.5 MГц ESL = 20 нГн di V I ПИКА = ESL• dt + ESR • ПИКА C = 100 мкФ ВЫХОДНОЕ = 400 мВ НАПРЯЖЕНИЕ XC = 0.0005 Ом ESR • I ПИКА = 200 мВ на частоте 3.5 МГц Рис. 10. ЗАВИСИМОСТЬ ИМПЕДАНСА ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКОГО КОНДЕНСАТОРА ОТ ЧАСТОТЫ ЕМКОСТНОЙ ИНДУКТИВНЫЙ ИМПЕДАНС ИМПЕДАНС C (100 мкФ) ESL (20 нГн) LOG |Z| РЕЗИСТИВНЫЙ ИМПЕДАНС ESR (0.2 Ом) ESR = 0.2 Ом 10 кГц 1 МГц LOG ЧАСТОТЫ Рис. 10. Что касается катушек индуктивности, в фильтрах источников питания очень часто применяются ферриты – непроводящая керамика, производимая из оксидов никеля, цинка, марганца и других соединений (Приложение 9). На низких частотах (меньше a 100 кГц), катушки с ферритовыми сердечниками обладают индуктивностью, поэтому они полезны в низкочастотных LC фильтрах. На частотах более 100 кГц импеданс катушки с ферритовым сердечником становится резистивным, что важно для разработки высокочастотных фильтров. Импеданс индуктивностей с ферритовыми сердечниками является функцией материала, диапазона рабочих частот, постоянного тока смещения, числа витков, размера, формы и температуры. В таблице на рис. 10.35 перечислены основные свойства феррита, а на рис.10.36 показаны характеристики импеданса некоторых дросселей с ферритовыми сердечниками фирмы Fair-Rite (http://www.fair rite.com).

Несколько производителей ферритов предлагают большой выбор ферритовых материалов самой различной формы. (см. Приложение 10 и 11). Наипростейшая форма – бусинка из ферритового материала, ферритовый цилиндр, который просто надевается на вывод питания для развязки. Также имеются ферритовые бусинки с выводами – это та же бусинка, уже установленная на кусочек провода и используемая как компонент (см.

Приложение 11). Более сложные бусинки имеют много продольных каналов в цилиндре для улучшения развязки;

существуют и другие варианты. Также существуют бусинки с выводами для монтажа на поверхность (SMD).

ФЕРРИТЫ НЕОБХОДИМЫЕ ДЛЯ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ФИЛЬТРОВ Ферриты эффективны на частотах выше 25 кГц Существуют ферритовые дроссели разных размеров и форм, в том числе в виде резистора с выводами Импеданс ферритового дросселя на высоких частотах преимущественно резистивный, что идеально для фильтра ВЧ Небольшие потери на постоянном токе: сопротивление провода, проходящего через феррит, очень невелико Существуют варианты с большим током насыщения Выбор зависит от:

Источника и частоты помех Требуемого на частоте помех сопротивления Окружения: температуры, напряженности постоянного и переменного поля, имеющегося свободного места Всегда тестируйте проектируемое!

Рис. 10. a ИМПЕДАНС ДРОССЕЛЕЙ С ФЕРРИТОВЫМИ БУСИНКАМИ ФЕРРИТ N ФЕРРИТ N |Z| ФЕРРИТ N Ом 1 10 100 ЧАСТОТА (МГЦ) С разрешения: Fair-Rite Products Corp., Wallkill, NY (http://www.fair-rite.com) Рис. 10. Для материалов Fair-Rite имеются модели PSpice, с их помощью можно оценить импеданс катушек с ферритовыми сердечниками (см. Приложение 2). Эти модели разработаны в соответствии с реально измеренным, а не теоретическим импедансом.

Полное сопротивление дросселей с ферритовыми сердечниками зависит от нескольких взаимно зависимых переменных и аналитическому расчету поддается с трудом, поэтому трудно напрямую подобрать требуемый феррит. Однако знание следующих характеристик сделает выбор проще. Во-первых, определите диапазон частот шума, который должен фильтроваться. Во-вторых, должен быть известен ожидаемый диапазон температур фильтра, т.к. импеданс дросселей с ферритовыми сердечниками изменяется в зависимости от температуры. В-третьих, должен быть известен максимальный постоянный ток, протекающий через дроссель, чтобы удостовериться, что феррит не войдет в насыщение.

Хотя модели и другие аналитические средства могут подтвердить правильность предпосылок, приведенная выше общая последовательность выбора, подкрепленная несколькими экспериментами с реальным фильтром, с подключенной нагрузкой, соответствующей реальным условиям, должна привести к правильному выбору феррита.

При соответствующем выборе компонентов низко- и высокочастотные фильтры могут быть спроектированы так, чтобы сгладить шум на выходе ИИП и обеспечить пригодное для питания аналоговых схем 5-вольтовое питание. На практике лучше добиваться этого, используя две ступени (а иногда и больше), каждая ступень должна быть оптимизирована для определенного диапазона частот. Для всего постоянного тока нагрузки может быть использовано общее фильтрующее звено, фильтрующее шум на 60 dB или больше в диапазоне до 1-10 МГц. Этот главный фильтр используется как входной фильтр на печатной плате и обеспечивает широкополосную фильтрацию, общую для всех линий питания печатной платы. Прямо на выводах питания отдельных частей устройства используются более простые локальные фильтрующие звенья, чтобы обеспечить развязку на высоких частотах.

a ЭКСПЕРИМЕНТЫ С ИМПУЛЬСНЫМ ИСТОЧНИКОМ ПИТАНИЯ Для того, чтобы лучше разобраться в проблеме фильтрации ИИП, был проведен ряд экспериментов со следующим устройством: синхронный понижающий импульсный стабилизатор ADP1148 с напряжением на входе 9 В, и напряжением 3.3 В при токе 1 А на выходе.

В добавлении к обычному исследованию формы входных и выходных сигналов, целью этих экспериментов было уменьшить размах выходных пульсаций до уровня меньше 10 мВ – уровня, приемлемого для питания большинства аналоговых схем.

Измерения были сделаны с использованием широкополосного цифрового осциллографа фирмы Tektronix с входной полосой 20 МГц, так что пульсации от импульсного стабилизатора наблюдались очень хорошо. В работающем устройстве пульсации напряжения питания с частотой более 20 МГц лучше всего фильтруются локально на каждом выводе питания ИС при помощи низкоиндуктивного керамического конденсатора и, возможно, последовательно включенного дросселя на ферритовой бусинке.

Для точных измерений пульсаций важно устройство щупа. Был использован стандартный пассивный зонд 1:10 с пружинящим наконечником типа "штыка" для того, чтобы сделать соединение с землей как можно более коротким (см. рис.10.37). Использование "крокодила" для подобных измерений не рекомендуется, т.к. длинное соединение с землей образует ненужный индуктивный контур, который усиливает высокочастотный шум переключения, нарушая измеряемый сигнал.

МЕТОДИКА ПОДКЛЮЧЕНИЯ ЩУПА ОСЦИЛЛОГРАФА ЩУП ПРОВОД С ЗАЖИМОМ "КРОКОДИЛ" ДЛЯ ПОДКЛЮЧЕНИЯ К "ЗЕМЛЕ" (НЕ ИСПОЛЬЗУЕТСЯ!) ПРУЖИНЯЩИЙ КОНТАКТ В ВИДЕ "ШТЫКА" ДЛЯ ПОДКЛЮЧЕНИЯ К "ЗЕМЛЕ" КОНТАКТ С ТОЧКОЙ, ГДЕ КОНТРОЛИРУЕТСЯ КОНТАКТ СИГНАЛ С ЗАЗЕМЛЯЮЩЕЙ ПОВЕРХНОСТЬЮ ИС Рис. 10. a Обратите внимание: Схематическое представление соответствующего реального заземления почти невозможно. Во всех последующих схемах соединения с землей выполняются с помощью заземляющей поверхности, используя кратчайший путь, независимо от того, как они обозначены на схеме.

Схема мостового импульсного стабилизатора 9 В --> 3.3 В/1 А на микросхеме ADP показана на рис.10.38. Форма выходного сигнала понижающего импульсного стабилизатора ADP1148 показана на рис.10.39. Основная частота переключения около кГц, а выходные пульсации около 40 мВ.

Добавление выходного фильтра, состоящего из катушки индуктивности 50 мкГн и танталового конденсатора 100 мкФ, уменьшает пульсации примерно до 3 мВ, как показано на рис.10.40.

Последовательно с импульсными стабилизаторами для лучшей стабилизации и понижения шума часто используются линейные стабилизаторы. В этих случаях нужно использовать стабилизаторы с низким падением напряжения (LDO), потому что они требуют только небольшой разницы между входным и выходным напряжением для обеспечения стабилизации. Это уменьшает рассеиваемую мощность в устройстве и может избавить от необходимости использования теплоотвода. На рис. 10.41 показан импульсный понижающий стабилизатор на микросхеме ADP1148, сконфигурированный для работы при напряжении 9 В на входе и 3.75 В при токе 1 А на выходе. Выход подключен к линейному LDO стабилизатору на ИС ADP3310, сконфигурированному для 3.75 В на входе и 3.3 В/1 А на выходе. Осциллограммы со входа и выхода ADP показаны на рис.10.42. Заметьте, что стабилизатор уменьшает размах пульсаций с 40 мВ до приблизительно 5 мВ.

СХЕМА ПОНИЖАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НА ИС ADP VВХ, 9 В 1 мкФ + 220 мкФ 25 В IRF 10 нФ C INT VCC P-DRIVE VВЫХ, P-КАНАЛ ADP1148-3. 3.3 В/ L, 50 мкГн RДАТЧ.ТОКА SHUTDOWN 1 А RC, 1 кОм 1000 пФ 0.1 Ом SENSE (+) ITH CC + C CT SENSE (-) 3300 пФ 100 мкФ CT 20 В 10BQ N-КАНАЛ N-DRIVE 470 пФ SGND PGND IRF C1 = 220 мкФ/25 В АЛЮМИНИЕВЫЙ L = COILTRONICS CTX-50- ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЙ ОБЩЕГО НАЗНАЧЕНИЯ + 1 мкФ КЕРАМИЧЕСКИЙ C2 = 100 мкФ/20 В ТАНТАЛОВЫЙ, ТИПА KEMET T356, ESR = 0.6 Ом Рис. 10. a ФОРМА СИГНАЛА НА ВЫХОДЕ ПОНИЖАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НА ИС ADP VВХ, 9 В VВЫХ, 3.3 В/ 40 мВ pазмах VВХ, 9 В 1 А VВЫХ, 3.3 В/ ADP 1 А ПОНИЖАЮЩИЙ + + ИМПУЛЬСНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР 100мкФ 1 мкФ 220мкФ 20 В 25 В C1 = 220 мкФ C2 = 100 мкФ/20 В +1 мкФ ВЕРТИКАЛЬНАЯ ШКАЛА: 10 мВ/дел.

ГОРИЗОНТАЛЬНАЯ ШКАЛА: 5 мкс/дел.

C1 = 220 мкФ/25 В АЛЮМИНИЕВЫЙ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЙ ОБЩЕГО НАЗНАЧЕНИЯ + 1 мкФ КЕРАМИЧЕСКИЙ C2 = 100 мкФ/20 В ТАНТАЛОВЫЙ, ТИПА KEMET T356, ESR = 0.6 Ом Рис. 10. ФОРМА СИГНАЛА НА ВЫХОДЕ ПОНИЖАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НА ИС ADP ПОСЛЕ ДОПОЛНИТЕЛЬНОЙ ФИЛЬТРАЦИИ VВЫХ, LF, 3.3 В/ 50 мкГн 1 А VВХ, 9 В 3мВ pазмах ADP ПОНИЖАЮЩИЙ + + + ИМПУЛЬСНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР 100мкФ 1 мкФ 220мкФ CF 20 В 25 В 100мкФ 20 В ВЕРТИКАЛЬНАЯ ШКАЛА: 10 мВ/дел.

ГОРИЗОНТАЛЬНАЯ ШКАЛА: 5 мкс/дел.

C1 = 220 мкФ/25 В АЛЮМИНИЕВЫЙ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИЙ ОБЩЕГО НАЗНАЧЕНИЯ + 1 мкФ КЕРАМИЧЕСКИЙ C2 = 100 мкФ/20 В ТАНТАЛОВЫЙ, ТИПА KEMET T356, ESR = 0.6 Ом ВЫХОДНОЙ ФИЛЬТР:

LF = COILTRONICS CTX-50- CF = 100 мкФ/20 В ТАНТАЛОВЫЙ, ТИПА KEMET T Рис. 10. a СХЕМА ПОНИЖАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НА ИС ADP1148 СО СТАБИЛИЗАТОРОМ ADP3310 НА ВЫХОДЕ ТОЧКИ СНЯТИЯ VВХ, 9 В СИГНАЛОВ 220 мкФ 1 мкФ + 35 В IFR VIN 10 нФ IRF C INT VCC P-DRIVE RДАТЧ.ТОКА 3.3 В ADP1148 L, 68 мкГн 0.1 Ом SD 1 A GATE IN OUT RC, 1 кОм SENSE (+) ITH ADP3310-3. C CC + 10 мкФ GND пФ C SENSE (-) CT 35 В R 100 мкФ CT 2200 пФ 20 кОм 20 В 10BQ 470 пФ SGND N-DRIVE R FB PGND 10 кОм IRF Рис. 10. ФОРМА СИГНАЛА НА ВЫХОДЕ ПОНИЖАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НА ИС ADP СО СТАБИЛИЗАТОРОМ ADP Выход ADP Выход ADP (вход ADP3310 ) 40 мВ pазмах 5 мВ pазмах ВЕРТИКАЛЬНАЯ ШКАЛА: 10 мВ/дел. ВЕРТИКАЛЬНАЯ ШКАЛА: 10 мВ/дел.

ГОРИЗОНТАЛЬНАЯ ШКАЛА: 5 мкс/дел. ГОРИЗОНТАЛЬНАЯ ШКАЛА: 5 мкс/дел.

Рис. 10. При проектировании фильтров питания часто необходимо делать компромиссный выбор.

Успех любой схемы фильтра сильно зависит от компактности размещения и использования заземляющей поверхности большой площади. Как уже говорилось, все связи с поверхностью заземления должны быть коротки насколько возможно для минимизации паразитного сопротивления и индуктивности.

Выходные пульсации могут быть подавлены добавлением на выходе конденсаторов с низкими значениями ESR/ESL. Однако более эффективно для уменьшения пульсаций a использовать LC фильтр. В любом случае тщательный выбор компонентов существенен.

Катушка индуктивности не должна входить в насыщение при максимальном токе питания и ее сопротивление на постоянном токе должно быть достаточно низким, чтобы не возникало значительных падений напряжения. Конденсаторы должны иметь низкие ESR и ESL и выдерживать ток пульсаций.

Линейный стабилизатор с малым падением напряжения (LDO) обеспечивает как уменьшение пульсаций, так и дополнительную стабилизацию и может быть эффективным при условии, что приносимый в жертву КПД не слишком высок.

В конце добавим, что трудно предсказать коэффициент пульсаций на выходе аналитически и не существует другого пути, кроме как изготовить макет с реальными компонентами. Если фильтр испытан и обеспечивает необходимое подавление пульсаций (с каким-то запасом для надежности), будьте уверены в том, что замена компонентов или изменения в поставляемых компонентах не попадут в конечную продукцию без предварительного тестирования схемы на соответствие необходимым параметрам.

ВЫВОДЫ ПО ФИЛЬТРАМ ИИП Правильная компоновка и заземление (использование заземляющей поверхности) обязательно Конденсаторы с низкими ESR/ESL дают к лучший результат Параллельно включенные конденсаторы имеют меньшие значения ESR/ESL и бльшую емкость Для подавления пульсаций очень эффективны внешние LC фильтры Для снижения пульсаций и лучшей стабилизации эффективен линейный стабилизатор Полностью аналитический подход к расчету затруднен, для получения лучших результатов требуется создание макетов Однажды спроектированное – навсегда, не заменяйте составляющие компоненты без предварительной проверки их работы в макете На выводах питания ИС все равно необходимо использовать высокочастотную развязку Рис 10. ЛОКАЛЬНАЯ ВЫСОКОЧАСТОТНАЯ ФИЛЬТРАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ ПИТАНИЯ Описанные в предыдущей главе LC фильтры используются при фильтрации напряжения на выходе импульсного стабилизатора. Однако иногда может быть желательно расположить подобные фильтры на отдельных печатных платах, то есть там, где питание впервые попадает на плату. Конечно, если импульсный стабилизатор расположен на печатной плате, тогда LC фильтр должен быть составной частью схемы стабилизатора.

На каждом выводе питания ИС может также понадобиться локальный высокочастотный фильтр (см. рис.10.44). Здесь идеальным выбором являются керамические конденсаторы для поверхностного монтажа (SMD) из-за их низкого значения ESL. Важно сделать a соединения с выводами питания и с заземляющей поверхностью как можно более короткими. В случае соединения с землей кратчайшим трактом является межслойный переход к заземляющей поверхности. Трассировка соединения конденсатора с землей к "земляному" выводу ИС не рекомендуется из-за появления дополнительной индуктивности дорожки. В некоторых случаях также может быть желательной ферритовая бусинка на питающем проводе.

ЛОКАЛЬНАЯ РАЗВЯЗКА С ПОМОЩЬЮ КРАТЧАЙШИХ ПУТЕЙ НА ЗАЗЕМЛЯЮЩУЮ ПОВЕРХНОСТЬ ПРАВИЛЬНО НЕПРАВИЛЬНО ФЕРРИТОВЫЕ БУСИНКИ (НЕОБЯЗАТЕЛЬНО) ДОРОЖКА ДОРОЖКА РАЗВЯЗЫВАЮЩИЙ РАЗВЯЗЫВАЮЩИЙ ОТ ИСТОЧНИКА ОТ ИСТОЧНИКА КОНДЕНСАТОР КОНДЕНСАТОР ПИТАНИЯ ПИТАНИЯ V+ V+ ДОРОЖКА МЕЖСЛОЙНЫЕ ПЕЧАТНОЙ ПЕРЕХОДЫ НА IC IC ПЛАТЫ ЗАЗЕМЛЯЮЩУЮ ПОВЕРХНОСТЬ GND GND МЕЖСЛОЙНЫЙ ПЕРЕХОД НА ЗАЗЕМЛЯЮЩУЮ ПОВЕРХНОСТЬ Рис. 10. Этот перечень является суммирующим руководством по компоновке и конструированию фильтра импульсного источника питания, которое поможет вам быть уверенным, что фильтр работает наилучшим образом:

1. Выберите самую большую величину и номинальное напряжение конденсаторов с учетом заданного пространства. Это уменьшает значение ESR и увеличивает эффективность фильтра. Подберите дроссель, у которого не слишком снижается индуктивность при номинальном постоянном токе и с низким сопротивлением на постоянном токе.

2. Используйте короткие и широкие дорожки печатной платы для понижения падения напряжения и уменьшения индуктивности. Делайте дорожки шириной минимум 0,2 дюйма на каждый дюйм длины для обеспечения наименьшего сопротивления на постоянном токе, и используйте платы с медным покрытием толщиной 1 - 2 унции/кв.фут (0,035-0,070 мм) также чтобы уменьшить падение напряжения I·R и индуктивность дорожки.

3. Используйте короткие выводы, а еще лучше безвыводные компоненты, чтобы уменьшить индуктивность выводов. Это минимизирует даже возможность излишней ESL и/или ESR. Предпочтительны компоненты для поверхностного монтажа (SMD). Делайте все соединения с заземляющей поверхностью как можно короче.

a 4. Используйте заземляющую поверхность больших размеров для минимизации импеданса.

5. Выясните как ведут себя компоненты при различных частотах, температуре, токах! Используйте модели компонентов PSpice для моделирования прототипа и убедитесь, что лабораторные измерения соответствуют результатам моделирования. Хотя моделирование не является необходимостью, оно придает уверенность при проектировании, когда соответствие достигнуто (см.

Приложение 15).

ЛОКАЛЬНАЯ РАЗВЯЗКА ПРОЦЕССОРОВ DSP С ВЫСОКОЙ ПЛОТНОСТЬЮ ВЫВОДОВ Процессоры DSP в корпусах с большим количеством выводов требуют специального подхода при локальной развязке ввиду их больших цифровых токов. Типичная компоновка развязки выглядит как показано на рис.10.45. Конденсаторы для поверхностного монтажа помещаются на верхнюю сторону печатной платы на рис 10.45А.

Для семейства SHARC рекомендуется восемь керамических конденсаторов по 0.02 мкФ.

Они должны быть расположены как можно ближе к корпусу. Соединения с выводами VDD должны быть как можно более короткими с использованием широких дорожек.

Соединения с землей должны делаться прямо на заземляющую поверхность с помощью межслойных переходов. Менее предпочтительный метод показан на рис. 10.45 В, где конденсаторы расположены на задней стороне печатной платы под корпусом. Если заземляющая поверхность под корпусом пронизана большим количеством сигнальных межслойных переходов, обратный ток конденсатора должен идти на внешнюю заземляющую поверхность, которая может быть не слишком хорошо связана с внутренней заземляющей поверхностью через межслойные переходы.

РАЗВЯЗКА DSP В КОРПУСАХ ТИПА PQFP С БОЛЬШИМ ЧИСЛОМ ВЫВОДОВ A B ВИД НА ВИД НА КОРПУС КОРПУС СВЕРХУ СВЕРХУ КОНДЕНСАТОРЫ НА ПЕРЕДНЕЙ КОНДЕНСАТОРЫ НА ЗАДНЕЙ СТОРОНЕ ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЫ СТОРОНЕ ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЫ Рис. 10. a Печатная плата для корпуса BGA (выводы в виде матрицы шариков) показана на рис 10.46. Обратите внимание, что все связи с шариками должны быть сделаны при помощи межслойных переходов к другим слоям платы. Для таких блоков часто всего используется структура дорожки в виде "кости". Затененная зона показывает положение паяльной маски. Также, как в случае с блоком PQFP, локальные развязывающие конденсаторы должны быть расположены как можно ближе к блоку с короткими связями с выводами VDD и прямыми связями через межслойные переходы к слою заземляющей поверхности.

РАЗВЯЗКА DSP В КОРПУСАХ ТИПА BGA ("МАТРИЦА ШАРИКОВ") С БОЛЬШИМ ЧИСЛОМ ВЫВОДОВ ВИД СВЕРХУ ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЫ МОНТАЖНАЯ ПЛОЩАДКА В ВИДЕ "КОСТОЧКИ" БЕЗ УСТАНОВЛЕННОЙ МИКРОСХЕМЫ МЕЖСЛОЙНЫЙ ПЕРЕХОД ПАЯЛЬНАЯ МАСКА ПОПЕРЕЧНОЕ КОРПУС ТИПА BGA СЕЧЕНИЕ ШАРИКИ ПРИПОЯ МЕЖСЛОЙНЫЕ МНОГОСЛОЙНАЯ ПЕРЕХОДЫ ПЕЧАТНАЯ ПЛАТА Рис. 10. На рис.10.47 показана приблизительная компоновка питания и заземления для DSP типа ADSP-21160 в корпусе BGA 27x27мм с 400 шариков. Шаг шариков составляет 1.27 мм.

Примерно 84 шарика используются в центре структуры для соединения с землей.

Соединения с напряжением питания ядра (40 шариков) и с напряжением внешней части (46 шариков) окружают шарики заземления. Оставшиеся внешние шарики используются для различных сигналов.

Расположенные в центре шарики заземления выполняют двойную функцию. Их первая функция обеспечивать низкоимпедансную связь со слоем заземляющей поверхности.

Вторая функция – отводить от корпуса тепло на заземляющую поверхность, т.е. служить теплоотводом, т.к. устройство должно рассеивать при работе в среднем около 2.5 Вт.

Добавление внешнего теплоотвода, как показано, понижает еще больше температурное сопротивление переход-среда.

a СХЕМА РАСПОЛОЖЕНИЯ ВЫВОДОВ DSP ADSP- В КОРПУСЕ ТИПА 400-PIN PBGA РАСПОЛОЖЕНИЕ ВЫВОДОВ ПРИБЛИЗИТЕЛЬНОЕ, ПОКАЗАНЫ НЕ ВСЕ ВЫВОДЫ ВЫВОДЫ ЗАЗЕМЛЕНИЯ (84) ВЫВОДЫ ПИТАНИЯ (84) РАЗМЕР КОРПУСА:

27 ММ 27 ММ ШАГ ВЫВОДОВ:

1.27 ММ СИГНАЛЬНЫЕ ВЫВОДЫ МНОГОСЛОЙНАЯ ПЕЧАТНАЯ ПЛАТА ЗАЗЕМЛЕНИЕ И ТЕПЛООТВОД Рис. 10. a СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ: ШУМОПОНИЖЕНИЕ И ФИЛЬТРАЦИЯ 1. EMC Design Workshop Notes, Kimmel-Gerke Associates, Ltd., St. Paul, MN. 55108, (612) 330-3728.

2. Walt Jung, Dick Marsh, Picking Capacitors, Parts 1 & 2, Audio, February, March, 1980.

3. Tantalum Electrolytic and Ceramic Capacitor Families, Kemet Electronics, Box 5928, Greenville, SC, 29606, (803) 963-6300.

4. Type HFQ Aluminum Electrolytic Capacitor and type V Stacked Polyester Film Capacitor, Panasonic, 2 Panasonic Way, Secaucus, NJ, 07094, (201) 348-7000.

5. OS-CON Aluminum Electrolytic Capacitor 93/94 Technical Book, Sanyo, 3333 Sanyo Road, Forrest City, AK, 72335, (501) 633-6634.

6. Ian Clelland, Metalized Polyester Film Capacitor Fills High Frequency Switcher Needs, PCIM, June 1992.

7. Type 5MC Metallized Polycarbonate Capacitor, Electronic Concepts, Inc., Box 1278, Eatontown, NJ, 07724, (908) 542-7880.

8. Walt Jung, Regulators for High-Performance Audio, Parts 1 and 2, The Audio Amateur, issues 1 and 2, 1995.

9. Henry Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, 2d Ed., 1988, Wiley.

10. Fair-Rite Linear Ferrites Catalog, Fair-Rite Products, Box J, Wallkill, NY, 12886, (914) 895-2055, http://www.fair-rite.com.

11. Type EXCEL leaded ferrite bead EMI filter, and type EXC L leadless ferrite bead, Panasonic, 2 Panasonic Way, Secaucus, NJ, 07094, (201) 348-7000.

12. Steve Hageman, Use Ferrite Bead Models to Analyze EMI Suppression, The Design Center Source, MicroSim Newsletter, January, 1995.

13. Type 5250 and 6000-101K chokes, J. W. Miller, 306 E. Alondra Blvd., Gardena, CA, 90247, (310) 515-1720.

14. DIGI-KEY, PO Box 677, Thief River Falls, MN, 56701-0677, (800) 344-4539.

15. Tantalum Electrolytic Capacitor SPICE Models, Kemet Electronics, Box 5928, Greenville, SC, 29606, (803) 963-6300.

16. Eichhoff Electronics, Inc., 205 Hallene Road, Warwick, RI., 02886, (401) 738-1440, http://www.eichhoff.com.

17. Practical Design Techniques for Power and Thermal Management, Analog Devices, 1998, Chapter 8.

a РАБОТА С ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ ЛОГИКОЙ О согласовании нагрузки дорожек печатных плат с их характеристическим импедансом с целью избежать отражения, было написано много. Хорошее правило о том, когда это необходимо, звучит так: Нагружайте линию на её характеристический импеданс в случае, если задержка на прохождение сигнала по дорожке печатной платы больше либо равна половине времени нарастания/спада (того, что быстрее) этого сигнала.

Консервативный метод заключается в использовании критерия 2 дюйма (длины дорожки) на наносекунду (времени нарастания/спада). Например, дорожка платы для высокоскоростной логики со временем нарастания/спада в 1нс должна быть нагружена на ее характеристическое сопротивление, если длина дорожки равна или больше 2 дюймов (включая все изгибы). Рис. 10.48 показывает типичное время нарастания/спада для нескольких логических семейств, включая SHARC-DSP, работающие от питания 3.3 В.

Как и ожидалось, время нарастания/спада является функцией емкости нагрузки.

ТИПИЧНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ ВРЕМЕНИ НАРАСТАНИЯ И СПАДА НА ВЫХОДЕ DSP GaAs: 0.1 нс ECL: 0.75 нс ADI SHARC DSP: от 0.5 до 1 нс (Напряжение источника питания +3.3 В) ADSP-21060L SHARC:

ВРЕМЯ НАРАСТАНИЯ ВРЕМЯ СПАДА ЕМКОСТЬ НАГРУЗКИ, ПФ Рис. 10. Это же самое правило 2 дюйма/нс должно быть использовано в аналоговых схемах при определении того, какими должны быть линии передачи. Например, если у усилителя на выходе максимальная частота fmax, тогда время нарастания tr вычисляется по формуле tr=0.35/fmax. Максимальная длина дорожки платы вычисляется через умножение времени нарастания на 2 дюйма/нс. Например, максимальная частота на выходе 100 МГц соответствует времени нарастания 3.5 нс, тогда при длине дорожки, по которой проходит этот сигнал, больше 7 дюймов, она должна рассматриваться как линия передачи.

Выражение 10.1 может быть использовано для определения характеристического импеданса дорожки платы, отделенной от поверхностей питания/заземления диэлектриком платы (микрополосковая линия передачи):

ВРЕМЯ НАРАСТАНИЯ / СПАДА, НС (10%–90%) a 87 5.98d Zo = ln Выражение 10. ( ) r+1.41 0.89w+t где r -диэлектрическая постоянная материала печатной платы, d- Толщина платы между металлическими слоями, в mils, w- ширина металлической дорожки, mils, t- толщина металлической дорожки, mils.

Время прохождения сигнала в одну сторону по одной металлической дорожке над поверхностью питания/заземления будет определяться из соотношения 10.2:

tpd ns/ft=1.017 0.475r+0.67 Выражение 10. ( ) Например, на стандартной 4-слойной плате может применяться медная дорожка 8 mil шириной, в 1 унцию/кв.фут (0.035 мм) толщиной, отделенная диэлектрическим материалом FR4 (er=4.7) 0.021 дюйма толщиной.

Характеристический импеданс дорожки и время прохождения сигнала в одну сторону по такой дорожке будет 88 Ом и 1.7 нс/фут (7 дюймов на наносекунду), соответственно.

Наилучший способ уберечь чувствительные аналоговые схемы от влияния быстрой логики является их физическое разделение и использование не более быстрых семейств логики, чем требуется в системе. В некоторых случаях может потребоваться использовать нескольких семейств логик в системе. Альтернатива этому – использование последовательно включенных резисторов или ферритовых бусинок для снижения скорости переходов там, где скорость не требуется. На рис. 10.49 показано два метода.

В первом последовательный резистор и входная емкость образуют НЧ фильтр. Обычная входная емкость КМОП-структуры составляет от 5 пФ до 10 пФ. Располагайте последовательные резисторы как можно ближе к выходу управляющего логического элемента схемы. Резистор уменьшает проходящий ток и может избавить от необходимости использования методов линии передач. Сопротивление резистора должна выбираться таким образом, чтобы скорость нарастания/спада на получающей логике было достаточным, чтобы отвечать требованиям системы, но не больше. Также убедитесь, что сопротивление резистора не настолько большое, что логические уровни на приемнике выходят за рамки спецификаций из-за падения напряжения вызванного током от источника к приемнику, который протекает через резистор. Второй метод подходит при больших расстояниях (больше 2 дюймов), когда добавочная индуктивность замедляет скорость нарастания импульса. Обратите внимание, что оба метода увеличивают задержку времени нарастания/спада сигнала. Это нужно учитывать в связи с общим временным бюджетом, где дополнительная задержка может быть неприемлема.

На рис.10.50 показана ситуация, где несколько DSP должны быть связаны в одной точке, как может быть в случае, когда сигналы записи/чтения идут двунаправленно от нескольких DSP. Небольшой демпфирующий резистор, показанный на рис.10.50А, может уменьшить "звон" переходного процесса, при условии, что длина разнесения меньше 2 дюймов. Этот метод также увеличивает время нарастания/спада и задержку на прохождение. Если должны быть соединены две группы процессоров, то одного резистора между парами процессоров достаточно, чтобы подавить переходный процесс (Рис.10.50В).

a ДЕМПФИРУЮЩИЕ РЕЗИСТОРЫ ЗАМЕДЛЯЮТ БЫСТРЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ПЕРЕХОДЫ И СПОСОБСТВУЮТ УМЕНЬШЕНИЮ ПОМЕХ < 2 ДЮЙМА (5 СМ) R ЛОГИЧЕСКИЙ ЛОГИЧЕСКИЙ ЭЛЕМЕНТ ЭЛЕМЕНТ CIN ВРЕМЯ НАРАСТАНИЯ = 2.2·R·CIN > 2 ДЮЙМА (5 СМ) R ЛОГИЧЕСКИЙ ЛОГИЧЕСКИЙ ЭЛЕМЕНТ ЭЛЕМЕНТ C CIN ВРЕМЯ НАРАСТАНИЯ = 2.2·R·(C + CIN) Рис. 10. СОЕДИНЕНИЕ SHARC DSP С ПОМОЩЬЮ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО ВКЛЮЧЕННЫХ ДЕМПФИРУЮЩИХ РЕЗИСТОРОВ СОЕДИНЕНИЕ ДЕМПФИРУЮЩИХ < 2 ДЮЙМОВ РЕЗИСТОРОВ A "ЗВЕЗДОЙ" ИСПОЛЬЗУЕТСЯ ДЛЯ СИГНАЛОВ СТРОБОВ RD, WR 10 ОМ КАЖДЫЙ ВНИМАНИЕ! ЭТИ МЕТОДИКИ ПРИВОДЯТ К УВЕЛИЧЕНИЮ ВРЕМЕНИ НАРАСТАНИЯ/СПАДА И ЗАДЕРЖКИ РАСПРОСТРАНЕНИЯ < 2 ДЮЙМОВ B ОДИН 20 ОМ ДЕМПФИРУЮЩИЙ РЕЗИСТОР МЕЖДУ ГРУППАМИ ПРОЦЕССОРОВ Рис. 10. a Единственный способ сохранить время нарастания/спада, равным 1 нс или меньше на расстоянии большем, чем 2 дюйма без "звона", – это использовать методы линии передач. Рис.10.51 показывает два распространенных метода согласования нагрузки:

конечная нагрузка и нагрузка источника. Метод конечной нагрузки (Рис.10.51А) нагружает кабель в точке нагрузки на сопротивление, равное характеристическому импедансу микрополосковой линии. Хотя можно использовать и более высокое сопротивление, чаще используется 50 Ом, т.к. при такой величине уменьшается эффект рассогласования нагрузки из-за входной емкости логического входа (обычно 5-10 пФ). На рис.10.51А кабель нагружен на делитель, представляющий 50-омную нагрузку для переменного тока и обеспечивающий напряжение +1.4 В (середина между логическими порогами 0.8 В и 2 В). При этом требуется использовать два сопротивления (91 Ом и 120 Ом), что добавляет около 50 мВт к общей рассеиваемой мощности в схеме. На рис.10.51А также показаны значения сопротивлений резисторов нагрузки при напряжении питания +5 В (68 Ом и 180 Ом). Обратите внимания, что в линиях передачи 3.3-вольтовая логика намного предпочтительнее из-за симметричности перепадов напряжения, большей скорости и меньшей потребляемой мощности. Имеются драйверы линий с несимметричностью импульсов меньше чем 0.5 нс, обеспечивающие токи втекания/вытекания более 25 мА, и временем нарастания/спада около 1 нс. Шум переключения от 3.3 В логики обычно меньше, чем от 5 В логики, из-за уменьшения размаха сигнала и меньших протекающих токов.

МЕТОДИКА СОГЛАСОВАНИЯ ДЛЯ МИКРОПОЛОСКОВОЙ ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ С НОРМИРОВАННЫМ ИМПЕДАНСОМ ТИПИЧНЫЕ ДРАЙВЕРЫ:

74FCT3807/A (IDT) +3.3 В +5.0 В 74ACTQ240 (Fairchild) A 180 Ом 120 Ом 72 мВт 30 мВт Z0 = 50 Ом +1.4 В +1.4 В 68 Ом 91 Ом 29 мВт 22 мВт ЗАЗЕМЛЯЮЩАЯ ПОВЕРХНОСТЬ СОГЛАСОВАНИЕ НА КОНЦЕ ЛИНИИ СОГЛАСОВАНИЕ B Z0 10 Ом В НАЧАЛЕ ЛИНИИ 39 Ом Z0 = 50 Ом ТЕХНИКУ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧ НЕОБХОДИМО ПРИМЕНЯТЬ, ЕСЛИ КРАТКОЕ ПРАВИЛО:

ДЛИНА ЛИНИИ ПРЕВЫШАЕТ 2 ДЮЙМА (5 СМ) НА НАНОСЕКУНДУ ВРЕМЕНИ НАРАСТАНИЯ/СПАДА ИМПУЛЬСА 50-ОМНАЯ ЛИНИЯ ПЕРЕДАЧИ НА ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЕ ВНОСИТ ЗАДЕРЖКУ 1 НС НА 7 ДЮЙМОВ (18 СМ) Рис. 10. a Метод нагрузки источника, показанный на рис.10.51В, обеспечивает поглощение отраженных волн при помощи сопротивления, равного характеристическому импедансу линии передачи. Для это требуется резистор сопротивлением около 39 Ом, включенный последовательно с внутренним выходным сопротивлением драйвера, которое обычно составляет около 10 Ом. При этом методе требуется, чтобы конец линии передачи был не нагружен, поэтому дополнительное разветвление по выходу не допускается. Метод нагрузки источника не увеличивает суммарную мощность рассеивания.

На рис.10.52 показан метод распределения высокоскоростных тактовых импульсов по нескольким устройствам. Проблема здесь заключается в том, что появляется небольшой сдвиг между импульсами из-за задержки на прохождение микрополосковой линии (около 1 нс/7”). В некоторых случаях время сдвига может быть критичным. Важно обеспечивать длину отвода от линии к каждому устройству не более 0.5 дюйма, чтобы предотвратить рассогласование на протяжении всей линии передачи.

РАЗВОДКА ТАКТОВЫХ ИМПУЛЬСОВ С ПОМОЩЬЮ СОГЛАСОВАННОЙ ЛИНИИ +3.3 В 120 Ом ТАКТОВЫЕ 30 мВт ЛИНИЯ ПЕРЕДАЧИ Z0 = 50 Ом ИМПУЛЬСЫ +1.4 В 91 Ом 22 мВт SHARC SHARC SHARC DSP DSP DSP 50-ОМНАЯ ЛИНИЯ ПЕРЕДАЧИ НА ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЕ ВНОСИТ ЗАДЕРЖКУ 1 НС НА 7 ДЮЙМОВ (18 СМ) СЛЕДИТЕ, ЧТОБЫ ДЛИНА ОТВЕТВЛЕНИЯ НЕ ПРЕВЫШАЛА 0.5 ДЮЙМА (13 ММ) Рис. 10. Метод, показанный на рис.10.53, уменьшает сдвиг тактовых импульсов между получающими устройствами посредством использования нагрузки источника и обеспечением одинаковой длины каждой микрополосковой линии. Здесь нет дополнительного рассеивания мощности, как в случае с конечной нагрузкой.

Рис.10.54 показывает, как метод нагрузки источника может использоваться в двунаправленной линии между SHARC DSP. Выходное сопротивление драйвера SHARCа составляет примерно 17 Ом, и следовательно, требуется последовательное сопротивление в 33 Ом на каждый конец линии передачи для хорошего согласования.

Метод, показанный на рис.10.55, может использоваться при двунаправленной передаче сигналов от нескольких источников по сравнительно длинной линии передач. В этом случае линия нагружается с обеих концов, и в результате сопротивление нагрузки составляет в 25 Ом для постоянного тока. Драйверы SHARCа способны обеспечивать корректные логические уровни на такой нагрузке.

a ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЙ МЕТОД РАЗВОДКИ ТАКТОВЫХ ИМПУЛЬСОВ С ПОМОЩЬЮ СОГЛАСОВАННЫХ ЛИНИЙ Z0 = 10 Ом 39 Ом SHARC Z0 = 50 Ом DSP Z0 = 10 Ом ТАКТОВЫЕ 39 Ом SHARC ИМПУЛЬСЫ Z0 = 50 Ом DSP Z0 = 10 Ом 39 Ом SHARC Z0 = 50 Ом DSP Рис. 10. СОГЛАСОВАНИЕ ЛИНИИ ДЛЯ ДВУНАПРАВЛЕННОГО ОБМЕНА МЕЖДУ ПРОЦЕССОРАМИ DSP SHARC ADSP-2106x ADSP-2106x ВЫКЛЮЧЕН ДЛИНА > 6 ДЮЙМОВ (15 СМ) 33 Ом 33 Ом Z0 = 50 Ом ВКЛЮЧЕН Z0 = 17 Ом ПОРТ ПЕРЕДАЕТ ПОРТ ПРИНИМАЕТ Рис. 10. a SHARC SHARC SHARC DSP DSP DSP +3.3 В +3.3 В 120 Ом 120 Ом 30 мВт 30 мВт Z0 = 50 Ом ДЛИНА > 10 ДЮЙМОВ +1.4 В 91 Ом 91 Ом 22 мВт 22 мВт SHARC SHARC SHARC DSP DSP DSP СЛЕДИТЕ, ЧТОБЫ ДЛИНА ОТВЕТВЛЕНИЯ НЕ ПРЕВЫШАЛА 0.5 ДЮЙМА (13 ММ) Рис. 10. a ЛИТЕРАТУРА ПО РАБОТЕ С ВЫСОКОСКОРОСТНОЙ ЛОГИКОЙ:

1. Howard W. Johnson and Martin Graham, High-Speed Digital Design, PTR Prentice Hall, 1993.

2. EDN’s Designer’s Guide to Electromagnetic Compatibility, EDN, January, 20, 1994, material reprinted by permission of Cahners Publishing Company, 1995.

3. Designing for EMC (Workshop Notes), Kimmel Gerke Associates, Ltd., 1994.

4. Mark Montrose, EMC and the Printed Circuit Board, IEEE Press, 1999 (IEEE Order Number PC5756).

Pages:     | 1 |   ...   | 4 | 5 ||



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.