WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

«Научно-популярное издание Д.И.АТАЕВ, В.А.БОЛОТНИКОВ ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ВЫСОКОКАЧЕСТВЕННОГО ЗВУКОВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ © Издательство «Радио и связь», 1986 ПРЕДИСЛОВИЕ Высококачественное воспроизведение звука ...»

-- [ Страница 2 ] --

ШУМОПОДАВИТЕЛИ При прослушивании программ нередко при малых уровнях сигнала, и особенно в паузах музыкального произведения, заметен мешающий шум. Для расширения динамического диапазона и уменьшения шумов при воспроизвединии конструкторы создают различные системы шумоподавления. Известные си« стемы шумоподавления можно разделить на два вида. К первому относятся системы с однократным воздействием на сигнал, т, е. работающие только при воспроизведении, к второму — требующие предварительной обработки сигнала ори записи и последующем воздействии при воспроизведении. К шумоподавителям первого вида относятся устройства понижения шума в паузах, так называемые пороговые шумоподавители, и устройства с использованием управляемых фильтров — динамические шумоподавители. Типичными их представителями являются пороговый шумоподавитель NFD фирмы Panasonic и шумоподавитель DNL, предложенный фирмой Philips [10]. К ним же относится также эффективная отечественная система динамического шумопонижения «Маяк» [11]. Основной недостаток этих устройств — частичное подавление полезного сигнала — связан с принципом их работы. Наиболее эффективными, но и более сложными, являются компаидерные устройства, относящиеся к второму виду систем шумоподавления. Это, применяемые в бытовой звукотехнике, системы Dolby (А, В, С), ANRS High Come и др. [12]. Они позволяют значительно снизить шум без ущерба для исходного сигнала. Но из-за того, что в случае их применения необходима двухкратная обработка сигнала, такие системы, как правило, используют в устройствах магнитной записи. В усилителях 34 целесообразно применять шумоподавители первого вида — пороговые и динамические. В простейшем же случае для понижения шума ограничивают полосу пропускания ФНЧ (с частотой среза 5...7 кГц) и регулятором тембра. Так как шумоподавитель вносит заметный вклад в нелинейные искажения всего усилительного тракта и ухудшает его динамические характеристики, то при воспроизведении звуковых программ с качественных носителей информации шумоподавитель следует исключать из тракта прохождения сигнала. Для этого в усилителе предусматривают специальный переключатель (S6 на рис. 1). Далее приводятся описания двух простых шумоподавителей для использования в усилителях 34. Однако применение этого узла в высококачественном усилителе 34 не обязательно. Динамический шумоподавитель на основе управляемого фильтра. Установлено, что спектр музыкальных сигналов зависит от их громкости таким образом, что с уменьшением громкости относительное содержание высокочастотных составляющих в сигнале уменьшается. Это дает возможность существенно ослабить уровень высокочастотных шумов за счет управляемого ограничения полосы усилителя в паузах и при малых уровнях сигнала. На управляемом изменении частотной характеристики тракта звуковоспроизведения основан принцип работы динамических шумоподавителей (принцип динамической фильтрации). Основные технические характеристики динамического шумоподавителя: Номинальное входное напряжение...... 0,8 В Максимальное входное напряжение...... SB Перегрузочная способность, не менее..... 20 дБ Коэффициент передачи на частоте 1 кГц.... 1 Крутизна спада АЧХ в полосе подавления.... 10 дБ на октаву Полоса частот (на уровне — 3 дБ)...... 20... 20 000 Гц Коэффициент гармоник, не более...... 0,2% Входное сопротивление......... 100 кОм Напряжение питания..........±15В Ток потребления...........10 мА Рис. 45. Принципиальная схема динамического шумоподавителя на основе управляемого фильтра Схема этого шумоподавителя приведена на рис. 45. Основным узлом здесь является управляемый ФНЧ, частота среза которого изменяется в широком диапазоне частот от 1 до 20 кГц. Фильтр состоит из элементов R5, R5, С6, С7 и VT1. Управляющее напряжение поступает на затвор транзистора VTI с резистора R10 из выпрямительного каскада на элементах DA2, VD1, VD2. Необходимый коэффициент передачи устройства и согласование с остальными каскадами усилителя обеспечивают элементы DAI, DA3. Шумоподавитель собран на унифицированной монтажной плате (см. рис. 32). В нем использованы резисторы МЛТ-0,25, СПЗ-22, конденсаторы КМ-5, КМ-6, К53-1. Вместо указанных на схеме можно использовать другие ОУ, например, К153УД1, К140УД7 со своими цепями коррекции. При настройке шумоподавителя потребуется стабилизированный двухполяр-ный источник питания напряжением ±15 В и током не менее 25 мА. Ее производят в следующем порядке. К выходу шумоподавителя подключают милливольтметр переменного тока. Движки всех переменных резисторов должны находиться в нижнем по схеме положении. На вход шумоподавителя подают синусоидальный сигнал частотой 5 кГц и уровнем 0,8 В (действующее значение). Резистором R2 устанавливают выходное напряжение около 0,8 В. Подстраивая резистор R8, уменьшают выходной сигнал на 25 дБ (около 45 мВ). Затем резистором R10 увеличивают сигнал на выходе таким образом, чтобы его уровень был на 3 дБ ниже по отношению к 0,8 В (около 0,57 В). На этом налаживание шумоподавителя заканчивается. Пороговый шумоподавитель на микросхемах. Работа пороговых шумопода-вителей основана на принципе автоматического уменьшения усиления в тракте воспроизведения в паузах, когда шумы проявляются наиболее сильно. Для определения паузы используется различие уровней сигнала и шума. Порог срабатывания обычно устанавливают вручную таким, чтобы уменьшение шума не сопровождалось заметным снижением уровня слабых сигналов. Основные технические характеристики порогового шумоподавителя, выполненного на микросхемах: Номинальное входное напряжение....... 0,8 В Максимальное входное напряжение....... 8В Перегрузочная способность, не менее...... 20 дБ Коэффициент передачи на частоте 1 кГц..... 1 Интервал регулировки порога срабатывания.... — 40... — 20 дБ Коэффициент гармоник.......... 0,2% Входное сопротивление.......... 100 кОм Напряжение питания........... ±15 В Ток потребления............ 15 мА Рис. 46. Принципиальная схема порогового шумоподавителя на микросхемах Принципиальная схема этого шумоподавителя приведена на рис. 46. Шу-моподавитель состоит из управляемого делителя, выполненного на резисторе КЗ и транзисторе VT1, устройства управления на микросхеме DA1 и согласующего каскада на микросхеме DA2. Шумоподавитель включается кнопкой SB1. При превышении входным сигналом порога, устанавливаемого резистором R4t на конденсаторе С5 появляется напряжение, закрывающее транзистор VTL При этом входной сигнал поступает на выход устройства без ослабления. В паузе или когда уровень сигнала меньше, чем порог срабатывания, напряжение на С5 становится положительным (определяется делителем R8, R9), транзистор VT1 открывается и коэффициент передачи уменьшается. Значение коэффициента передачи определяется соотношением сопротивлений резистора R3 и канала сток — исток VT1. Для монтажа шумоподавителя использована унифицированная плата. В ней применяют резисторы типов МЛТ-0,25, СПЗ-22, конденсаторы КМ-4, КМ-6, Кнопка SB1 — П2К с независимой фиксацией или любой переключатель на два положения. Вместо указанных на схеме ОУ можно использовать и другие ОУ общего применения со своими цепями коррекции, например, К153УД1 К140УД7 КНОУД8. Налаживание шумоподавителя состоит в проверке правильности монтажа. Для работы устройства необходим стабилизированный двухполярный источник питания напряжением ±15 В и током не менее 15 мА. Порог шумоподавления устанавливают при подаче на вход сигнала частотой 1 кГц и уровнем около 8 мВ ( — 40 дБ относительно 0,8 В). Движок резистора R4 должен находиться в таком положении, чтобы при входном сигнале уровнем — 40 дБ напряжение на выходе было равно нулю, а при увеличении входного сигнала на 3 дБ напряжение на выходе шумоподавителя появлялось.

РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА, ЭКВАЛАЙЗЕРЫ Регулятор тембра является, как правило, обязательным узлом современного высококачественного устройства звуковоспроизведения. Основное его назначение — обеспечить такое регулирование АЧХ усилительного устройства, чтобы компенсировать частотные искажения, вызванные несовершенством акустических систем, или сформировать АЧХ под конкретную фонограмму с учетом акустических свойств помещения и дефектов записи фонограммы и тем самым восстановить естественный тембр звучания. Регулировка тембра звучания основана на изменении АЧХ усилителя в определенной области частот. Коррекция АЧХ усилителя 34 достигается в основном с помощью цепей, содержащих конденсаторы и переменные резисторы и влияющих на АЧХ на краях рабочего диапазона чаетот. В последнее время для регулировки АЧХ усилителя все чаще используют многополосные регуляторы тембра — эквалайзеры с LCR-элементами, которые оозволяют изменить АЧХ на нескольких участках частотного диапазона. Точность коррекции АЧХ усилителя обычно повышается при увеличении числа частотных полос, в которых происходит раздельная коррекция. Однако в результате этого эквалайзер становится одним из громоздких звеньев звуковоспроизводящего тракта, хотя само регулирование производят не более чем в 5 — 12 частотных полосах. Для повышения плавности и глубины регулирования тембра, все чаще используют активные элементы — транзисторы и ОУ, а также включают регулирующие элементы в цепь ООС. В отличие от пассивных регуляторов (имеющих только цепи формирования АЧХ и согласующие каскады) активные регуляторы обеспечивают большее отношение сигнал — шум и больший диапазон регулировки тембров примерно при том же количестве элементов. Показатели качества регуляторов тембра определяют такие параметры звуковоспроизводящего тракта, как уровень шума, коэффициент гармоник, диапазон регулирования АЧХ, динамический диапазон и т. п. К основным техническим характеристикам регуляторов тембра относятся следующие: номинальное входное напряжение [В] — уровень входного синусоидального напряжения, при котором напряжение на выходе равно номинальному (0,8± ±0,05) В. Измерения проводят, когда регуляторы тембра находятся в положении, обеспечивающем горизонтальную АЧХ;

коэффициент передачи на частоте 1 кГц — отношение выходного напряжения регулятора к входному номинальному на частоте 1 кГц при положениях регулирующих элементов, соответствующих горизонтальной АЧХ;

предел регулирования тембра [дБ] — отношение выходного напряжения регулятора на частотах максимального подъема и спада АЧХ (при крайних положениях регулировочных элементов) к выходному напряжению регулятора на частоте 1 кГц при горизонтальной АЧХ каскада;

перегрузочная способность [дБ] — отношение максимального выходного напряжения при коэффициенте гармоник 10% к выходному номинальному напряжению. Измерения проводят на частотах максимального подъема АЧХ;

коэффициент гармоник [%] — коэффициент нелинейных искажений при синусоидальном входном сигнале. Измеряют в диапазоне частот 20... 20 000 Гц при входном напряжении, равном номинальному;

регуляторы тембра — -в положении максимального подъема АЧХ;

отношение сигнал — шум [дБ] — отношение выходного напряжения сигнала при номинальном входном к среднеквадратическому значению напряжения шума на выходе при отсутствии сигнала. Измерения проводят без взвешивающего фильтра;

регуляторы тембра должны находиться в положении, при которых АЧХ каскада горизонтальна. Далее описаны схемы регуляторов тембра, согласованных по входу с выходами узлов, о которых речь шла раньше. Эти регуляторы имеют достаточно низкое выходное сопротивление, что позволяет подключить их непосредственно на вход усилителей мощности. Регулятор тембра на ОУ К153УД2. Он имеет следующие основные техниче» ские характеристики: Номинальное входное напряжение......... 0,15 В Коэффициент передачи на частоте 1 кГц....... 15 дБ Пределы регулирования тембра на частоте, Гц: 100................. ±12 дБ 10000................ ±13 дБ Перегрузочная способность (относительно уровня 12 дБ), не менее................. 10 дБ Коэффициент гармоник в диапазоне частот 20... 20 000 Гц, не более................. 0,1% Отношение сигнал-шум (невзвешенное), не менее.... 70 дБ Входное сопротивление............ 100 кОм Выходное сопротивление........... 1 кОм Напряжение питания............ ±15 В Ток потребления............. 10 мА Такой активный регулятор тембра с RC мостом в цепи ООС (рис. 47), несмотря на простоту, обеспечивает достаточную глубину изменения АЧХ усилителя в области низших и высших частот. Пределы регулировки АЧХ на частотах 50 Гц и 15 кГц составляют около ±16 дБ. Наличие ОУ DA1 позволяет получить коэффициент передачи напряжения регулятора больше единицы. В положении максимального подъема АЧХ в области низших и высших частот (резисторы R5 и R3 в крайнем левом по ехеме положении) АЧХ на частотая 350 Гц и 1,5 кГц имеет подъем на 3 дБ. Для обеспечения приведенных характеристик внутреннее сопротивление источника входного сигнала должно быть не более 1 кОм.

Рис. 47. Принципиальная схема регулятора тембра на ОУ 153УД2 Регулятор смонтирован на унифицированной монтажной плате методом объемного монтажа. Резисторы R3, R5 могут быть любого типа с линейной зависимостью (типа А), остальные — МЛТ-0,25, конденсаторы — КМб. Кроме микросхемы К153УД2 можно использовать К153УД1, К140УД7, К140УД8 и другие Q соответствующими цепями коррекции. Для питания темброблока можно использовать любой стабилизированный Двухполярный источник напряжения ±15 В, обеспечивающий ток в нагрузке не менее 20 мА. Перед настройкой проверяют правильность монтажа схемы. Затем подбором конденсаторов С5 и С6 устраняют возможное самовозбуждение узла при крайних положениях регуляторов тембра. Регулятор тембра с использованием переключателя типа П2К. Как уже отмечалось, усилитель, построенный на дискретных компонентах, использующих схемотехнику ОУ, можно с успехом использовать для построения различных уз-лов звукового усилителя. В качестве примера здесь показано применение усилительного модуля в регуляторе тембра. Регулятор тембра, рис. 48, имеет следующие основные технические характеристики: Номинальное входное напряжение......... 0,8 В Коэффициент передачи на частоте 1 кГц....... 1 Пределы регулирования тембра на частоте, Гц: 100................. ±12 дБ 10000................ ±12 дБ Перегрузочная способность (относительно уровня 12 дБ), не менее 10 дБ Коэффициент гармоник в диапазоне частот 20...20 000 Гц, не более 0,05% Отношение сигнал-шум (невзвешенное), не менее.... 70 дБ Входное сопротивление............ 47 кОм Выходное сопротивление........... 1 кОм Напряжение питания............ ±15 В Ток потребления.............. 20 мА Схема модуля А1 (рис. 49,а) аналогична использованной в корректоре (рис. 27). Транзисторы VT1 и VT4 образуют дифференциальную пару, в эмиттерную цепь которых включен стабилизатор тока на транзисторе VT3. Такое построение позволяет получить хорошую изоляцию входного каскада от источника питания и эксплуатировать транзисторы VT1 и VT4 в их оптимальной малошумящей области. Применением активной нагрузки (транзистор VT2) достигается большое усиление входного каскада. Эмиттерный повторитель (транзистор VT5) согласует входной и выходной каскады. Выходной каскад (транзистор VT6) работает в режиме А на активную нагрузку, являющуюся стабилизатором тока (транзистор VT7). Это обеспечивает максимальное усиление и улучшает линейность выходного каскада. Работа регулятора тембра с использованием этого усилительного модуля поясняется упрощенной схемой, приведенной на рис. 49,6.

Рис. 48. Принципиальная схема регулятора тембра о использованием переключателя типа П2К Как видно из рисунка, устройство представляет собой усилитель, охваченный параллельной ООС. Одна цепь обратной связи включена между инвертирующим входом С и общим проводом, другая — между выходом В и входом С. Отношение сопротивлений этих участков определяет усиление схемы по переменному току. Поскольку компоненты цепи обратной связи построены на реактивных элементах, то АЧХ усилителя оказывается частотно-зависимой. Изменяя номиналы реактивных элементов, можно легко управлять подъемом или спадом усиления на низких и высоких звуковых частотах. Полная схема регулятора тембра показана на рис. 48. Подсоединяя переключателями SB1 («Низкие») и SB2 («Высокие») различные RC цепи в цепь обратной связи, можно регулировать усиление модуля и тем самым корректировать АЧХ усилителя. Элементы RC -цепей выбраны таким образом, чтобы шаг регулирования составлял 4 дБ с максимальным пределом регулирования ±12 дБ. Если кнопки SB1 и SB2 отжаты, усиление темброблока определяется номиналами элементов R7, С7, R14, С14 (R1, С1 и R2, С2 на рис. 49,6) и равно примерно 10. При этом АЧХ усилителя равномерна в рабочем диапазоне частот. Регулятор R15 позволяет согласовать выход регулятора тембра (по уровню) с входом усилителя мощности.

Рис. 49. Принципиальная схема усилительного модуля А1 (а) и упрощенная схема регулятора тембра (б) Два канала регулятора тембра собраны на печатных платах, показанных на рис. 50 — 52. На рис. 60 приведены печатная плата усилительного модуля. Для стереофонического усилителя необходимо изготовить два таких модуля. При монтаже узла использованы резисторы МЛТ-0,25, конденсаторы КМ-5, КМ-6 и К50-6. В качестве переключателей SB1 и SB2 применены два блока коммутаторов П2К (каждый из шести переключателей) с зависимой фиксацией, установленных с шагом 15 мм. После распайки всех элементов собирают узел регулировки тембра. Платы с усилительными модулями устанавливают взаимно перпендикулярно на плате (рис. 52) со стороны элементов и соединяют соответствующие точки одножильным проводом ММ или МШВ диаметром 0,8... 1 мм. Платы с кнопками (рис. 51 и рис. 52) располагают параллельно на расстоянии примерно 50... 60 мм (в зависимости от конструкции всего усилителя) и соединяют таким же проводом одноименные точки 1 — 6. Как правило, при исправных деталях и правильно выполненном монтаже, темброблок работает без настройки. При необходимости резистором R15 можно установить желаемый уровень сигнала на выходе. Для питания узла можно использовать любой стабилизированный двухполярный источник напряжением ±15 B, обеспечивающий ток в нагрузке не менее 20 мА.

Рис. 50. Печатная (а) и монтажная (б) платы усилительного модуля Простой пятиполосный эквалайзер на двух ОУ К153УД2 с минимальным числом компонентов. Обычные двухполосные регуляторы тембра не позволяют выделить или лодавить узкую полосу частот. Кроме того, обычно точки регулировки высоких и низких частот в таких регуляторах берутея вблизи Г2 кГц и 60 Гц, что не позволяет эффективно влиять иа область частот от 200 Гц до 5 кГц. Значительно большие возможности у многополосных регуляторов тембра или эквалайзеров («выравнивателей» частотной характеристики). Как правило, эквалайзеры строят по принципу разделения всей полосы пропускаемых частот на несколько (от четырех до 30) полос на базе совокупности активных узко-полосных фильтров, сигнал с выхода которых объединяет суммирующий усили-тель. Это обусловливает относительно высокие затраты, так как для качественных фильтров необходимы высокоточные компоненты.

Рис. 51. Печатная (а) и монтажная (б) платы высокочастотного модуля регулятора тембра На рис. 53 показана схема простого эквалайзера, имеющего при небольшом количестве элементов довольно высокие качественные показатели. Уменьшение количества элементов достигается тем, что в цепь обратной связи обычного двухполосного регулятора тембра на ОУ DA2 включены дополнительно три RC цепи с частотно-избирательными свойствами. Области частот, в которых регулируется АЧХ, определяются параметрами RC цепей, включенных в петлю ООС, охватывающей ОУ DA2. Он имеет следующие оеновные технические характеристики: Номинальное входное напряжение....... 0,2 В Количество частот регулирования....... 5 Частоты регулирования.......... 40, 200, 1000, 4500, 16000 Гц Пределы регулирования АЧХ........ ±15 дБ Коэффициент гармоник в диапазоне частот 20... 20 000 Гц 0,1% Перегрузочная способность, не менее...... 10 дБ Отношение сигнал-шум (невзвешенное)...... 70 дБ Входное сопротивление.......... 30 кОм Выходное сопротивление.......... 1 кОм Напряжение питания........... ±15 В Ток потребления............ 30 мА Рис. 52. Печатная (а) и монтажная (б) платы низкочастотного модуля регулятора тембра При перемещении движков переменных резисторов R6, R13, R18, R23 а R27 вверх (по схеме) усиление этого каскада на частотах регулирования уменьшается, при перемещении вниз — возрастает. При этом глубина регулирования АЧХ на частотах 40, 200, 1000, 4500 и 16000 Гц составляет примерно ±15 дБ. Для работы регулятора на ОУ DA2 необходим источник сигнала с небольшим выходным сопротивлением (не более 1 кОм). Если источник сигнала высоко-омный, включают каскад на ОУ DA1. Необходимое напряжение на его выход! устанавливают подстроечным резистором R8.

Рис. 53. Принципиальная схема пятиполосного эквалайзера на двух ОУ К153УД2 На печатной плате (рис. 54,а) собирают два канала эквалайзера. Резисторы и конденсаторы, используемые в регуляторе, должны быть подобраны с точностью не хуже ±10%. Больший допуск ухудшит характеристики регулятора, не влияя на стабильность его работы. Микросхемы DA1 и DA2 — любые ОУ общего применения с соответствующими цепями коррекции, например, К153УД1, К153УДЗ, К140УД7, К140УД8. Разводка печатной платы допускает включение микросхем К153УД1, К153УДЗ со своими цепями коррекции.

Рис. 54. Печатная (а) и монтажная (б) платы пятиполосного эквалайзера на двух ОУ КД53УД2 Для питания эквалайзера следует использовать любой стабилизированный двухяолярный источник напряжением ±15 В, обеспечивающий ток в нагрузке не менее 30 мА. При исправных деталях достаточно проверить правильность монтажа. Подстройкой резистора R8 устанавливают необходимое выходное напряжение. Пятиполосный эквалайзер на базе синтезированного последовательного контура с использованием ОУ К153УД2 (рис. 57). Он имеет следующие основные технические характеристики;

Номинальное входное напряжение...... 0,8 В Количество частот регулирования....... 5 Частоты регулирования.......... 50, 200, 800, 3200, 12800 Гц Пределы регулирования АЧХ........ ±12 дБ Коэффициент гармоник в диапазоне частот 20... 20 000 Гц, не более..............0,1% Перегрузочная способность, не менее...... 10 дБ Отношение сигнал-шум (невзвешенное)...... 70 дБ Входное сопротивление........., 10 кОм Выходное сопротивление........, 1 кОм Напряжение питания........... ±15 В Ток потребления............ 100 мА Часто для построения многополосных эквалайзеров находят применение регуляторы с LCR-элементами (рис. 55), с помощью которых АЧХ изменяют на нескольких участках частотного диапазона. Основная трудность при их реализации заключается в изготовлении индуктивностей без использования громоздких и создающих значительные наводки дросселей. Однако использование ОУ позволяет довольно просто решить эту задачу. На рис. 56,а приведена схема простейшего гиратора — каскада, имеющего индуктивную входную проводимость, Его эквивалентная схема изображена на рис. 56,6, Рис. 55. Структурная схема регулятора тембра с LCR элементами Рис. 56. Схема гиратора эквивалентная схема (б) (а) и его Напряжение сигнала Uc с выхода повторителя на ОУ DA1 через конденсатор С1 поступает на второе плечо — резистор R1. С повышением частоты передаваемое через конденсатор С1 напряжение возрастает, а разность потенциалов на концах резистора R1 падает. Поэтому ток, отбираемый от источника U0 через резистор R1, уменьшается с ростом частоты и отстает по фазе от Uс (ф->п/2 при w->оо). Это условие обеспечивает индуктивный характер входной проводимости. Эквивалентная индуктивность L8 определяется выражением-Lэ = C1 R1 R2. Полная входная проводимость каскада gвх=1/(R1 + R2+ jwRl R2C1). Включив последовательно с входом гиратора конденсатор Сх, можно получить последовательный резонансный контур, частота настройки которого регулируется изменением емкостей Сх и С1. Практическая схема пятиполосного эквалайзера, построенного на базе синтезированного последовательного контура, с использованием ОУ К153УД2 приведена на рис. 57. Входной сигнал поступает на двойной симметричный дифференциальный каскад (на транзисторах VT1, VT2 и ОУ DA6), охваченный гальванической обратной связью, что способствует стабилизации режима каскадов по постоянному току. Пять активных полосовых фильтров, эквивалентных избирательным последовательным контурам, придают обратной связи частотно-зависимый характер. Рассмотрим работу одного фильтра. Допустим, что движок переменного резистора R4 находится в нижнем по схеме положении, при котором в цепи обратной связи образуется делитель напряжения, состоящий из R20 и C1, (R1 + 3-R2), L1Э = C2RlR2. На резонансной частоте контура fp=l/(2n\/L1ЭC1) его сопротивление и глубина ООС минимальны, а коэффициент усиления максимален. В верхнем положении движка резистора R4 контур шунтирует входную цепь первого каскада, из-за чего при резонансе АЧХ приобретает провал на частоте fР, а в промежуточном положении потенциометра R4 АЧХ становится плоской. Остальные фильтры действуют аналогично. В данном регуляторе резонансные частоты контуров сдвинуты между собой на четыре октавы и равны 50, 200, 800, 3200 и 12800 Гц, а глубина регулировки достигает ±12 дБ. Для улучшения отношения сигнал — шум входной дифференциальный каскад выполнен на малошумящих транзисторах КТЗ102Д. Цепь R19, С16 устраняет самовозбуждение каскада на высоких частотах. Конструктивно эквалайзер выполнен на унифицированной монтажной плате методом объемного монтажа (см. рис. 32). Переменные резисторы R4, R7, RIO, R13, R16 могут быть любого типа с функциональной зависимостью типа А. Конденсаторы С1, С2, С4, С5, С7, С8, С10, СП, С13 и С14 составлены из нескольких (для удобства настройки) типа КМ-5 или КМ-6. Помимо указанных на схеме можно применять ОУ К153УД1, К140УД7, К140УД8 и т. л. Взамен транзисторов КТ3102Д подойдут транзисторы типов КТ209, КТЗГ5, КТ342 и т. д. Однако надо стремиться использовать малошумящие транзисторы. Налаживание собранного из исправных деталей эквалайзера при правильно выполненном монтаже сводится по существу к проверке его работоспособности, Питать эквалайзер можно от любого стабилизированного двухполярного источ» ника напряжением ±15 В, обеспечивающего ток в нагрузке 100 мА.

Рис. 57. Принципиальная схема пятиполосного эквалайзера набазе синтезированного последовательного контура Октавный одиннадцатиполосный эквалайзер (рис. 58). Он имеет следующие оеновные технические характеристики: Номинальное входное напряжение.......0,8 В Количество частот регулирования.......11 Частоты регулирования..........30, 56, 104, 194, 360, 671, 1249, 2325, 4328, 8057, 15000 Гц Пределы регулирования АЧХ........±12 дБ Коэффициент гармоник в диапазоне частот 20... 20 000 Гц 0,1% Перегрузочная способность, не менее...... 10 дБ Отношение сигнал-шум (невзвешенное)......70 дБ Входное сопротивление..........1 кОм Выходное сопротивление..........1 кОм Напряжение питания........... ±15В Ток потребления............ 250 мА Как правило, жилые комнаты имеют ограниченные размеры и, как любой ®амкнутый объем, они имеют резонансы на звуковых частотах. Например, прямоугольная комната размерами 4,2X3,4X2,5 м имеет резонансы на частотах 40, §0 и 70 Гц, ниши и трубы отопления в ней дают резонансы на более высоких частотах. Обычно используемые регуляторы тембра обеспечивают плавное регулирование АЧХ, главным образом, на краях диапазона рабочих частот. Естественно, такая регулировка тембра не позволяет компенсировать комнатные резонансы. Схема, приведенная на рис. 58, специально разработана для коррекции комнатных резонансов и резонансов акустических систем. Эквалайзер содержит одиннадцать активных полосовых фильтров, что позволяет получить достаточно гибкую АЧХ. Каждый фильтр Z содержит два конденсатора C1, C2, два резистора Rl, R2 и один операционный усилитель DA1. Резонансные частоты фильтров выбраны такими, что отношение частот соседних фильтров приблизительно равно 1,86 (см. далее табл. 3). При этом полосы пропускания фильтров перекрываются так, чтобы обеспечить горизонтальную АЧХ всего регулятора, и нулевой фазовый сдвиг в точках перехода фильтров. Это достигнуто тем, что фазовое опережение одного фильтра компенсируется фазовым запаздыванием другого. Добротность Q фильтров, дающая плоскую АЧХ, равна 1,25. При этом полоса пропускания эквалайзера по уровню — 3 дБ составляет 18 Гц...121 кГц. Добротность Q=l,25 предопределила усиление фильтра, которое в этом случае должно быть равно 3 (R2/2R1). Выходные сигналы полосовых фильтров объединяются на входе суммирующего усилителя на ОУ DA1. В среднем положении движков резисторов R4 АЧХ эквалайзера горизонтальна, а коэффициент передачи равен единице. Максимальная регулировка АЧХ в полосе каждого фильтра составляет ±12 дБ и определяется резисторами R3 и R4.

Рис. 58. Принципиальная схема одиннадцатиполосного эквалайзера Для монтажа микросхем DA1 используются переходные печатные платы (рис. 59), которые затем размещают на плате полосовых фильтров (рис. 60). Это позволяет без изменений на основной плате фильтров применять различные типы микросхем со своими цепями коррекции. На каждой переходной плате устанавливают по два ОУ. На отдельной печатной плате (рис. 61) смонтированы регулировочные резисторы R4 (СПЗ-22). Применение этого типа резисторов объясняется тем, что эквалайзер будет находиться внутри корпуса усилителя и, будучи настроенным для конкретных помещения и акустической системы постоянно, не перестраивается. Для изменения тембра звучания предполагается использование обычной регулировки тембра, которая вводится в предварительный усилитель. Низкое выходное сопротивление фильтров позволяет установить обычные движковые или осевые переменные резисторы на некотором расстоянии от платы фильтров без опасения ухудшения работы из-за наводок. Помимо указанных на схеме микросхем можно использовать любые ОУ общего применения с соответствующими цепями коррекции. Номиналы конденсаторов фильтров приведены в табл. 3. Конденсаторы должны иметь точность не хуже 5%, резисторы — не хуже 2%. Для упрощения настройки часть емкостей фильтров составлена из двух конденсаторов. Налаживание собранного из исправных деталей узла сводится к проверке его работоспособности. Необходимо тщательно проверить отсутствие самовозбуждения устройства во всех положениях органов регулирования тембра. Эквалайзер питается от стабилизированного двухполярного источника напряжением ±15 В, обеспечивающего ток в нагрузке не менее 250 мА.

Рис. 59. Печатная эквалайзера (а) и монтажная (б) переходные платы одиннадцатиполосного Рис. 60. Печатная (а) и мотажная (б) платы полосовых фильтров одиннадцатиполосного эквалайзера Рис. 61. Печатная (а) и монтажная одиннадцатиполосного эквалайзера (б) платы регулировочных резисторов Параметрический эквалайзер на ОУ К153УД2 (рис. 62). Он имеет следующие основные технические характеристики: Номинальное входное напряжение...... 0,8 В Количество частот регулирования...... 2 Частоты регулирования......... 40... 1200 и 1200... 15000 Гц Пределы регулирования АЧХ....... ±16 дБ Пределы регулирования ширины полосы пропускания фильтров............. 0,3... 3,6 октавы Коэффициент гармоник в диапазоне частот 20......20000 Гц, не более......... 0,1% Перегрузочная способность, не менее..... 10 дБ Отношение сигнал-шум (невзвешенное), не менее.. 70 дБ Входное сопротивление......... 20 кОм Выходное сопротивление......... 1 кОм Напряжение питания.......... ±15 В Ток потребления.........-.. 120 ±.10 мА Точность регулирования АЧХ звукового тракта при использовании много-полосного эквалайзера значительно повышается при увеличении числа частотных полос, в которых производится раздельная коррекция. Однако в результате этого он становится довольно сложным и дорогим узлом звуковоспроизводящего тракта. Таблица 3 Резонансная Резонансная С1=С2, пФ Фильтр сг=С2, пФ Фильтр частота, Гц частота, Гц Z1 30 180000 Z7 1249 3900 Z2 Z3 Z4 Z5 Z6 56 104 194 360 671 100000 47000 27000 15000 7500 Z8 Z9 Z10 Z11 2325 4328 8057 15000 2200 1200 560 На рие. 62 приведена схема параметрического эквалайзера, который содержит всего две частотные полосы, но по точности коррекции АЧХ он не уступает обычным эквалайзерам с числом полос 5 — 8. Широкий диапазон регулирования здесь достигается тем, что в каждом из двух полосовых фильтров, кроме регулятора глубины коррекции, введены регуляторы добротности и резонансной частоты. То ееть обеспечена возможность как точной настройки каждого фильтра на определенную частоту, так и регулирования усиления и полосы пропускания каждого фильтра. Частоту настройки ФНЧ можно изменять от 49 до 1200 Гц, ФВЧ от 1,2 до 15 кГц. Полоса пропускания каждого фильтра перестраивается в интервале от 0,3 до 3,6 октавы. Этот темброблок можно использовать и как обычное устройство регулировки тембра, зафиксировав частоты настройки и ширину полосы пропускания каждого фильтра. Схемотехнически оба фильтра построены по одинаковой схеме на базе активных фильтров, поэтому работу схемы можно рассмотреть на примере работы ФНЧ. Операционный усилитель DA2 включен как суммирующий инвертор. На его инвертирующий вход поступают входное напряжение через резистор R9 и напряжение с выхода полосового фильтра, выполненного на двух ОУ DA1 и DA3. Напряжение на входе полосового фильтра определяется положением движка переменного резистора R10, которым изменяют амплитуду и фазу сигнала, подаваемого на вход фильтра. Если фаза сигнала положительна, то на инверсном входе (на выводе 2) микросхемы DA2 происходит суммирование сигналов, если фаза еигнала отрицательна — ослабление входного сигнала. Резонансную частоту фильтра перестраивают сдвоенным переменным резистором R6.1, R6.2. Полосу пропускания фильтра регулируют сдвоенным переменным резистором R4A и R4.2. Параметрический эквалайзер смонтирован на унифицированной монтажной. плате методом объемного монтажа. Помимо указанных на схеме микросхем можно также использовать ОУ К153УД1, КД40УД7, К140УД8 и другие общего применения с соответствующими цепями коррекции: переменные резисторы RIO, R25, R6, R21 — СПЗ-23 с линейной зависимостью (типа A), R4, R19 — Q функциональной зависимостью (типа В);

остальные резисторы — МЛТ-0,25;

конденсаторы — К.М-5, К.50-6. При правильно выполненном монтаже и исправных компонентах эквалайзер работает практически без настройки и налаживание сводится лишь к проверке его работоспособности. Для питания следует использовать двухполяр-ный стабилизированный источник напряжением ±15 В, обеспечивающий ток а нагрузке не менее 150 мА.

Рис. 62. Принципиальная схема параметрического эквалайзера КВАДРАПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ Для усиления действий стереоэффекта, таких как увеличение локализации звуков по глубине, расширение площади действия стереоэффекта, создание точного ощущения «атмосферы зала», создаются четырехканальные квадрафонические системы звуковоспроизведения. В зависимости от числа записанных и воспроизводимых каналов они делятся на три типа: полная или дискретная квадрафоническая система со структурой «4-4-4» — четыре канала записи, четыре канала передачи и четыре канала воспроизведения;

квазиквадрафоническая система со структурой «4-2-4» — четыре канала записи, два канала передачи и четыре канала воспроизведения;

псевдоквадрафоническая система со структурой «2-2-4» — два канала записи, два канала передачи и четыре канала воспроизведения. Широкому использованию квадрафонических систем препятствуют соображения экономического характера, так как четырехканальные носители первичной звуковой информации вееьма дороги. Что касается усилителей и акустических систем, то здесь принципиальных затруднений в реализации квадрафонии кет. Для широкого применения полной квадрафонии пока не хватает соответствующих источников сигнала, т. е. передач в эфире, записей на грампластинках. Наиболее просто осуществить запись и воспроизведение квадрафонических сигналов при наличии четырехканального магнитофона. Среди полных квадрафонических систем грамзаписи наиболее известной является система CD-4, предложенная фирмой JVC-Victor (Япония). Грамплаетинки, изготовленные по системе CD-4, можно проигрывать на обычных моно- и стереофонических проигрывателях, т. е. эта система является совместимой. Одной из известных систем квазиквадрафонии является матричная, типичные представители которой строятся на основе метода SQ, предложенного фирмой CBS, и метода QS фирмы Sansui [11]. Эта система дает возможность а помощью существующих стереоприемников и усилителей принимать и воспроизводить квадрафонические передачи. Системы SQ и QS обеспечивают совместимость квадрапластинок с обычными и не требуют, в отличие от системы CD-4, специальных звукоснимателей. Также известна отечественная система ABC, являющаяся разновидностью квазиквадрафонии [14]. Ее основное отличие от других известных систем со-сюит в расположении громкоговорителей по системе «трапеция» и в значении коэффициентов кодирования и декодирования. Декодер в системе ABC не содержит широкополосных фазовращателей и элементов логики. По качеству звучания она не уступает системам SQ и QS. Система ABC также является совместимой с обычной стереофонией. В системах псевдоквадрафонии, как правило, используются узлы, позволяющие выделить из сигналов стереоканалов информацию, имитирующую эффект отражения в зрительном зале. Для этих целей используются устройства выделения разностного сигнала левого и правого каналов и широкополосные фазовращатели. Несмотря на свою простоту, псевдоквадрафония обеспечивает за-кетное расширение стереозоны и создает эффект присутствия в зрительном зале. Далее описываются несложные квадрапреобразователи различных систем, позволяющие получить эффект квадрафонического звучания. Квадрапреобразователь на ОУ К153УД2, у которого используется фазовращатель и суммарно-разностная матрица (рис. 63). Он имеет следующие основные технические характеристики: Входное напряжение: номинальное............ 0,8 В максимальное...........8 В Номинальный диапазон частот........ 20... 30 000 Гц Коэффициент гармоник.......... 0,2% Отношение сигнал-шум (невзвешенное)...... 70 дБ Входное сопротивление.......... 100 кОм Напряжение питания........... ±15 В Ток потребления............ 50 мА Часто в качестве псевдоквадрафонического преобразователя применяются дисперсионные фазовращатели — устройства, фазовая характеристика которых описывается выражением ф= — arctgwt, (w = 2пf — круговая частота, t=RC — постоянная времени фазового контура), а АЧХ равномерна во всем диапазоне рабочих частот.

Рис. 63. Принципиальная схема квадрапреобразователя на ОУ с фазовращателем в суммарно-разностной матрицей Принципиальная схема такого квадралреобразователя показана на рие. 63. Каждый его канал состоит из входного каскада (микросхемы DAI, DA2), дисперсионного фазовращателя (DA3, DA4), резистивной матрицы, обеспечивающей разностные преобразования сигналов (R5, R8, Rll, R12, R15, R16) и выходного-дисперсионного фазовращателя (DA5, DA6). Сигналы для тыловых громкоговорителей формируются из разностных сигналов левого (Л) и правого (П) каналов для обычной стереофонической системы. Эти сигналы, проходя через дисперсионные фазовращатели, приобретают частотно-зависимый фазовый сдвиг, что создает известную задержку сигнала и имитирует реверберацию зала. Обычно такой преобразователь включается между нормирующими усилителями и усилителем мощности. Квадрапреобразователь смонтирован на унифицированной монтажной плате с использованием резисторов МЛТ-0,25, конденсаторов КМ-6, K53-l. Вместо микросхем К153УД2 можно использовать ОУ типов К.140УД7, К153УД1 и другие с соответствующими цепями коррекции. Налаживание его заключается в следующем. Параллельно резистору R17 подключают милливольтметр переменного тока. Со звукового генератора подают сигнал с частотой 1 кГц и уровнем 0,8 В сначала на вход П, затем на вход Л. В первом случае напряжение на R17 должно быть около 25 мВ, во втором — около 130 мВ. После этого милливольтметр подключают к выходу Л — П и проделывают аналогичные измерения. При подаче сигнала на вход П выходное напряжение должно быть около 140 мВ, при подаче на вход Л — около 0,8 В. Аналогично проверяют работу другого канала. Разбаланс выходных сигналов более 2 дБ устраняют подбором резистора R15 или R16. Простой квадрапреобразователь на транзисторах (рис. 64). Он имеет следующие основные технические характеристики: Входное напряжение: номинальное............ 0,8 В максимальное............ 2В Выходное напряжение: номинальное............ 0,8 В максимальное............ 2В Входное сопротивление........ 20 кОм Номинальный диапазон частот........ 40... 18000 Гц Коэффициент гармоник.......... 0,5% Отношение сигнал-шум (невзвешенное)...... 80 дБ Напряжение питания........... 24 В Ток потребления............ 20 мА Квазиквадрафонические матричные системы SQ, QS, ABC позволяют легко расширить возможности имеющихся сервоусилителей. Для этого между пре-дусилителем и оконечным каскадом необходимо подключить несложный квадрапреобразователь — декодер и ввеети в устройство два дополнительных усилителя мощности. На рис. 64,а показана несложная схема квадрапреобразозателя для систем SQ и QS, состоящего из входных каскадов фазовращателей (на транзисторах VT1 — VT4), согласующих (VT5 — VT8) и выходных (VT9 — VT12) каскадов. Входные фазовращатели здесь создают необходимые изменения фазы сигнала, поступающего затем на матрицу сопротивлений, устанавливаемую между точками I, II, III, IV, V и А — D. Для системы SQ матрица имеет вид, показанный на рис. 64,6, а для системы QS — на рис. 64,в. Матрица позволяет получить соответствующее смещение сигналов после фазо-вращения. Выходные каскады обеспечивают согласование с нагрузкой. Монтаж квадрапреобразователя выполняют на унифицированной монтажной плате. Чтобы получить точное смещение и поворот фазы, необходимо использовать элементы с допуском не более 5%. Резисторы для матриц должны иметь точность не хуже 2%. В декодере применены резисторы МЛТ-0,25, конденсаторы КМ-5, К53-1. Вместо указанных на схеме можно использовать транзистора типов КТ342, КТ315. Для работы схемы необходим стабилизированный источник питания напряжением 24 В и током не менее 20 мА. Настройка квадрапреобразователя заключается в установке режима работы активных элементов по постоянному току (напряжение на коллекторах транзисторов VT1 — VT4, VT9 — VT12 должно быть около 12 В. Этого добиваются подбором соответственно резисторов Rl, R3, R37 — R40. Квадрапреобразователь системы ABC. Система пространственного звучания ABC построена с учетом особенностей слухового пространственного восприятия ори многоканальном воспроизведении. Полная совместимость системы ABC с обычной стереофонической системой позволяет -использовать декодер ABC для прослушивания обычных стереопластино;

к с получением иллюзии пространственного эффекта. Схема квадрапреобразователя системы ABC показана «а рис. 65. Он имеет следующие технические характеристики. Входное напряжение: номинальное............ 0,8 В максимальное............ 3,1 В Входное сопротивление.......... 47 кОм Номинальный диапазон частот........ 5... 30 000 Гц Коэффициент гармоник.......... 0,2% Отношение сигнал-шум (невзвешенное)...... 70 дБ Напряжение питания........... ±15В Ток потребления........... 35 мА Рис. 64. Принципиальная схема квадрапреобразователя на транзисторах В нее входят делители, составленные из резисторов Rl — R3, которые служат для выравнивания уровня входных сигналов в режиме «Моно», и прецизионный делитель из резисторов R4 — R11, R16, R18, R20, R21, R23 и усилители DA1 — DA4, обеспечивающие точное суммирование и вычитание сигналов. Режимы работы декодера выбирают переключателями SB1 («Стерео») я 5В2 (ABC). При одновременном нажатии кнопок SB1 и SB2 декодер работает в режиме «Объемное стерео». Резисторы R17, R19, R22, R24 защищают ОУ от токовых перегрузок. Для монтажа декодера используется унифицированная плата. В нем применены кнопочные переключатели П2К с зависимой фиксацией, переменные резисторы СПЗ-12 или СПЗ-4 (R2), постоянные МЛТ-0,25. Вместо указанных на схеме можно использовать любые ОУ Общего применения с соответствующими цепями коррекции.

Рис. 65. Принципиальная схема квадрапреобразователя системы ABC Налаживание декодера заключается в точном подборе (не хуже 1%) резисторов R4 — Rll, R16, R18, R20, R21, R23 и в проверке правильности монтажа. Узел необходимо питать от стабилизированного двухполярного источника напряжением ±15 В и током не менее 40 мА.

УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ Усилители мощности выполняют функции оконечных каскадов усилителей 34 и предназначены для создания необходимой мощности на внешней нагрузке, которой обычно является акустическая система. В комплексах высококачественного звуковоспроизведения усилитель мощности обычно выполняют в виде отдельного блока (или субблока). Он не содержит корректирующих АЧХ элементов и имеет плоскую АЧХ в широком диапазоне частот. В этом блоке не предусматривают никаких регулировок. Устанавливается лишь индикатор уровня выходной мощности. Уровень входного сигнала для этого усилителя нормируется, и обычно он равен 775±50 мВ. Усилитель мощности имеет большую выходную мощность (более 10 Вт), минимальный уровень собственных шумов (ниже — 60 дБ) и коэффициент гармоник меньше 1%. Фазо-частотная характеристика усилителя линейиа в диапазоне частот 20 Гц... 30 кГц.

Значительный запас мощности, которым обладает усилитель, позволяет получить большой динамический диапазон громкостей, что повышает естественность звучания, улучшает стабильность работы при номинальной мощности и обеспечивает незначительные нелинейные искажения. Максимальная выходная мощность, которая может быть передана в нагрузку, определяется максимальными значениями напряжения, действующего на выходе усилителя, и тока, протекающего через усилитель при заданной нагрузке. Эти значения целиком и полностью определяются параметрами выходных транзисторов. Поэтому для усилителей мощности характерным является применение в оконечном каскаде высоковольтных транзисторов повышенной мощности, потребляющих от источников питания большую энергию. В свою очередь, максимальное использование оконечных транзисторов по напряжению и току приводит к росту нелинейных искажений. Снижение уровня нелинейных искажений достигается в основном введением глубокой ООС. Однако при этом возрастает запаздывание сигнала на выходе и в цепи ООС, что является причиной динамических искажений. На слух динамические искажения проявляются в виде потери высших частот, в неестественном оттенке звучания, так называемом «транзисторном звуке». Степень динамических искажений оценивается по скорости нарастания выходного напряжения усилителя мощности. Для уменьшения динамических искажений в высококачественных усилителях глубина ООС ограничивается в пределах 20...... 30 дБ. В качестве оконечных применяют мощные высокочастотные биполярные или полевые транзисторы, которые позволяют расширить диапазон усиливаемых частот и тем самым повысить быстродействие усилителя. Меры, принимаемые для снижения динамических искажений, приводят к возрастанию нелинейных искажений, и условие обеспечения их (динамических и нелинейных искажений) на низком уровне является противоречивым. Часто для снижения нелинейных искажений для усилителей малой мощности выходной каскад работает в режиме А. Однако это затрудняет термостаби-лизацию большого тока покоя транзисторов выходного каскада и снижает КПД усилителя. В настоящее время в основном применяют бестрансформаторные выходные каскады, которые реализуют на трех-, четырехэлементных составных транзисторах при нескольких параллельно соединенных выходных транзисторах. Для них обычно предусматривается уетройство защиты при перегрузке сигналом большого уровня и при коротком замыкании на выходе. Качественные показатели усилителей мощности, их физические размеры в основном определяют качество всего усилительного устройства и поэтому неудивительно, что разработчики аппаратуры высококачественного звуковоспроизведения уделяют наибольшее внимание созданию высококачественных усилителей мощности. Поскольку требования к. снижению нелинейных и динамических искажений являются противоречивыми, то это является источником поиска для разработчиков, это же обстоятельство объясняет многообразие технических решений, появляющихся ;

в последнее время. К основным параметрам усилителей мощности звуковой частоты относятся следующие: максимальная выходная мощность Ртах [Вт] — выходная электрическая мощность на частоте 1 кГц при значении коэффициента гармоник 10%;

номинальная выходная мощность РЯОм [Вт] — выходная электрическая мощность, при значении коэффициента гармоник, заявленного для этого усилителя на частоте 1 кГц;

номинальная выходная мощность в полосе рабочих частот Рном (Дf) [Вт] — минимальная выходная электрическая мощность в диапазоне частот 20 Гц... 20 кГц при значении коэффициента гармоник, заявленного для этого усилителя на частоте 1 кГц;

коэффициент гармоник КГ [%] — коэффициент нелинейных искажений, когда входным низкочастотным сигналом является синусоидальное напряжение;

коэффициент гармоник в режиме малой выходной мощности Кг (50 мВт) [%] — коэффициент гармоник, измеренный при выходной мощности 50 мВт;

коэффициент гармоник в полосе частот Kг (Дf) [%] — максимальный коэффициент гармоник в диапазоне частот 20 Гц... 20 кГц при номинальной выходной мощности;

отношение сигнал-шум [дБ] — логарифм отношения выходного напряжения усилителя при номинальной мощности к среднеквадратическому напряжению шумов усилителя в полосе частот 20 Гц... 20 кГц;

нормированная АЧХ [дБ] — зависимость нормированного значения усиления G от частоты;

G = 20 lg (К/Ко), где К — коэффициент усиления усилителя в диапазоне частот, Ко — коэф.фициент усиления на частоте 1 кГц;

полоса рабочих частот Аf [Гц] — диапазон частот, внутри которого нормированная АЧХ усилителя имеет неравномерность не более ±1,5 дБ, измеряют при Pвых = 0,1 РНОМ;

фазо-частотная характеристика Аф [градус] — зависимость фазового сдвигаДф между составляющими входного и выходного напряжения от частаты f;

ДФН — значение Дф на частоте 20 Гц (нижнее), Дфв — значение Аф на частоте 20 кГц (верхнее);

коэффициент нелинейности фазовой характеристики бф [градус] — наибольшее отклонение фазовой характеристики реального усилителя относительно идеальной фазовой характеристики, изменяющейся по линейному закону;

бфн — значение б (ф) на частоте 20 Гц, б (фв) — значение б (ф) на частоте 20 кГц;

максимальная скорость нарастания выходного напряжения Vmax [В/мкс] — максимальное отношение ДUВЫх/Дt, где Дt — интервал времени, за который происходит изменение выходного напряжения Uвых на значение ДUВых на участке с наиболее крутым фронтом. Далее будут описаны усилители мощности, согласованные по входу с выходами узлов, описанных ранее « в (Ф В), град в (Ф н). град Кг (50 мВт), % Pном (Дf) Вт Рис. 66 Рис. 69 Рис. 72 Рис. 75 Рис. 79 Рис. 82 Рис. 60 80 70 80 70 20 55 75 60 70 60.ЛЬ 0,07 0,06 0,04 0,05 0,04 0,03 0, 0,15 0,12 0,1 0,1 0,08 0,07 0, 20... 50000 20... 40000 20... 150000 20... 80000 20... 100000 20... 80000 10... 8 7 5 1 10 4 8 7 3 2 3 3 30 25 18 8 35 16 2 2 5 11 8 V mах, в/мкс КГ (Дf), % Ф н,Гград Ф в, град Р mах. ВТ обеспечивающих согласованную работу на восьми- и четырехомную нагрузку. Чтобы получить приводимые технические характеристики, монтаж усилителей должен соответствовать приведенным чертежам печатной платы и монтажной схемы. Изменение компоновки может привести к ухудшению коэффициента гармоник и отношения сигнал — шум. В качестве материала печатных плат во всех случаях использован односторонний фольгиро-вгнный стеклотекстолит толщиной 1,5 мм. Усилитель мощности с балансным дифференциальным входным каскадом, Он имеет следующие основные технические характеристики: Номинальная выходная мощность....... 55 Вт Коэффициент гармоник.......... 0,07% Полоса рабочих частот....,,.... 20... 50 000 Гп Отношение сигнал-шум.......... 89 дБ Напряжение питания........... ±36 В Ток покоя.............. 100 мА Полные технические характеристики усилителя приведены в табл. 4. Таблица 4 Технические характеристики усилителей мощности Дf. Гц Усилитель 20 16 17 7 12,5 10 7, Одной из особенностей данного усилителя мощности является его питание от двухполярного источника. Это позволяет включить нагрузку между выходом усилителя и общим проводом без переходного конденсатора. Другая особенность состоит в применении входного балансного дифференциального каскада, обладающего хорошей термостабильностью. Принципиальная схема усилителя приведена на рис. 66. Он состоит из входного каскада (транзисторы VT1, VT2), каскада усиления напряжения (VT3) и выходного (VT4 — VT7) и элементов защиты выходных транзисторов (VD3 — VD6). Входной каскад выполнен по схеме дифференциального каскада е несимметричным выходом. Входной сигнал поступает на базу транзистора VT1 через разделительный конденсатор С1. Сигнал ООС подается с выхода через резистор R6 на базу транзистора VT2. Дифференциальный каскад сравнивает выходное напряжение с нулевым напряжением общего провода, и еели по каким-либо причинам постоянное напряжение на выходе усилителя станет отличным от нуля, сигнал рассогласования с выхода дифференциального каскада поступает на выходной каскад, обеспечивая тем самым нулевое напряжение на выходе усилителя. С выхода дифференциального каскада сигнал поступает на усилитель напряжения и через резистор R7 на выходной каскад. Выходной каскад выполнен на составных комплементарных транзисторах VT4, VT6 и VT5, VT7, обладающих большим входным и весьма малым выходным сопротивлениями. Диоды VD1 и VD2 создают начальное смещение выходного каскада и обеспечивают температурную стабилизацию тока покоя выходных транзисторов. Через конденсатор вольтдо-бавки С5 подключается ПОС в цепь коллекторной нагрузки транзистора VT3, обеспечивая тем самым получение максимального размаха выходного напряжения. Диоды VD3, VD4 и VD5, VD6 защищают выходные транзисторы, шунтируя в случае перегрузки, переходы транзисторов. Элементы СЗ, С6, R14, С7, L1 предотвращают самовозбуждение усилителя на высоких частотах. Конструктивно усилитель мощности смонтирован на печатной плате, показанной на рис. 67. Для температурной стабилизации тока покоя выходных транзисторов диоды VD1 и VD2 устанавливают на общий с транзисторами VT6 и УТ7 теплоотвод. Катушка L1 намотана на резисторе R15 (МЛТ-2) и содержит 25 витков провода ПЭВ-2 0,8. Резисторы R12 и R13 изготовлены из высокоом-ного провода (манганин, константан). Налаживание усилителя заключается в проверке правильности монтажа. При правильном монтаже и использовании исправных элементов дополнительной настройки не требуется. Амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики усилителя приведены на рис. 68. Для питания усилителя необходим двухполярный источник, обеспечивающий при напряжении ±36 В ток не менее 1,2 А.

Рис. 66. Принципиальная схема усилителя мощности с балансным дифференциальным входным каскадом Усилитель мощности с полевым транзистором в качестве источника тока для входного каскада и элементами симметрирования выходного каскада. Он имеет следующие основные технические характеристики (см. также табл. 4): Номинальная выходная мощность....... 75 Вт Коэффициент гармоник.......... 0,06% Полоса рабочих частот.......... 20... 40 000 Гц Отношение сигнал-шум.......... 86 дБ Напряжение питания........... ±40 В Ток покоя.......... 20 мА Улучшение качественных показателей в этом усилителе по сравнению с предыдущим достигнуто рядом схемотехнических решений. В эмиттерную цепь входного дифференциального каскада включен источник тока на полевом транзисторе. Это позволяет повысить коэффициент передачи первого каскада и улучшить его термсстабильность. Для улучшения симметрии плеч выходного каскада усилителя и уменьшения нелинейных искажений в эмиттерную цепь одного из транзисторов лредоконечного каскада вводятся корректирующая цепь, состоящая из диода, резистора и конденсатора. Принципиальная схема усилителя приведена на рис. 69. Он содержит дифференциальный входной каскад (VT2, VT4), усилители тока (VT3) и напряжения (VT6), выходной каскад (VT9 — VT12) и устройство защиты от перегрузок (VT7, VT8). Как уже говорилось, источник тока на транзисторе VT1, включенный в эмиттерные цепи транзисторов VT2, VT4, позволяет, не увеличивая температурную нестабильность, повысить коэффициент передачи по напряжению дифференциального каскада. Транзистор VT3 позволяет уменьшить нагрузку на выход дифференциального каскада. Каскад с разделенной нагрузкой на транзисторе VT6 усиливает сигнал по напряжению, обеспечивая максимальный размах выходного напряжения. Квазикомплементарный выходной каскад, выполненный на составных транзисторах (VT9, VT11 и VT10, VT12), хорошо согласовывается с низкоомной нагрузкой. Корректирующая цепь, состоящая из параллельно соединенных диода VD2, резистора R28 и конденсатора С10, улучшает симметрию плеч усилителя, уменьшая тем самым нелинейные искажения. Начальное смещение на базах выходных транзисторов для работы в режиме АВ определяется падением напряжения на участке коллектор — эмиттер транзистора VT5 и регулируется резистором R16. Транзисторы VT7 и VT8 шунтируют при перегрузке эмиттерный переход выходных транзисторов, осуществляя тем самым их защиту. Элементы €3, R5, С4, R31, С12 предотвращают самовозбуждение усилителя на высоких частотах. Цепь R7, С6 служит для выравнивания АЧХ усилителя на высоких частотах звукового диапазона (до 20 кГц).

Рис. 67. Печатная (а) и монтажная (б) платы усилителя мощности с балансным дифференциальным входным каскадом Рис. 68. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя мощности с балансным дифференциальным входным каскадом Конструктивно усилитель собран на печатной.плате, показанной на рис. 70. Температурная стабилизация тока покоя выходных транзисторов осуществляется с помощью транзистора VT5, установленного на общем с VT12 или VT11 радиаторе, в непосредственной близости от них. Для питания усилителя необходим двухполярный источник, обеспечивающий при напряжении ±40 В ток не менее 2,5 А. Налаживание усилителя, собранного из исправных элементов, заключается в проверке правильности монтажа и установке тока покоя выходных транзисторов резистором R16 в пределах 20... 40 мА. Амплитудночастотная и фазочас-тотная характеристики усилителя приведены на рис. 71.

Рис. 69. Принципиальная схема усилителя мощности с полевым транзистором в качестве источника тока Усилитель мощности на комплементарных транзисторах с полной симметрией плеч для обеих полуволн усиливаемого сигнала и с двойным дифференциальным каскадом на входе. Он имеет следующие основные технические характеристики (см. также табл. 4): Номинальная выходная мощность....... 60 Вт Коэффициент гармоник.......... 0,04% Полоса рабочих частот.......... 20... 150000 Гц Отношение сигнал-шум.......... 88 дБ Напряжение питания........... ±40 В Ток покоя.............. 50 мА Усилитель полностью выполнен на комплементарных транзисторах. Он работает в режиме АВ. Примененные схемные решения позволили до минимума снизить нелинейные искажения. Основная особенность усилителя — симметричность плеч для обеия полуволн усиливаемого сигнала. Это дало возможность снизить нелинейные искажения усилителя без введения ООС. Другая особенность состоит в схеме выходного каскада, позволяющей усиливать сигнал не только по току, но и по напряжению. При этом облегчился режим работы транзисторов предварительного каскада, поскольку требуемая амплитуда сигнала существенно меньше, чем для обычного выходного каскада.

Рис. 70. Печатная (а) и монтажная (б) платы усилителя мощности с полевым транзистором в качестве источника тока Рис. 71. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя мощности с полевым транзистором в качестве источника тока Принципиальная схема усилителя показана на рис. 72. Он содержит дифференциальный каскад на комплементарных транзисторах (VT1, VT4, VT2, VT5), каскад усиления сигнала по напряжению (УТ7, VT8), выходной каскад (VT10 — VT13, VT15, VT16) и устройство защиты от перегрузок по току (VT14, VT17). Дифференциальный входной каскад на комплементарных транзисторах имеет дополнительное преимущество по сравнению с обычным: ери равенстве базовых токов транзисторов VT1 и VT2 (VT4 и VT5) через резисторы R2 и R3 и через резистор R30 ток.может вообще не протекать. Это позволяет, не нарушая балансировки каскада, изменять сопротивление этих резисторов в достаточно больших пределах. Чтобы увеличить коэффициент передачи по напряжению и улучшить линейность при высокой термостабильности, в эмиттерные цепи транзисторов дифференциального каскада включены источники тока на транзисторах VT3 и VT6. Каскад усиления по напряжению выполнен на комплементарной паре транзисторов VT7 и VT8, работающих в режиме А.

Рис. 72. Принципиальная схема усилителя мощности на комплементарных транзисторах Плечи выходного каскада содержат по три транзистора VT10, VT12, VT15 (VT11, VT13, VT16), охваченных местной ООС через резисторы R25 и R29 (и соответственно R26 и R31). При этом коэффициент усиления по напряжению каждой тройки транзисторов приближается к трем. Местная ООС позволяет также уменьшить разброс в коэффициентах усиления плеч выходного каскада, что снижает требование к.идентичности параметров комплементарных транзисторов. Еще одна особенность выходного каскада состоит в следующем. Напряжение местной ООС, охватывающей тройку транзисторов, снимается с резисторов R34 и R35, напряжение на которых пропорционально любым изменениям тока выходных транзисторов (в том числе и в зависимости от температуры). Это дополнительно стабилизирует ток покоя выходных транзисторов. Напряжение смещения транзисторов VT10 и VT11 зависит от падения напряжения на участке эмиттер — коллектор транзистора VT9, задаваемого делителем на элементах VD4, R20 — R22. Параметрическая ООС через диод VD4, расположенный на общем с выходными транзисторами теплоотводе, осуществляет температурную стабилизацию тока покоя транзисторов VT15, VT16. С увеличением температуры уменьшается падение напряжения и на диоде VD4, при этом уменьшается и напряжение эмиттер — коллектор VT9. Все это позволяет поддерживать ток покоя выходных транзисторов на постоянном уровне при разных уровнях мощности и колебаниях температуры окружающей среды. Весь усилитель охвачен общей ООС, напряжение которой с выхода усилителя через делитель R30, R15, СЗ подается на базы транзисторов VT4, VT5. Элементы С1, С5, С6, С7, С8, С9, R44, L1 предназначены для коррекции частотной характеристики на высоких частотах. Они же обеспечивают устойчивость усилителя при охвате его общей ООС и при возможных изменениях нагрузки. Транзисторы VT14, VT17 шунтируют при перегрузке эмиттерный переход выходных транзисторов. Питается усилитель от нестабилизированного двух-полярного источника ±40 В. Усилитель собран на печатной плате, показанной на рис. 73. Диод VD4 размещен на теплоотводе рядом с транзисторами VT15 или VT16. В усилителе использованы резисторы МЛТ, СПЗ-1К (R22), конденсаторы К.506, КМ. Катушка Ы намотана на резисторе R45 (МЛТ-2) и содержит 10 витков провода ПЭВ-2 0,8. Для питания усилителя требуется двухтюлярный источник, обеспечивающий при напряжении ±40 В ток не менее 2 А. Регулировка усилителя, собранного из исправных элементов, заключается в проверке правильности монтажа и установке начального тока коллекторов VT15 и VT16 (50... 70 мА) резистором R22.

Рис. 73. Печатная (а) и монтажная (б) платы усилителя мощности на комплементарных транзисторах Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики нормально работающего усилителя приведены на рис. 74.

Рис. 74. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя мощности на комплементарных транзисторах Упрощенный вариант схемы усилителя мощности на комплементарных транзисторах. Он имеет следующие основные технические характеристики (см. также табл. 4): Номинальная выходная мощность....... 70 Вт Коэффициент гармоник.......... 0,05% Полоса рабочих частот.......... 20... 80 000 Гц Отношение сигнал-шум.......... 87 дБ Напряжение питания........... ±40 В Ток покоя.............. 100 мА Усилитель работает в режиме АВ и выполнен с использованием схемотехники предыдущего усилителя (см.

рис. 73). Усилитель также обладает полной симметрией для входного синусоидального сигнала (одинаковость входных сопротивлений для положительной и отрицательной полуволн сигнала), что позволяет снизить нелинейные искажения. Принципиальная схема усилителя приведена на рис. 75. Он содержит дифференциальный каскад на комплементарных транзисторах (VT1 — VT4), каскад усиления напряжения (VT5, VT7). и выходной каскад (VT8 — VT13). Напряжение питания входного каскада стабилизировано (с помощью стабилитронов VD1, VD2). Транзисторы выходного каскада включены по схеме с общим коллектором. Температурную стабилизацию тока покоя выходных транзисторов обеспечивают диоды VD3 — VD5, установленные на общем с транзисторами VT12, VT13 теплоотводе. Элементы LI, R35, R36, СП, R20, С7 предотвращают самовозбуждение усилителя на высоких частотах.

Рис. 75. Принципиальная схема комплементарных транзисторах упрощенного варианта усилителя мощности на Рис. 76. Печатная (а) и монтажная (б) платы упрощенного варианта усилителя мощности на комплементарных транзисторах Рис. 77. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики упрощенною варианта усилителя мощности на комплементарных транзисторах Печатная плата, на которой размещают детали усилителя, показана на рис. 76. Диоды VD3 — VD5 располагают на радиаторе выходных транзисторов. Катушка L1 содержит 10 витков провода ПЭВ-2 0,8, намотанного на резисторе R35 (МЛТ-2). Как и в предыдущем усилителе, вначале необходимо проверить исправность всех элементов. После монтажа (проверив его (Правильность) усилитель, аналогично предыдущему, подключают к источнику питания. Настройка заключается в установке резистором R29 начального тока выходных транзисторов в пределах 50... 70 мА. Амплитудно- и фазо-частотная характеристики налаженного усилителя приведены на рис. 77. Усилитель мощности класса В с коррекцией искажений из-за использования прямой связи. Он имеет следующие основные технические характеристики (см. также табл. 4): Номинальная выходная мощность....... 60 Вт Коэффициент гармоник.......... 0,04% Полоса рабочих частот.......... 20... 100000 Гц Отношение сигнал-шум.......... 90 дБ Напряжение питания........... ±40 В Ток покоя............... О мА Основным недостатком усилителя, работающего в режиме В, является довольно большой уровень нелинейных искажений, особенно при малых уровнях входного сигнала. Однако недостаток можно устранить, даже если использовать в выходном каскаде экономичный режим В. Такой принцип построения усилителей получил название feed forward error correction (коррекция искажений с использованием прямой связи). Работу усилителя можно рассмотреть на примере рис. 78.

Рис. 78. Схема, поясняющая принцип коррекции искажений в результате применения прямой связи Усилитель состоит из усилителя A1, выходного каскада (на транзисторах VT1, VT2), работающего в режиме В, и элементов моста Rl, Cl, R2 и L1. Условие компенсации нелинейных искажений в таком устройстве совпадает с условием баланса моста: L1 = R1R2C2. Если исключить резистор R2, то устройство на рис. 78 можно рассматривать как обычный усилитель НЧ, где К1 обеспечивает ООС, С1 корректирует АЧХ, L1 предотвращает высокочастотную генерацию. В таком усилителе требование стабильности вызывает необходимость уменьшения значения ООС с ростом частоты сигнала, что естественно вызывает рост нелинейных искажений выходного тока i1. При подключении резистора R2 появляется компенсирующий ток i2 и происходит эффективная компенсация на средних и высоких частотах сигнала. На низких частотах баланс моста может нарушаться из-за активной составляющей в полном сопротивлении индуктивности L1. Подобный метод впервые был использован в английском усилителе «Quad 405» и позволил получить коэффициент гармоник на средних частотах около 0,01%.

Рис. 79. Принципиальная схема усилителя мощности класса В с коррекцией искажений в результате использования прямой связи Принципиальная схема усилителя на отечественной элементной базе, использующего аналогичный метод компенсации нелинейных искажений, приведена на рис. 79. Работа в выходном каскаде в режиме В позволила повысить КПД и решить проблему термостабилизации тока покоя. Усилитель состоит из четы-рехкаскадного предварительного усилителя (на элементах DAI, VT1 — VT4, VT7), работающего в режиме А, выходного каскада (VT8 — VT10), работающего в режиме В, и узла защиты выходного каскада от перегрузок (VT6, VT5). Весь усилитель охвачен глубокой ООС по постоянному току (через резистор R31), поддерживающей на выходе усилителя нулевое напряжение. Нарушение баланса моста на низких частотах компенсируется глубокой ООС, напряжение которой поступает в эмиттерную цепь транзистора VT2 через делитель R12R11. Для предотвращения самовозбуждения усилителя на высоких частотах служат элементы LI, L3, R25, R29, R30, С10. Печатная плата усилителя.показана на рис. 80. Катушки LI — L3 намотаны проводом ПЭ:В-2,1,0 на каркасах диаметром 7 мм виток к витку в два слоя. Катушка L2 — 30 витков, LI, L3 — 46 витков. Транзисторы VT7, VT8, VT9, VT10 установлены на общем теплоотводе через слюдяные прокладки. Усилитель, правильно смонтированный из исправных элементов, практически не требует настройки. Для получения минимальных нелинейных искажений необходимо подстроить мост подбором конденсатора С8. Амплитудно-частотная, фазо-частотная и переходная характеристики усилителя приведены на рис. 81. Для его питания необходим двухполярный источник, обеспечивающий при напряжении ±40 В ток не менее 2 А. Упрощенный вариант усилителя мощности класса В. Он имеет следующие основные технические характеристики (см. также табл. 4): Номинальная выходная мощность....... 15 Вт Коэффициент гармоник........... 0,03% Полоса рабочих частот.......... 20... 80000 Гц Отношение сигнал-шум.......... 90 дБ Напряжение питания............ ±17 В Ток покоя.............. 0 мА Рис. 80. Печатная (а) и монтажная (б) платы усилителя мощности класса В Рис. 81. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя мощности класса В Рис. 82. Принципиальная ехема упращенного варианта усилителя мощности класса В В данном усилителе используются те же схемотехнические решения, что и в предыдущем (см. рис. 79). Принципиальная схема усилителя приведена на рис= 82. Он состоит из предварительного усилителя (DAI, VT1 — VT4), работающего в режиме А, и выходного каскада (VT5, VT6), работающего в режиме В. Мост образуют детали RIO, Rll, R12, СП, L1. Устройство работает аналогично пре? дыдущему. Печатная плата усилителя приведена на рис, 83. Транзисторы VT3 — VT6 установлены на общем теплоотводе через слюдяные прокладки. Катушка L1 намотана проводом ПЭВ-2 1,0 на каркасе диаметром 7 мм виток к витку в два слоя и содержит 40 витков. Налаживание усилителя, правильно смонтированного из исправных элементов, заключается в подстройке моета подбором конденсатора СИ по минимуму нелинейных искажений. Для литания усилителя можно использовать двухпо-лярный источник, обеспечивающий при напряжении ±17 В ток не менее 1 А„ Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики налаженного усилителя приведены на рис. 84, Рис. 83. Печатная (а) и монтажная (б) платы упрощенного варианта усилителя мощности класса В Рис. 84. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики упрощенного варианта усилителя мощности класса В Усилитель мощности, выполненный по мостовой схеме, Он имеет выходную мощность 60 Вт при однополярном источнике питания напряжением +40 В. Получение большой выходной мощности связано с рядом трудностей, одной из которых является ограничение напряжения источника питания, вызванного тем, что ассортимент высоковольтных мощных транзисторов пока еще довольно невелик. Одним из способов увеличения выходной мощности является последовательно-параллельное включение однотипных транзисторов, но это вызывает усложнение конструкции усилителя и его настройку. Между тем имеется способ увеличения выходной мощности, позволяющий избежать применение трудно-доступных элементов и не увеличивать напряжение источника питания. Этот способ заключается в использовании двух одинаковых усилителей мощности, включенных так, что входной сигнал подается на их входы в противофазе, э нагрузка включена непосредственно между выходами усилителей (мостовая ехека включения усилителей).

Рис. 85. Принципиальная схема усилителя мощности, выполненнвго по мостовой схеме Усилитель мощности, выполненный по такой мостовой схеме, имеет следующие основные технические характеристики: Номинальная выходная мощность....... 60 Вт Коэффициент гармоник....... 0,5% Полоса рабочих частот.......... 10... 25000 Гц Напряжение питания......... +40 В Ток покоя........ 50 мА Принципиальная схема такого усилителя приведена на рис. 85. Он состоит яз двух однотипных усилителей, аналогичных описанному на рис. 66. Изменение фазы входного сигнала достигается подачей его на инвентирующий вход одного и на иеинвертирующий вход другого усилителей. Нагрузка включена непосредственно между выходами усилителей. Усилитель смонтирован на печатной плате, показанной на рис. 86. Чтобы обеспечить температурную стабилизацию тока покоя выходных транзисторов, на общий с ними тетлоотвод размещены диоды VD1 — VD4.

Рис. 86. Печатная (а, б) и монтажная (в) платы усилителя мощности, выполненной по мостовой схеме Перед включением проверяют правильность монтажа и соединений усилителя. После подключения источника питания резистором R14 устанавливают между выходами усилителя напряжение не более 0,5 В. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики отрегулированного усилителя приведены на рис. 87.

Рис. 87. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя мощности, выполненной по мостовой схеме УЗЛЫ КОНТРОЛЯ УРОВНЯ ВЫХОДНЫХ СИГНАЛОВ Контроль уровня сигналов звукового тракта имеет важное значение для получения высококачественного воспроизведения. Большое внимание этому уделяют, например, в магнитной звукозаписи, где сигнал должен иметь оптимальное значение. Еели он будет больше, резко возрастают нелинейные искажения, если меньше — ухудшается отношение сигнал-шум. Необходимость контроля уровня выходных сигналов высококачественных усилителей также не вызывает сомнений, поскольку это значительно облегчает балансировку каналов и предотвращает перегрузку усилителей и акустических сиетем (а значит, и возрастание нелинейных искажений и возможный выход из строя динамических головок). Основными параметрами измерителей уровня являются время интеграции и время обратного хода. Время интеграции определяет, насколько правильно отображает измеритель реальный уровень сигнала в данный момент. Чем меньше время интеграции, тем лучше реагирует измеритель на мгновенные изменения-уровня сигнала. Время обратного хода, наоборот, выбирают достаточно большим в пределах 1... 3 с, что позволяет отележивать за изменениями среднего уровня сигнала и исключает утомляемость от мелькания отображающих элементов (стрелки измерителя или светодиодов). В бытовой аппаратуре для контроля уровня широкое распространение получили измерители уровня средних значений (как говорит само название,. они измеряют среднее значение сигнала). За рубежом аналогичные измерители называются волюметрами. Основным недостатком таких измерителей является большое время интеграции (около 200 мс), что не позволяет регистрировать кратковременные изменения уровня сигнала. Реальная звуковая программа имеет ярко выраженный импульсный характер и часто содержит сигналы с длительностью значительно меньше чем 200 мс. Поэтому для исключения перегрузок и более точной регистрации пиковых уровней ГОСТ 21185 — 75 рекомендует квазипиковые измерители уровня с временем интеграции 5 мс [16]. Иногда также применяют измерители с временем интеграции 60 мс. В качестве отображающих элементов в измерителях уровня до недавнего времени использовались в основном стрелочные приборы. В настоящее время все чаще применяют газоразрядные, люминесцентные и светодиодные индикаторы ([16]. По сравнению ео стрелочными такие индикаторы практически безынерционны и позволяют регистрировать кратковременное превышение допустимого значения уровня выходного сигнала. Учитывая большой динамический диапазон современных усилителей, желательно, чтобы шкала измерителя была логарифмической. Далее рассмотрены несложные, но достаточно эффективные измерители с использованием светодиодных индикаторов. Простой узел контроля перегрузки на О У К153 УД2 и сБетодиоде (рис. 88). Он имеет следующие основные технические характеристики: Количество индицируемых уровней........ 1 Время интеграции............. 1 мс Время обратного хода............ 2с Входное напряжение срабатывания........ 0,7 В Напряжение питания..........., ±15 В Ток потребления.........,,... 20 мА Как показывают исследования [17], перегрузки акустических систем очень заметны, даже если они кратковременны. На слух, они воспринимаются как скрип. Кроме того, при.перегрузке может произойти повреждение диффузора или звуковой катушки динамической головки громкоговорителя. (Поэтому в. усилитель целесообразно включать узел контроля перегрузки. В простейшем случае это может быть устройство, срабатывающее при превышении напряжения на выходе усилителя установленного порога. Схема такого устройства приведена на рис. 88. Работает оио следующим образом. Сигналы с выхода левого и правого каналов выпрямляются диодами VD1 и VD2 и суммируются на резисторе R3. Напряжение на резисторе R3 сглаживается конденсатором С1 и поступает на вход 3 компаратора на микросхеме DA1, где сравнивается е напряжением на резисторе R5. Когда напряжение на конденсаторе С1 меньше напряжения яа резисторе R5, на выходе DA1 устанавливается напряжение около — 15 В, При этом светодиод HL1 не светится (диод VD3 в этом случае осуществляет защиту еветодиода по напряжению). Если напряжение на С1 выше, чем на R5, напряжение на выходе компаратора становится положительным и светодиод загорается. Ток протекающий через HL1, ограничивает сама микросхема. Высокое входное сопротивление позволяет включать этот узел практически в любом «сечении» усилителя. Узел контроля перегрузки смонтирован на унифицированной монтажной плате с применением резисторов МЛТ-0,25, конденеаторов КМ-5. Вместо указанных на схеме можно использовать микросхему КНОУД7 и светодиод АЛ102. Настройка заключается в подборе резистора R4 таким образом, чтобы при подаче на вход сигнала уровнем 0,7... 0,8 В (действующее значение) частотой 1 кГц светодиод загорался. Для работы узла необходим етабилизированный двухполярный источник питания напряжением ±15 В и током около 20 мА.

Рис. 88. Принципиальная схема устройства контроля перегрузки на ОУ и светодиоде Узел контроля перегрузки на светодиодах и транзисторах. Он имеет следую щие основные технические характеристики: Число индицируемых уровней.......... 1 Время интеграции..........., 180 мс Время обратного хода............ 1,1 с Входное напряжение срабатывания........ 11 В Напряжение питания............ 15В Ток потребления............. 20 мА На рис. 89 приведена схема этого узла контроля уровня перегрузки, выполняющего те же функции, что и схема, рассмотренная на рис. 88. В отличие от предыдущего, описываемый узел позволяет контролировать каналы усилителя раздельно. Выполнен он на транзисторах VT1 и VT2. На измеритель уровня сигналы поступают с выходов усилителя мощности, выпрямляются диодами VDI и VD2 и фильтруются конденсаторами С1 и С2. Часть выпрямленного и сглаженного напряжения с резисторов R7 и R8 поступает на базы транзисторов VT1 и VT2 и сравнивается с напряжением на эмиттерах. Эмиттерное напряжение задается стабилитроном VD3 и равно около 5,6 В. При напряжении на базах менее 6 В транзисторы закрыты и светодиоды HL1 и HL2 не светятся. При напряжении выше 6 В транзисторы VT1 и VT2 открываются и светодиоды загораются, индицируя тем самым перегрузку отдельно по каждому каналу. Узел смонтирован на унифицированной монтажной плате. В нем использованы резиеторы МЛТ-0,25, конденсаторы К53-1, Вместо указанных на схеме можно использовать также транзисторы типов КТ312, КТ342, КТ3102, светодиоды АЛ102. Налаживание устройства заключается в установке резисторами R7 и R8 уровня зажигания светодиодов HL1 и HL2 при подаче на его вход синусоидального сигнала частотой 1 кГц уровнем 11 В (действующее значение). Длг работы устройства необходим стабилизированный источник питания напряжением 15 В и током не менее 25 мА. Измеритель уровня на 11 светодиодах. В этом измерителе в качестве компараторов используются КМОП микросхемы. Он имеет следующие основные технические характеристики;

Число индицируемых уровней,,...,.. 11 Время интеграции..…...... 10 мс Время обратного хода.......... 1,5 с Диапазон входных напряжений........ 0,077... 1,1 В Напряжение питания........... 5В Ток потребления............ 150 мА Рис. 89. Принципиальная схема устройства контроля перегрузки на светодиодах и транзисторах Для расширения возможностей измерителя уровня можно увеличить число индицируемых уровней сигнала. Например, в узле, схема которого приведена на рис. 88, можно параллельно конденсатору С1 подсоединить еще несколько компараторов с различными порогами срабатывания, т. е. создать параллельный АЦП. Задавая соответствующие пороги срабатывания компараторов, нетрудно получить любую зависимость закона индикации от уровня входного сигнала. Основной недостаток такого измерителя заключается в большом количестве корпусов аналоговых микросхем (что часто бывает немаловажно для радиолюбителя). Однако можно построить простейшие АЦП, используя цифровые КМОП инверторы тапвв К561 в К564, имеющие фиксированный порог срабатывания и большое входное сопротивление. В этом случае одна микросхема К564ЛН1 заменяет шесть корпусов обычных аналоговых ОУ. Схема измерителя уровня с использованием КМОП микросхем приведена на рис. 90. Он состоит из детектора на транзисторе VT1, параллельном АЦП на микросхемах DD1, DD2, устройства индикации на микросхемах DD3 — DD5 и светодиодах HL1 — HL11. При питании от источника с напряжением 5 В порог срабатывания микросхемы 564ЛН1 равен около 2 В. Закон преобразования (в данном случае логарифмический) входного напряжения в выходной код устанавливаются подбором резисторов R3 — R14 делителя. Измеритель работает следующим образом. При отсутствии входного сигнала напряжение на входах инверторов микросхем DD1, DD2 выше порога срабатывания. На выходах инверторов — напряжение высокого уровня (лог. 1), и светодиоды HL1 — HL11 не светятся. По мере роста входного напряжения напряжение на конденсаторе С2 начинает увеличиваться (относительно 5 В). При этом напряжение на входах микросхем DD1, DD2 будет уменьшаться, и как только оно становится ниже порога срабатывания, последовательно, начиная с DD2.5, начнут срабатывать инверторы. При этом на их выходах будет напряжение низкого уровня (лог. 0) и светодиоды HL1 — HL11 загорятся. Измеритель собирают на унифицированной монтажной плате с применением переходных монтажных плат для микросхем типов К.564 и КДЗЗ. Вместо микросхемы К564ЛН1 можно использовать К564ЛН1, К564ЛН2, К561ЛН1, К561ЛН2, вместо К133ЛА8 — К133ЛА7, К155ЛА8, К155ЛА7 с соответствующей разводкой выводов. В устройстве используются резисторы МЛТ-0,25, конденсаторы К53-1. Транзистор КТ3107 можно заменить на КТ361, КТ203, КТ208.

Рис. 90. Принципиальная компараторах схема измерителя уровня на светодиодах и КМОП Налаживание измерителя заключается в следующем. При отсутствии сигнала подбором резистора R1 необходимо установить такое напряжение на входе элемента DD2.5, чтобы светодиод HL1 не горел, а при подаче на вход устройства напряжения около 77 мВ частотой 1 кГц — загорелся. Диоды HL11 — HL1 должны зажигаться последовательно, начиная с HL11, при подаче напряжений 77, 240, 350, 430, 550, 610, 690, 775, 870, 980 и 1100 мВ соответственно. Как правило, у инверторов одного корпуса разброс порогов срабаты-вания небольшой, но, учитывая возможный разброс порогов срабатывания разных корпусов (DD1 и DD2), иногда бывает необходимо подобрать резне» тор R10. Для работы измерителя уровня необходим стабилизированный источник питания напряжением 5 В и током не менее 150 мА. Простой измеритель уровня с минимальным числом элементов. Как правило, в большинстве измерителей уровня с использованием дискретных элемен» тов индикации {светодиодов) для каждого из них необходим активный элемент управления (транзистор или микросхема). Для уменьшения элементов управления можно воспользоваться следующим обстоятельством. При изменении в некоторых пределах тока через светодиод напряжение на нем сохраняете» почти неизменным. Тогда, зашунтировав последовательную цепь светодиодов резисторами (как показано на рис. 91,а), можно регулировать пороги зажигания светодиодов при подаче напряжения Uвх. Схему с использованием этого принципа применила в одном из своих усилителей фирма KENWOOD. Аналогичная схема на отечественных элементах показана на рис. 91,6. Простой измеритель уровня с минимальным числом элементов имеет следующие основные технические характеристики: Число индицируемых уровней.......... 5 Время интеграции............. 10 мс Время обратного хода............ 1,5 с Диапазон входных напряжений.......... 0,6... 9 В Напряжение питания........,... 10 В Ток потребления.............. 30 мА Измеритель состоит из детектора (VD1, VT1) и каскада индикации (VT2, HL1 — HL5). При возрастании сигнала на входе устройства напряжение на конденсаторе С2 увеличивается (относительно 10 В). При этом последовательно будут загораться светодиоды HL3, HL2, HL1. При дальнейшем росте входного сигнала открывается транзистор VT2 и загорается светодиод HL4 и затем HL5. Характер зависимости порогов зажигания от уровня входного сигнала определяется выбором номиналов резисторов R3 — Кб.

Рис. 91. Принципиальная схема измерителя уровня сигнала на последовательно соединенных светодиодах (а) и с использованием детектора и порогового усилителя (б) Для монтажа измерителя уровня использована унифицированная монтажная плата. Применены резисторы МЛТ-0,25, конденсаторы К53-1, К50-6, светодиоды АЛ307Б. Вместо указанных на схеме можно использовать транзисторы типов КТ315, КТ502, КТ361, КТ503. Устройство практически не требует настройки. Достаточно проверить правильность монтажа и подать питание от стабилизированного источника напряжением 10 В и током не менее 30 мА. При желании можно изменить в небольших пределах пороги срабатывания светодиодов подбором резисторов R3 — R6.

УЗЛЫ ЗАЩИТЫ ЗВУКОВЫХ КОЛОНОК Практически все современные линейные усилители мощности звуке» вой частоты построены с использованием двухполярного источника питания и о непосредственной (без разделительного конденсатора) связью с нагрузкой. Та» кая структура усилителя при всех достоинствах имеет один весьма существенный недостаток — возможность появления на выходе усилителя в случае его неисправности постоянного напряжения и, следовательно, выхода из строя дорогостоящей высококачественной динамической головки. Это обстоятельство вызывает необходимость в использовании специальных защитных устройств, отключающих нагрузку при появлении на выходе усилителя постоянного напряжения. Неизбежная проблема, возникающая при создании таких узлов, состоит в определении времени их срабатывания. Позднее срабатывание чревато выходом из строя головки. Преждевременное срабатывание может отключить систему при прохождении через усилитель сигнала очень низкой частоты. Поэтому необходим некоторый компромисс при определении времени задержки срабатывания. Как показывает практика, достаточно 2 с, чтобы устройство ващиты не срабатывало при любых нормальных звуковых сигналах, но прв появлении неисправности отключала громкоговоритель без его теплового повреждения. Кроме того, известно, что при включении питания возникает громкий щелчок, вызванный переходными процессами в усилителе. Для устранения этого явления необходимо подключать громкоговорители к выходу усилителя с некоторой задержкой, достаточной для завершения переходных процессов (обычно 2... 3 с). Эту функцию также возлагают на устройство защиты. Далее рассмотрены простые, но достаточно эффективные узлы защиты к задержки включения. Устройство защиты и задержки подключения громкоговорителей на двух транзисторах. Оно имеет следующие основные технические характеристики: Время задержки.............. 2 с Напряжение срабатывания........... ±1,5 В Напряжение питания............ 24 В Ток потребления.............. 40 мА На рис. 92 приведена принципиальная схема защитного устройства, подключающего громкоговорители с задержкой и отключающего их при появлении постоянного напряжения на выходе усилителя. В нормальном режиме работы усилителя при включении питания конденсатор С2 заряжается через резистор R6. Через некоторое время (2 с), определяемое номиналами С2 и R6, напряжение на базе транзистора VT2 возрастает до значения, достаточного для его открывания. Реле K1 срабатывает и его контакты подключают громкоговорители к выходам стереоусилителя. Этим обеспечивается задержка подключения громкоговорителей к выходу усилителей.

Рис. 92. Принципиальная схема устройства громкоговорителей на двух транзисторах защиты и задержки подключения При появлении на выходе усилителя постоянного положительного напряжения оно через ФНЧ Rl, R2 С1 и диод VD2 открывает транзистор VT1, при этом напряжение на базе транзистора VT2 уменьшается и VT2 закрывается. Постоянное напряжение отрицательной полярности на выходе усилителя через диод VD1 также закрывает транзистор VT2. При этом срабатывает реле K1 и его контакты отключают громкоговорители. При нормальной работе усилиселя ФНЧ шунтирует вход узла защиты, предотвращая его срабатывание о» сигналов звуковых частот. Для монтажа устройства использована унифицированная монтажная пла~ та. В нем применены резисторы МЛТ-0,25, МЛТ-0,5, конденсаторы К50-6. Вместо транзисторов КТ315Г можно использовать КТ342А, КТ3102А. В устройстве применено реле РЭС-47 (паспорт РФ4.500.417). Налаживание узла защиты заключается в проверке правильности монтажа. Для работы необходим стабилизированный источник питания напряженней 24 В и током около 40 мА. Для проверки срабатывания на вход нужно подать постоянное напряжение около ±1,5 В. Устройство защиты и задержки включения громкоговорителей на микросхемах. Основной недостаток узла защиты на транзисторах заключается в следующем. Сигналы с выходов отдельных каналов стереоусилителя подводятся через резисторы R1 и R2 и суммируются (см. рис. 92). Возможен случай {правда маловероятный), когда постоянные напряжения на выходах каналов могут иметь разную полярность и равные значения, и суммарный сигнал на входе защитного устройства будет соответствовать нормальной работе усилителя. При этом узел защиты не срабатывает, и громкоговорители обоих каналов выйдут из строя. Кроме того, в подобных устройствах используются конденсаторы довольно большой емкости. На рис. 93 приведена схема узла защиты, в котором эти недостатки устранены. Устройство защиты имеет следующие основные технические характеристика Время задержки..............2оп Напряжение срабатывания...........±2 В Напряжение питания............+24 В Ток потребления..............40 мА Рис. 93. Принципиальная схема логического узла (а) и полная схема устройства защиты и задержки включения громкоговорителей на микросхемах (б) Принцип работы устройства защиты основан на использовании пороговый свойств КМОП цифровых микросхем. Если подать смещение с помощью ре-аисторов R1 — R4 (см. рис. 93,а) на входы А и В микросхемы DD1 и DD2 та-ним образом, чтобы на входе А был потенциал выше порога срабатывания микросхемы, а на входе В — ниже, то на выходе Е будет присутствовать напряжение высокого уровня. Это состояние будет сохраняться, пока постоянное напряжение на входе С будет составлять ±2 В. Если напряжение станет выше +2 В, переключится микросхема DD2, если меньше — 2 В, сработает микросхема DDL При этом на выходе Е будет напряжение низкого уровня {лог. 0). Узел также обеспечивает задержку появления напряжения высокого уровня (лог. 1) на выходе Е в несколько секунд, определяемую временем зарядки конденсатора С1 через резистор R3 до уровня выше UНит/2. Полная схема устройства защиты приведена на рис. 93,6. Сигналы с выходов левого и правого каналов стереоусилителя поступают на компараторы иа элементах DD1.1, DD1.3 и DD1.2, DD1.4. Пороги срабатывания компараторов определяются резисторами Rl — R8. При нормальном режиме работы усилителя на выходах элемента DD1.3 и DD1.4 при включении питания присутствует напряжение низкого уровня и транзисторы VT1 и VT2 закрыты. По мере зарядки конденсаторов С1 и СЗ напряжения на входах (выводы 1 и 8) элементов DD1.1 и DD1.2 растут и, как только они превысят порог срабатывания, на выходах компараторов появится напряжение высокого уровня: транзисторы VT1 и VT2 откроются, реле К1 сработает, и его контакты подключат громкоговорители к выходам стереоусилителя. Появление постоянного напряжения любой полярности выше 2 В на выходе любого канала вызывает срабатывание одного из компараторов, закрывание одного из транзисторов и отключение контактами реле громкоговорителей. Узел защиты смонтирован на унифицированной монтажной плате с использованием переходной платы для распайки микросхемы. В нем использованы резисторы МЛТ-0,25, конденсаторы К53-1, КМ-6. Вместо указанной на схеме можно использовать также микросхемы типов К176 и К561. В устройстве защиты использовано реле типа РЭС-47 (паспорт РФ4.500.417). Налаживание узла заключается в установлении порогов срабатывания компараторов подбором резисторов R5 — R8. Для работы устройства необходим стабилизированный источник питания напряжением 24 В и током около 40 мА.

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ В составе каждого усилительного устройства необходим источник питания, который должен вырабатывать в общем случае одно или несколько значений постоянного напряжения. Являясь самым незаметным узлом в тракте усилителя, источники питания по доставляемым хлопотам занимают одно нэ первых мест. В связи с большим потреблением мощности усилителем 34 необходимое для ere питания постоянное напряжение получают трансформированием и последующим выпрямлением напряжения сети. Полученное таким способом напряжение питания изменяется в зависимости от уровня входного звукового сиг-нала и колебаний сети и, как правило, имеет заметную пульсацию. Поэтому в цепь питания (особенно для питания предварительных каскадов усилителей 34) включают стабилизатор напряжения, который компенсирует эти изменения напряжения. Однако стабилизированные источники питания, обеспечивающие высокую стабильность (0,05%) и малый уровень пульсаций (5... 10 мВ) вы» ходнего напряжения, достаточно дороги, а в некоторых цепях (например, оконечный усилитель мощности) и не обязательны. Для большинства усилителей 34 приемлемое значение нестабильности выходного напряжения составляет ±5% для выходного каскада и ±0,5% для предварительных каскадов усиления. При выборе режимов работы и отдельных элементов источников питани» необходимо руководствоваться следующими замечаниями. Мощность трансформатора выбирают выше музыкальной мощности (мощности, которую может обеспечить усилитель с определенным коэффициентом гармоник, например Kг = 5%, при воспроизведении сигнала импульсного характера (речь, музыка), если выходное напряжение источника питания не меняется при наличии или отсутствии входного сигнала) усилителя примерно на 20%. Выбор конденсаторов и диодов проводится не по установившемуся режиму, а по предельным значениям тока, возникающего в момент включения, так как разряженный конденсатор в момент включения выпрямителя эквивалентен короткозамкнутой цепи. Импульсный ток диода в этот момент не должен превышать допустимого значения. Для ограничения броска тока в момент включения достаточно между вторичной обмоткой и выпрямителем включить резистор сопротивлением 0,5 Ом. Этот резистор одновременно ограничивает бросок тока через конденсатор фильтра и защищает сетевой предохранитель от выгорания в момент включения. Рабочее напряжение конденсатора выбирают на 25% выше, чем выходное напряжение выпрямителя из расчета на наихудший вариант — отсутствие нагрузки при максимальном напряжении сети. Конденсатор фильтра должен сглаживать чрезмерные пульсации тока, иначе из-за рассеивания мощности электролитические конденсаторы нагреваются, и срок их службы сокращается. Далее рассмотрены источники питания для усилителей 34, в которых учтены перечисленные требования. Простой нестабилизированный источник питания. Для питания совреыек-ных усилителей мощности в большинстве случаев используют нестабилизированный источник напряжения. При этом питание предварительны! каскадов усилителя производят от этого же источника через маломощные параметрические стабилизаторы и сглаживающие фильтры. С ростом сигнала ток потребления усилителя увеличивается, напряжение в нестабилизированном источнике падает, пульсации становятся больше. Эти отклонения питающего напряжения не оказывают существенного влияния на работу усилителя при правильно выбранных параметрах источника питания и режимах работы функциональных узлов усилителя 34. Практическая схема нестабилизированного двухполярного источника питания приведена на рис. 94. Он имеет следующие основные технические характеристики: Номинальное выходное нестабилизированное напряжение.. ±24 В Номинальный ток нагрузки выпрямителя....... 2 А Номинальное выходное стабилизированное напряжение,., ±15 В Номинальный ток нагрузки стабилизатора...... 40 мА Коэффициент пульсаций выходного напряжения выпрямителя при токе нагрузки 2 А.......... 10% Коэффициент пульсаций выходного напряжения стабилизатора при токе нагрузки 40 мА........... 1% Выходное напряжение со вторичной обмотки трансформатора Т1 выпрям« яяется мостовым однофазным двухполупериодным выпрямителем (диоды VD1 — VD4) и сглаживается конденсаторами фильтра С2, СЗ. Для питания предварительных каскадов используют параметрические стабилизаторы на элементах R6, VD5, С4 и R7, VD6, С5. Включение источника питания индицируется све-тодиодом HL1. Отметим характерные особенности рассматриваемого узла. Так, для подключения источника питания в сеть нужно использовать трехпроводный сетевой провод, где один из проводов служит для заземления кожуха усилителя. Такое включение обеспечивает безопасность работы с усилителем. В этом случае при пробое изоляции трансформатора или случайном контакте одной из шин питания с кожухом прибора сгорит лишь предохранитель FU1, отключив усилитель от сети. В качестве предохранителей FU1 — FU5 применяют медленно действующие плавкие предохранители, так как в момент включения имеют место большие токи переходных процессов (например, при зарядке конденсаторов фильтров). Предохранитель FU1 выбирается из расчета, чтобы ток срабатывания предохранителя был больше, чем значение номинального тока усилителя, по крайней мере, на 50%.

Рис. 94. Принципиальная схема нестабилизированного источника питания (конденсаторы С2, СЗ на напряжение 50 В) Цепь из последовательно соединенных резистора R1 и конденсатора С1, подключенная параллельно первичной обмотке трансформатора, предупреждает появление больших переходных процессов индуктивного характера, которые могут возникнуть при выключении усилителя. Эти процессы не только создают помехи для других рядом работающих приборов, но также разрушают контакты выключателя. Резисторы R4 и R5, шунтирующие конденсаторы С1 и С2, разряжают эти конденсаторы за несколько секунд в условиях отсутствия нагрузки, что очень важно при отладке усилителя. При их отсутствии конденсаторы С1 и С2 остаются заряженными после выключения усилителя и можно повредить какие-либо элементы, особенно измерительные приборы. Непосредственно на выходе стабилизаторов установлены высокочастотные конденсаторы С7 и С6 (КМ-6). Они сглаживают переходные процессы и обеспечивают полное выходное сопротивление стабилизаторов на низком уровне на высоких частотах, исключая тем самым возможное самовозбуждение предварительных каскадов. В качестве силового можно использовать любой трансформатор, имеющий вторичную обмотку с отводом от середины, рассчитанную на напряжение 2Х Х17 В и ток не менее 2 А. Например, при использовании тороидального маг-нитопровода ОЛ50/80-40 из стали Э320 первичная обмотка на напряжение 220 В содержит 1220 витков провода ПЭВ-2 0,31, а вторичная — 2Х10З витка провода ПЭВ-2 0,8. Экранирующая обмотка выполняется проводом ПЭВ-2 0,12 в один слой. В источнике питания использованы конденсаторы К50-18, К506, КМ-6, резисторы МЛТ-0,5, МЛТ-0,25, конденсатор С1 — МБГО на 600 В. При монтаже предохранителя FU1 сетевой провод подводится только к заднему выводу держателя предохранителя, чтобы исключить случайное соприкосновение с силовой линией при смене предохранителя. Также необходимо тщательно производить монтаж выключателя SB1 на передней панели (использовать провода хорошего качества, после пайки сетевых выводов контакты SB1 изолировать). Общий провод и цепи питания каждого функционального узла подсоединяют к стабилизатору отдельными проводами непосредственно к диодам стабилизатора (VD5 и VD6). Общий провод источника подключают к корпусу усилителя в одной точке вблизи наиболее чувствительного функционального узла. Налаживание узла не потребуется, если монтаж проведен правильно о учетом указанных рекомендаций и с использованием исправных элементов. Источник питания с устройством задержки подключения громкоговорителей. Он имеет следующие основные технические характеристики: Номинальное выходное нестабилизированное напряжение., ±24 В Номинальный ток нагрузки выпрямителя....... 2 А Номинальное выходное стабилизированное напряжение... ±15 В Номинальный ток нагрузки стабилизатора...... 40 мА Время задержки, приблизительно......... 2 с На рис. 95 приведена схема источника питания с устройством задержки подключения громкоговорителей. Источник питания аналогичен приведенному на рис. 94. Для устранения щелчков при включении усилителя используется устройство задержки подключения громкоговорителей, выполненное на транзисторе VT1. Время задержки подключения определяется временем зарядки конденсатора С5 через резистор R7. В качестве трансформатора Т1 желательно использовать тороидальный трансформатор, обладающий меньшим полем рассеивания по сравнению с обычными. В данном источнике питания использованы такие же элементы, что и в простом нестабилизированном источнике (рис. 94). Кроме того, применены реле РЭС-47 (паспорт РФО.500.417), конденсаторы К50-24, диод КД102. Помимо указанного на схеме можно применить транзисторы типа К.Т603 или КТ608. Для монтажа устройства задержки использована унифицированная монтажная плата.

Рис. 95. Принципиальная схема источника питания с устройством задержки подключения громкоговорителей [С2 — С5 на напряжение 50 В) Как и предыдущий источник питания, данный узел настраивать не требуется. Время задержки при желании можно изменять подбором резистора R7 или конденсатора С5. Комбинированный источник питания. Он имеет следующие основные технические характеристики: Номинальное выходное нестабилизированное напряжение.. ±24 В Номинальный ток нагрузки.........., 2 А Номинальное выходное стабилизированное напряжение.,. ±15 В Номинальный ток нагрузки стабилизатора...... 0,1 А Коэффициент пульсаций выходного напряжения выпрямителя при токе нагрузки 2А............ 10% Коэффициент пульсации выходного напряжения стабилизатора при токе нагрузки 0,1 А......, 0,1% Для уменьшения влияния усилителя мощности на каскады предварительного усиления по цепям питания желательно напряжение питания предварительных каскадов снимать с отдельной обмотки трансформатора. При этом для улучшения фильтрации можно использовать более сложный стабилизатор, например, как показано на рис. 96. Нестабилизированный источник питания здесь не отличается от описанных ранее. Питание же на предварительные каскады формируется от напряжения с дополнительной обмотки трансформатора. Выпрямленное диодами VD3, VD4, VD7, VD8 напряжение поступает на входы простых стабилизаторов положительного (транзисторы VT1, VT3) и отрицательного (VT2, VT4) напряжения. На транзисторах VT1 и VT2 собраны источники постоянного тока для стабилитронов VD13 и VD14 соответственно. Транзисторы VT3 и VT4 включены по схеме эмиттерных повторителей. Трансформатор Т1 аналогичен трансформатору Т1 на рис. 94. Дополнительная обмотка содержит 2Х10З витка провода ПЭВ-2 0,31. Стабилизаторы собраны на унифицированной монтажной плате. Транзисторы VT3 и VT4 необходимо установить на небольшой радиатор, в качестве которого можно использовать уголок размерами 25X25X32 мм из алюминия толщиной 2 мм. В источнике питания использованы детали, аналогичные примененным в предыдущих блоках питания. Налаживание источника питания заключается в про«ерке правильности монтажа.

Рис. 96. Принципиальная схема комбинированного источника питания (конденсаторы Cl, C2 на напряжение 50 В) ПРАКТИЧЕСКИЕ СПОСОБЫ ПОДАВЛЕНИЯ ПОМЕХ И ШУМОВ В УСИЛИТЕЛЯХ ЗЧ ИСТОЧНИКИ ПОМЕХ Одним из основных качественных показателей усилителя 34 является динамический диапазон. Переменное звуковое напряжение, поступающее на вход усилителя, представляет собой ряд гармонических составляющих сигнала с различными амплитудами, величины которых изменяются в соответствии о изменением громкости и тембра передаваемого звука. Максимальная мощность звуковых колебаний, воспринимаемых человеческим ухом, в 1012 раз больше минимальной мощности, определяемой порогом чувствительности уха на средних звуковых частотах, т. е. динамический диапазон мощности, воспри» нимаемой слушателем, составляет: Максимальная передаваемая мощность Р mаx ограничена искажениями, возпикающими в усилителях при больших амплитудах сигнала из-за нелинейноети элементов усилителя. Нижний уровень передаваемого динамического диапазона мощностей Pmin ограничивается в усилителе как его собственными шумами, так и всевозможными помехами внешнего и внутреннего происхождения. В идеале, для высококачественного звуковоспроизведения необходимо полностью сохранить динамический диапазон в 120 дБ. На практике это оказывается весьма сложно и степень приближения динамического диапазона к 120 дБ может служить критерием совершенства усилительного устройства. Если достижение максимальной передаваемой мощности Рmax больше определяется схемотехническими решениями, то в достижении минимального значения Pmin большую роль играют как конструктивные решения, так и выбор специального режима работы и типов радиоэлементов, а также правильная организация системы заземления усилителя. В усилителях 34 основными источниками помех являются;

ближние электрические и магнитные поля (сетевые провода, трансформаторы и т. п.);

пульсация источников питания (фон с частотой 50, 100, 150 Гц);

внешние источники дальнего электромагнитного поля (мощные радиостанции, рентгеновские установки и т. п.);

затухающие колебания или самовозбуждение из-за неоптимальных или паразитных обратных связей [связь через общий источник питания, через полное сопротивление заземления);

собственные шумы электронных компонентов (в основном входных резисторов и транзисторов). Если расстояние L от источника помехи до приемника помехи значительно больше Л/2п=Л/6, то компоненты магнитного и электрического поля внешнего электромагнитного поля воздействуют на него комплексно, в случае же, когда 1<Л/6, компоненты поля учитываются порознь. Воздействие электричесского поля рассматривается в виде емкостной связи источник — устройство, с магнитного — в виде связи через взаимную индуктивность. Следует указать, что единого метода борьбы с помехами не существует. Но можно предложить комплекс мер, позволяющих во многом устранить вредное действие помех на усилитель 34. К ним относятся: защита проводов;

заземление;

экранирование узлов;

развязка каскадов по питанию и т. д.

Д=10 lg(Рmах/Рmin)=120дБ.

Таблица 5 Источник помехи Оптимальное «заземление» Экранирование проводов Применение витых пар Способ уменьшения помех Выбор режима работы элементов Ограничение полосы пропускания + + + * + + + * + * + + + Разнесение и взаимная ориентация проводов Экранирование каскадов Развязка по питанию + Выбор элементов + + Электрическое поле Магнитное поле Электромагнитное поле Пульсация источеика питания Конечное внутреннее сопротивление источника питания Конечное волновое сопротивление шины питания Паразитная обратная связь Самовозбуждение (затухающее) Собственные шумы элементов + + + + + + + + + + + + + + + + + + + + В табл. 5 приведен перечень основных источников помех и методы их подавления. Там же указана результативность отдельных методов для различных источников помех. Следует отметить, что взаимосвязь между источниками помех и способами их подавления довольно сложная, требующая учете многих факторов. Поэтому в табл. 5 плюсам отмечены те способы, которые наиболее эффективны в подавлении соответствующих помех, звездочкой — слабо подавляющие указанные помехи.

ЗАЩИТА ПРОВОДОВ Один из основных каналов проникновения помех в усилитель ЗЧ — соединительные провода, в которых возникают разного рода паразитные наводки в помехи. В основном это помехи, создаваемые магнитными полями трансформаторов и проводов питания и емкостными связями между проводами. Поэтому необходимо защищать соединительные провода от воздействия на ни» этих полей. Существуют три основные способа защиты проводов! экранирование, з«-вемление и соответствующая ориентация проводников. Воздействие магнитного и электрического полей на проводники, с точки зрения возникновения в них помех, различно. Так, при воздействии магнитного поля напряжение помехи Uп.м, возникающей в проводнике — приемнике, описывается уравнением;

где М — коэффициент взаимной индуктивности двух цепей проводника-источника помех и проводникаприемника помех;

I1 — ток в проводнике-источнике, создающем помехи. Наличие угловой частоты w = 2пF указывает на то, что связь между цепями пропорциональна частоте F. Коэффициент М, а соответственно, и значение магнитной помехи Uм.м можно уменьшить, разнося цепи в пространстве, либо применив в них витую пару проводов, либо путем соответствующей ориентации этих цепей. Применение витых пар в цепях источника помех и приемника помех приводит к тому, что магнитные поля взаимно компенсируются. При воздействии электрического поля наведенное из-за емкостной связи между проводниками напряжение от проводника-источника в проводнике-приемнике UH.Э равно: Значение наведенной помехи прямо пропорционально частоте источника помех w = 2пF, сопротивлению R цепи-приемника помехи относительно земли, емкости Си между проводниками и напряжению U1. Так как напряжение U1и частоту F изменить нельзя, то емкостную связь можно уменьшить шунтированием цепиприемника малым сопротивлением R и уменьшением емкости Си за счет разнесения и ориентации проводников или их экранирования.

Uпм=jwMl1, Uнэ = jwRC12U1.

Следует отметить, что уменьшение входного сопротивления приемника помехи в случае магнитной связи не снижает наводки, как это имеет место при связи через электрическое поле. Для защиты сигнальных цепей от электрических помех экранирующую оп-.летку необходимо заземлять в одной точке, чтобы исключить протекание по ней токов наводки, а для экранировки от магнитных полей оплетку необходимо заземлять в двух точках: непосредственно у источника и у приемника. При этом возвратный ток, текущий по оплетке в обратном направлении, будет компенсировать магнитные наводки. Эти противоречивые требования могут быть разрешены, если применить витые пары проводников (в общем экране). При этом экранирующая оплетка не должна использоваться для передачи сигнала и один из ее концов должен быть изолирован от общего провода. Хорошей разводкой слаботочных сигналов (например, связь между магнитной головкой звукоснимателя и входом предусилителя — корректора) можно считать вариант, показанный на рис. 97. Такой способ экранировки проводников почти полностью исключает электрические помехи и на 70 дБ ослабляет магнитные наводки. Хороший результат дает соединение экранирующей оплетки и общего провода сигнальных цепей в одной точке, причем в такой, чтобы токи помех не могли проходить с экрана на землю через общий провод сигнальной цепи. Эта точка, как видно из рис. 97, находится на общем проводе усилителей (точка А). Во избежание замыкания экранирующих оплеток вне предусмотренной точки их необходимо изолировать.

Рис. 97. Схема соединения головки звукоснимателя с входом предусилителя-корректора Разводка слаботочных сигналов в экранированной витой паре также хорошо предохраняет эти цепи от электромагнитных наводок, так как любой ток, протекающий через экран, наводит через взаимную индуктивность в обоих внутренних проводниках равные напряжения, взаимно уничтожающие друг друга. Следует отметить, что эффективность экранирования витой пары растет при увеличении числа витков на единицу длины. В усилителях 34 для общих проводов сигнальных цепей можно применять два вида заземления: последовательное и радиальное (рис. 98). Последовательное соединение общих проводов сигнальных цепей разных узлов представляет собой самый простой и в то же время наиболее нежелательный вариант. В этом случае появляется перекрестная связь между каскадами в результате протекания возвратных токов через последовательно соединенные полные сопротивления заземляющих проводников, из-за чего потенциалы общего провода в каждом функциональном узле (ФУ) отличны от нуля. Это вызывает проникновение внутренних помех и часто является причиной неустойчивой работы всего устройства. Однако этот вариант простой и поэтому является наиболее распространенным. Для этой системы в ФУ выделяют цепи с очень малым и стабильным потреблением мощности и далее их общие провода включают последовательно. Причем в такой системе наиболее чувствительный каскад (ФУ1) надо располагать как можно ближе к точке первичного заземления, так как она имеет наиболее близкий к нулю потенциал. Общие провода силовых цепей разводят радиально, объединяя их в точке первичного заземления.

Рис. 98. Последовательное (с) и радиальное (б) соединение сигнальной «земли» в одной точке ЗАЗЕМЛЕНИЕ Правильное заземление — основной путь уменьшения помех и наводок. Шина «Земля» — это эквипотенциальная поверхность, потенциал которой является опорным уровнем для отсчета напряжения в любом узле или устройстве. Функции шины «Земля» выполняют общие провода сигнальных и сило-зых цепей.

Для правильной прокладки общих проводов требуется, во-первых, »-;

«шшизировать напряжение помех, возникающих при прохождении токов от двух или более источников через общее сопротивление общих проводов;

во-вторых, исключить образование контуров заземления, весьма чувствительных к магнитным полям и разности потенциалов земляных шин. При решении проблем прокладки общих проводов надо помнить, что все соединительные проводники имеют конечное сопротивление, состоящее из активной и реактивной (емкостной и индуктивной) составляющих (R, L и С) и что разнесенные в пространстве точки заземления практически не имеют одинакового потенциала. Поэтому в усилителях 34 общий провод цепи питания не должен использоваться в качестве общего провода сигнальной цепи. Для высококачественной аппаратуры требуются, как минимум, три раздельные цепи общего провода (рис. 99). Их следует соединять вместе только в одной точке. Она должна быть выбрана близко к наиболее чувствительному узлу зсего устройства. Способ радиального соединения общих проводов наиболее желательно использовать в усилителях 34, поскольку отсутствует перекрестная связь между каскадами. Однако он механически громоздок и используется в цепях питания з очень большим разбросом потребляемой мощности. Эти сильноточные цепи необходимо отделять от слаботочных. Чтобы заземляющие провода имели низкое сопротивление и не являлись источниками излучений, они должны иметь длину меньше чем 0.05А. На низких частотах это условие всегда удовлетворяется, в связи с чем заземление в нескольких точках, как это часто практикуется, здесь не требуется. Это исключает образование контуров заземления, чувствительных к магнитным помехам и разности потенциалов в точках заземления. При разводке общих цепей питания на печатных платах и общего провода сигнальных цепей надо внимательно следить за тем, чтобы не образовывались замкнутые контуры. Усилители 34 монтируют на металлических шасси, являющихся несущей частью конструкции. В целях безопасности они должны быть заземлены. Из-за наличия стыков и соединений их сопротивление может оказаться значительным, что приведет к появлению помех. Корпус ни в коем случае нельзя использовать в качестве общего провода силовых и тем более сигнальных цепей. Его соединяют с общим проводом только в одной общей точке. Это соединение должно выполняться лайкой или сваркой, так как резьбовое соединение неустойчиво. Надо обратить внимание ча все стыки в шасси, они должны быть обеспечены надежным соединением.

Рис. 99. Схема выполнения заземления в усилителе ЗЧ Рис. 100. Схема разводки сигналов с переменным сопротивлением в цепи Особо надо подчеркнуть способы заземления экранов переменных резисторов: регуляторов громкости, баланса и регулировки тембров. Прежде всего в высококачественной аппаратуре корпуса всех указанных переменных резисторов должны быть изолированы от шасси усилителя. Ручки, устанавливаемые на их оси, должны быть изготовлены из изоляционного материала. Соединения следует выполнять витой парой в общем экране. Экраны резисторов и проводов надо заземлять так, как показано на рис. 100. Если сигнальная цепь имеет отдельную точку заземления, экраны витых пар следует заземлять в одной точке, которая должна быть подключена к общей точке приемника сигнала (точка 2). Это удается выполнить, если источник сигнала не заземлен. Если же заземлены и источник, и приемник (как показано на рис. 100), то экран надо заземлять с обоих концов. Но при такой экранировке устойчивость к магнитным помехам падает (ослабление составляет 27 против 77 дБ). Если ослабление помех недостаточно, то требуется разорвать контур заземления, используя трансформаторы, оптроны или дифференциальные усилители. Во всех случаях в диапазоне частот до 1 МГц необходимо стремиться заземлять экран в одной точке. Если это не выполняется, то по экрану будут протекать большие токи с частотой сети и вносить фон в сигнальную цепь, Заземление в одной точке также устраняет контур заземления и связанные в ним магнитные наводки.

Поэтому, если к разъему подводится несколько экранированных проводов, то каждый экран присоединяют к отдельному контакту, иначе образуются контуры заземления, и токи, проходящие через экран, будут протекать между экранами различных витых пар. В тех случаях, когда слаботочные цепи экранируют и делают заземление в одной точке, необходима изоляция экрана.

Рис. 101. Схема заземления псевдоквадрафонического усилителя ЗЧ Во всех случаях проводники, выходящие за пределы экрана, необходимо делать как можно короче. На рис. 101 приведена схема заземления псевдоквадрафонического усилвтеля 34. Каждый ФУ выполнен в виде модуля на печатной плате, на которой смонтированы два одинаковых устройства (предусилителькорректор, фильтр, нормирующий усилитель и т. п.). На каждой из них имеются два изолированных общих провода: 1 — в сигнальной цепи, 2 — в цепи питания, Наиболее чувствительные участки усилителя — пять входных ФУ — заземлены с использованием двух раздельных общих проводов сигнальных цепей (корректоры и фильтры соединены с одним проводом, а нормирующий усилитель, шумоподавитель и темброблок — с другим). Цепи нитания этия узлов и квадрапреобразователя подключены к отдельному общему проводу. Общие провода сигнальных цепей квадрапреобразователя и четырех усилителей мощности объединены в один. Общий провод.цепи питания каждого усилителя мощности отдельный. Особо следует обратить внимание, чтобы вместе с ними в этот жгут не попали слаботочные провода входных цепей. Общие провода измерителей уровня и блоков защиты, как менее чувствительные, объединены и проложены отдельно от других. «Земля» шасси служит для подключения каркаса и кожуха усилителя к внешней шине. Общие провода сигнальных цепей и цепей питания необходимо присоединить к корпусу только в одной точке — в основном источнике питания, т. е. в сетевом выпрямителе. К этой же точке необходимо присоединить экран силового трансформатора.

ЭКРАНИРОВАНИЕ Функциональный узел, имеющий большой коэффициент усиления (например, предусилитель-корректор), целесообразно поместить в металлический экран, чтобы исключить влияние на него внешних магнитных и электрических полей. Подходящим материалом для экрана в диапазоне звуковых частот является сталь. Следует иметь в виду, что низкочастотные магнитные поля помехи труднее поддаются экранированию, чем электрические. Основные потери для магнитных полей составляют потери на поглощение в материале экрана, поэтому здесь применяются магнитные материалы с низким магнитным сопротивлением, имеющие достаточную толщину. Экран с толщиной, равной глубине скинслоя (например, на частоте 50 Гц, в стали глубина его равна 0,74 мм), обеспечивает уменьшение амплитуды внешнего поля помехи ~9 дБ (в е раз). Для электрических полей помех звукового диапазона экранирование обусловлено, главным образом, отражением. Поэтому здесь необходимо использовать экран из хорошего проводника (медь, латунь и т. п.). Применение стальных экранов в аппаратуре, работающей в диапазоне звуковых частот, является компромиссным решением.

Рис. 102.Схема подключения экрана к «земляной» шине Следует иметь в виду, что при не-правильном подключении экрана к земляной шине, паразитные емкости образуют цепь обратной связи с выхода на вход, и каскад (узел, устройство) может самовозбудиться. Единственно правильное подключение экрана, которое исключает эту нежелательную обратную связь, — подключать экран к общему выводу усилителя, даже если эта точка не имеет потенциала земли (рис. 102).

РАЗВЯЗКА КАСКАДОВ ПО ПИТАНИЮ Источники и цепи питания постоянного тока ФУ усилительного устройства являются общими. Поэтому надо обратить самое серьезное внимание-на проектирование системы питания, чтобы исключить связи между ФУ через общий источник питания. Любой сигнал переменного тока, возникающий в ФУ или нагрузке, не должен присутствовать на шинах питания и не создавать падения напряжения на внутреннем сопротивлении источника питания. В идеальном случае источник питания должен быть генератором ЭДС с нулевым внутренним сопротивлением. Однако реальный источник имеет конечное внутреннее сопротивление Ri, следовательно, через это сопротивление источника могут образовываться связи между ФУ. Причем эта нежелательная обратная связь усиливается из-за сопротивления соединительных проводников цепей питания. Одновременно они, как и сигнальные проводники, подвержены воздействию электрических и магнитных помех. И здесь применимы те же методы борьбы, которые рассматривались ранее. В статическом режиме (в режиме постоянного тока) напряжение UH, передаваемое на нагрузку, где Ux.x — выходное напряжение ненагруженного источника (холостого хода);

Iн max — максимальный ток нагрузки;

Rл max — сопротивление соединительной линии. Чтобы улучшить работу источника при медленном изменении тока нагрузки, необходимо улучшить стабилизирующие свойства источника (уменьшить Ri) и соединительные провода брать достаточного сечения. При резком изменении тока нагрузки на ДIн (режим усиления звуковых сигналов — динамический режим) возникают напряжения переходных помех, и результирующее-изменение напряжения на нагрузке оказывается функцией волнового сопротивления Z0 линии передачи, Мгновенное напряжение помехи на нагрузке тде Lл и Сл — соответственно индуктивность и емкость линии передачи питания. Волновое сопротивление линии передачи может служить хорошим критерием качества для сравнения различных систем разводки питания. Чтобы подучить хорошую развязку в динамическом режиме, волновое сопротивление линий передачи должно составлять не более нескольких Ом. Для этого необходимо увеличить Сл и уменьшить Lл. Это достигается использованием плоских шин питания, расположенных как можно ближе, между которыми устанавливается изолирующая прокладка с большой диэлектрической постоянной. Например, два провода круглого сечения с тефлоновой изоляцией, разнесенных на 1,5 диаметра, имеют Z0=80 Ом. Однако если два плоских проводника шириной H=10 мм расположить один над другим и разделить тонкой (толщиной h ==100 мкм) полиуретановой пленкой (е = 7), то волновое сопротивление такой шины будет: На практике сделать шины передачи с малым ZQ довольно сложно и дорого, что вынуждает подключать к нагрузке между шинами питания и земли развязывающий керамический конденсатор емкостью от 0,1 до 1,0 мкФ [19] для обеспечения малого комплексного сопротивления шин питания. Чтобы исключить динамические помехи через источник и дополнительно сгладить пульсации питающего напряжения, применяют развязывающие фильтры. Для развязки слаботочных и чувствительных узлов по цепи питания ис-яользуются резистивно-емкостные и реже индуктивно-емкостные фильтры. Итак, для улучшения характеристик системы питания, цепи разводки необходимо выполнять плоскими Uн= Uх.х — Iн max (Ri+Rл max), шинами;

для развязки паразитного сопротивления шины питания, непосредственно на зажимах нагрузки устанавливается керамический конденсатор (с малой собственной индуктивностью) развязки писания;

а для развязки отдельных каскадов усилителя устанавливаются RC фильтры.

ВНУТРЕННИЕ ИСТОЧНИКИ ШУМОВ Если даже исключены все внешние связи ФУ по помехам, все же имеется минимальный уровень собственных {внутренних) шумов. Собственные шумы имеются у всех электронных компонентов, на которых рассеивается иощность. Основными видами собственных шумов являются: тепловые, дробовые, контактные, импульсные. Тепловые шумы возникают в результате теплового движения электронов в веществе резистора и определяют нижний уровень шумов, достижимый в ФУ. Действующее значение напряжения тепловых шумов Uт, в разомкнутой цепи, обусловленное наличием в ней сопротивления R, где k — 1,38*10-23 Дж/К - постоянная Больцмана: Т — абсолютная темпера-тура, К;

AF — полоса пропускания шумов, Гц;

R — сопротивление, Ом. При комнатной температуре (290° К или 17'С): 4kT=1.6*10-20 Вт/Гц, Мощность тепловых шумов имеет равномерную частотную характеристику и в любой части спектра при одинаковой полосе имеет одинаковое значение, независимо от R: Для уменьшения напряжения тепловых шумов необходимо минимизировать сопротивление и полосу пропускания системы. Дробовой шум связан с прохождением тока через потенциальный барьер. Он возникает из-за флуктуации среднего значения тока при хаотн-ческой диффузии носителей через базу транзистора и из-за случайного характера генерации и рекомбинации пар электрон — дырка. Действующее значение тока этого шума где q=1,6-10-19 Кл — заряд электрона;

70 — среднее значение постоянного тока, А;

ДF — полоса пропускания, Гц;

т. е. плотность дробового шума зависит только от значения проходящего тока и не зависит от частоты. Контактные шумы вызываются флуктуацией проводимости вследствие несовершенства контакта между двумя материалами. Они встречаются в композиционных резисторах, угольных микрофонах, транзисторах и диодах, и т. п., которые содержат множество сплавленных между собой частиц. В силу специфичной частотной зависимости их называют низкочастотными или 1/f шумами. Контактный шум If: где А — постоянная, зависящая от вида материала контакта и его конфигу-рации;

Т0 — среднее значение постоянного тока, A;

f — центральная частота полосы пропускания, Гц;

ДF — полоса пропускания, Гц. «Вес» контактных шумов из-за характеристики 1/f на низких частотах может быть очень большой. При исследованиях шумы 1/f наблюдаются даже при сигнале, имеющем период несколько часов. Контактные шумы — главный источник помех в низкочастотных цепях. Импульсные шумы обусловлены производственными дефектами и их можно устранить, улучшив процессы производства. Эти шумы вызываются дефектами в переходе полупроводникового прибора (обычно в виде металлических примесей). Импульсные шумы проявляются как резкие всплески и сопровождаются дискретным изменением уровня. Длительность шумовых импульсов колеблется от микросекунд до секунд, их амплитуда превышает амплитуду тепловых шумов в 2... 100 раз, частотный диапазон составляет 0,01...... 100 Гц. Так как этот шум связан с наличием тока, то наибольшее напряжение шумов наблюдается в высокоомных цепях, например, во входной цепи ОУ. Для исключения импульсных помех необходимо обнаружить шумящий элемент и заменить его. Учитывая, что все рассмотренные здесь источники шумов являются некоррелированными, то они суммируются на основе правил сложения мощносей, следовательно, суммарное напряжение теплового, дробового, контактного и импульсного шумов определяется как Для измерения напряжения шумов лучше всего пользоваться широкополосным осциллографом. Основное преимущество осциллографа перед различными вольтметрами в том, что на осциллографе можно наблюдать форму измеряемого сигнала. При этом можно быть уверенным, что измеряются именно случайные шумы, а не наводки или фон сети частотой 50 Гц. Действующее значение белого шума равно 1/8 (предполагается, что отношение амплитуды к действующему Pш = U2т/R=4kTДF.

значению шумов составляет 4:1, при этом точность измерений не хуже 1,5%) двойного амплитудного значения сигнала, измеряемого на экране осциллографа. (При определении двойной амп« литуды на экране осциллографа один-два пика, которые будут значительно выше всей кривой сигнала, в расчет брать не следует.) Для количественной оценки шумов, вносимых отдельными электронными устройствами, используют коэффициент шума:

Коэффициент шума Кш можно определить также как где АВХ=РС.ВХ/РШ.ВХ, Aвых = Рс.вых/Рш.вых;

т. е. Kш показывает, во сколько раз отношение сигнал-шум на входе устройства больше отношения сигнал-шум на его выходе. Коэффициент шума многокаскадного усилителя определяется следующим выражением:

Kщ = AВХ/AВЫХ, где Kш1 и KP1 — коэффициенты шума и усиления по.мощности первого каскада;

Pages:     | 1 || 3 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.