WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 | 6 |   ...   | 7 |

«Содержание Предисловие к русскому изданию Предисловие автора Глава 1 Введение в передачу сигнала по оптическому волокну 1.1. Требования к полосе пропускания 1.2. Модель волоконно-оптической системы ...»

-- [ Страница 4 ] --

Для уровня накачки 200 мВт, показанного на рис. 7.12, получается максимальное усиление 7,78 дБ с колебаниями уровня (максимальный - минимальный) в 3,5 дБ. Фактическое колебание уровня усиления, определяемое как (колебание усиления в дБ)/(максимальное усиление в дБ) = 3,5/7,78 = 0,45 в полосе С, показанной на рис. 7.12.

Рис. 7.12.Спектр романовского усиления в волокне большой длины с накачкой 1443 нм при уровнях мощности накачки 100 и 200 мВт. На рисунке указан С диапазон длиной 30 нм (1530-1560 нм), см. [7.10, 7.11,7.15].

При проектировании ВОСП оптоволоконный пролет переносит сформированный (многоволновой) сигнал WDM;

комбинация распределенного рамановского усилителя и усилителя EDFA в тандемном соединении дает прекрасные результаты и позволяет уменьшить нарастание ASE.

На рис. 7.13 показан оптический спектр системы DWDM с 32 длинами волн, где отмечено отношение сигнал/шум (OSNR) для волокна длиной км для двух случаев: 1) гибридный предусилитель с каскадом рамановского усиления + EDFA, 2) используется только EDFA. Из рисунка видно, что гибридная схема дает на 4,2 дБ большее отношение сигнал/шум.

Улучшение отношения сигнал/шум после прохождения пролета длиной 125 км с волокном LEAF Рис. 7.13. Оптический спектр системы DWDM с 32 длинами волн, проходящих через волокно, они усиливаются либо гибридным предусилителем с каскадом рамановского усиления и EDFA, либо только EDFA Максимальное усиление одинаково, тогда как пороговый пьедестал у гибридной схемы на 4,2 дБ ниже. (С разрешения компании Coming, Inc., [7.10, 7.11]) ГЛАВА 8 МУЛЬТИПЛЕКСИРОВАНИЕ С РАЗДЕЛЕНИЕМ ПО ДЛИНЕ ВОЛНЫ 8.1. Возрастание требований на пропускную способность ВОСП В работе [8.1] приведена оценка роста требований на емкость/скорость передачи, показывающая, что емкость ВОСП возрастает в 4 раза каждые месяцев. Из всех средств, имеющихся в нашем распоряжении, только опто волокно удовлетворяет этим потребностям роста. Существует два пути удов летворить этим требованиям:

1. Установить новый кабель с большим числом волокон или использовать имеющиеся темные волокна.

2. Применить технологию мультиплексирования с разделением по длине волны на уже имеющемся волокне или на новом проложенном волокне.

Практически при каждом таком рассмотрении преимущество будет на стороне выбора технологии WDM, учитывая стоимость прокладки нового кабеля, особенно для длинных кабельных систем. Цель данной главы - по знакомить читателя с WDM и возможностью ее применения.

На ранней стадии применения ВОСП каждая работающая жила оптово локна передавала один поток бит (практически каждая ВОСП содержит тем ные волокна, некоторые владельцы ВОК сдают их в аренду). Техника ВОСП развивалась так, что сначала осваивался диапазон несущей 1310 нм, а потом - 1550 нм. Следовательно, битовый поток передавался на некоторой длине волны этого диапазона волн. С возрастанием требований на емкость систем передачи развивалась и технология передачи в этом диапазоне волн. Когда стали осваивать диапазон длин волн 1550 нм, то следующий (второй) бито вый поток был помещен в этом диапазоне. Следовательно, мы имели грубый, но эффективный вариант раннего WDM, а именно двухканальную систему.

Концепция этой системы показана на рис. 8.1.

Рис. 8.1. Концептуальная блок-схема двухволновой системы WDM. На на чальном этапе эти две волны соответствовали: 1 = 1310 нм и 2 = 1550 нм.

На рис. 8.1 разветвитель играет роль оптического комбайнера. Для про стоты разветвитель (из комбайнера) мог бы быть пассивным сплиттером при использовании, например, биконического сплавного с отводами раз ветвителя (рассмотренного в разд. 3.5) в обратном направлении (замене входов на выходы). Сплитгер, приведенный на правой стороне рис. 8.1, мог бы быть тем же самым устройством, использованном в обратном направлении. Оба порта этого сплиттера содержат сигналы 1 и 2.

В отечественной литературе термин Coupler традиционно переводят как разветвитель, полагая что его основная функция — разветвлять поток, тогда как в англоязычной литературе для этой цели используют по большей части Splitter, а за термином Coupler оставляют роль объединителя, или комбайнера.

Фильтры, на основе технологии тонких пленок, блокируют передачу энергии нежелательного спектра сигнала и позволяют пропустить энергию желаемого спектра сигнала. Технология тонких пленок рассматривается в разд. 8.6. Важность использования фильтров в операциях WDM трудно переоценить. Именно поэтому мы посвятили технологии фильтров три четверти главы.

8.2. Основы WDM-систем Пара мультиплексор-демультиплексор является основой для системы WDM. Как показано на рис. 8.1, мультиплексор может быть просто комбайнером - устройством объединения нескольких несущих длин волн.

Демультиплексор - напротив, выполняя обратную операцию, может быть совсем другим. Он должен выделять отдельные длины волн из агрегированного потока. Следовательно, демультиплексор требует использования механизма селекции длин волн. Эти механизмы делятся на две широкие категории: демулътиплексоры на основе дифракции и демулътиплексоры на основе интерференции.

Демультиплексоры на основе дифракции используют элементы с угловой дисперсией, такие как дифракционные решетки, которые пространственно диспергируют падающий луч на различные составляющие длины волн. Принцип действия такой решетки показан на рис. 8.2.

Демультиплексор на основе интерференции использует свойства таких устройств, как направленные разветвители и оптические фильтры. Благодаря присущим им свойствам взаимности оптических волн в диэлектрической среде, эти устройства могут быть использованы как мультиплексоры и Демультиплексоры в зависимости от направления распространения.

Рис. 8.2. Принцип действия дифракционной решетки с угловой дисперсией и фокусирующей линзой, используемой в качестве демультиплексора.

Необходимым элементом систем WDM является оптический усилитель типа EDFA. Достаточно высокий (20-25 дБ) коэффициент усиления усили теля EDFA позволяет компенсировать потери, вносимые пассивными элементами мультиплексора и демультиплексора, включая многие из устройств, описанных ниже. Если допустить, что мультиплексор и демультиплексор могут (каждый) вносить потери порядка 6 дБ, то мы уже имеем потери порядка 12 дБ. При увеличении числа каналов WDM потери начинают значительно расти. Потери расщепителя на разделение двух каналов равны 3 дБ, четырех каналов — 6 дБ и т. д. Вторичным эффектом этого является то, что мы привязаны к полосе 1530 — 1565 нм — рабочей полосе усилителей EDFA. Организация ITU-T разработала для этой полосы стандартизованную сетку частот с шагом между каналами 200/100/50 ГГц и возможностью его снижения до 25 ГГц. Сетка ITU-T формируется на основе уравнения:

F =193,1± m0,1 (ТГц) (8.1) где 193,1 ТГц - опорная частота, а т — целое число, см. разд. 8.9.

Даже будучи ограничены полосой 1530-1565 нм, можно ожидать к году размещения в системе DWDM 160 каналов, каждый из которых пере дает 40 Гбит/с.

8.3. Интерферометр Фабри-Перо Интерферометр Фабри—Перо (Ф—П) является устройством интерференционного типа, основанным на многократном отражении светового луча от двух поверхностей тонких пластин. Его принцип действия показан на рис. 8.3. Существует интерференционный максимум для каждой длины волны, который математически выражается так:

m = 2d cos (8.2) где т — целое число, a d — расстояние между пластинами.

Интерферометр использует многократные отражения между двумя близко расположенными частично посеребренными поверхностями. Часть света проходит, а часть отражается каждый раз, когда свет достигает второй поверхности, образуя в результате много смещенных лучей, которые могут интерферировать друг с другом. Большое количество интерферирующих лу чей создает интерферометр с исключительно высоким разрешением. Это чем то напоминает множество щелей (шлицев) дифракционной решетки, которое увеличивает ее разрешение.

Рис. 8.3. Принцип действия интерферометра Фабри-Перо (см. [8.2]) Резонатор Фабри-Перо - устройство, полученное из интерферометра Ф-П. Он представляет собой две параллельные пластины, отражающие свет вперед и назад. Степень дисперсности (тонкость структуры линий) является показателем того, как много волновых каналов могут одновременно пройти без серьезной интерференции между ними. Она является мерой энергии волн внутри резонансной полости относительно энергии, потерянной за цикл. Чем больше степень дисперсности, тем уже ширина резонансной линии. Степень дисперсности может рассматриваться как эквивалент понятия добротности Q электрических фильтров.

На основе интерферометра Ф—П можно создать прекрасный оптический фильтр. Настройка фильтра осуществляется путем изменения длины зазора между двумя зеркалами. При более сложной конструкции интерферометра Ф—П, вся структура целиком помещается в пьезоэлектрическую камеру так, что указанная длина зазора может быть изменена электрически для настройки и выбора определенного канала.

Преимущества фильтров Фабри—Перо в том, что они могут быть интегрированы в систему без возникновения потерь на стыковку. Число каналов ограничивается 50-100, учитывая ограниченную степень дисперсности практического фильтра Ф—П (F = 100 для 97% зеркала в тандеме, что увеличивает эффективную степень дисперсности до F ~ 1000).

На рис. 8.4. приведена схема конструкции практического фильтра Ф—П [8.3].

Рис. 8.4. Схема конструкции практического фильтра Ф-П 8.4. Фильтры Маха-Цендера Интерферометр Маха—Цендера (М—Ц) можно сделать путем соединения двух выходных портов 3-дБ разветвителя к двум входным портам другого 3 дБ разветвителя, как показано на рис. 8.5. Первый разветвитель расщепляет оптический сигнал на два равных потока, где каждый поток приобретает различные фазы (когда длины ветвей разветвителя оказываются различны ми до того, как во втором разветвителе произойдет интерференция одного расщепленного сигнала с другим).

Рис. 8.5. Оптический интерферометр Маха—Цендера Относительная фаза зависит от длины волны и коэффициента пропускания T(), который тоже зависит от длины волны. Он может быть вычислен по формуле:

T (v) = cos2 vm (8.3) ( ) где m — относительная задержка между двумя ветвями интерферометра М — Ц, a v — частота. Цепочка каскадов таких интерферометров М—Ц с определенным образом настроенными задержками работает как оптический фильтр, который может быть настроен путем небольшой подстройки длин ветвей.

В работе [8.3] сообщается, что общие методы, используемые для расчета относительной задержки m, реализуются так, что каждый М—Ц каскад последовательно блокирует альтернативные каналы. Эта схема - требует, чтобы m = 2m vch, для шага между каналами, равного vch.

( ) Результирующий коэффициент передачи 10-каскадного фильтра имеет такую же избирательность, какая эквивалентна избирательности фильтра Ф-П, имеющего степень дисперсности 1600. Эта каскадная схема способна выделять близко стоящие каналы. Каскадное включение интерферометров М-Ц дает проектировщику систем WDM еще одну заслуживающую внимания технологию [8.2].

8.5. Решетки Брэгга и волоконно-оптические решетки Брэгга (FBG) На рис. 8.6 приведена модель, которую мы будем использовать для описания принципа работы дифракционной решетки Брэгга. Решетка Брэгга является последовательностью полуотражающих параллельных пластин. Эти пластины отделены одна от другой на расстояние d. Свет, состоящий из не скольких или большого числа длин волн, входит с левой стороны. В зависи мости от расстояния d будет наблюдаться отражение одной или нескольких длин волн. Этот отраженный свет выходит также с левой стороны, тогда как остальная группа длин волн света выйдет с правой стороны. Условия точного отражения длин волн, или условия Брэгга таковы:

d = -nB / 2 (8.4) где п — произвольное число, а B - длина волны отраженного канала;

d представляет собой шаг, или период брэгговской решетки, который должен быть целым кратным половины длины волны. Отрицательный знак означает отражение, а п — означает порядок решетки Брэгга. Когда п = 1 (первый порядок), имеем d = B /2, а при п = 2 (второй порядок), имеем d = B.

Решетка Брэгга дает возможность получить прекрасный полосовой фильтр.

Рис. 8.6. Модель дифракционной решетки Брэгга (основана на концепции, приведенной в [8.2, 8.3]) Волоконная решетка Брэгга (FBG) состоит из отрезка оптического волокна, показатель преломления которого периодически изменяется по длине волокна. Эти изменения показателя преломления моделируют структуру решетки Брэгга. Общий метод изготовления FBG состоит в том, что волокно подвергается интенсивному ультрафиолетовому облучению через шаблон, который имеет период, равный периоду решетки, подлежащей изготовлению. Когда германий-силикатная сердцевина волокна экспонируется интенсивным светом, прошедшим через шаблон, в ней формируются структурные дефекты и, следовательно, возникают постоянные изменения показателя преломления. Они имеют ту же периодичность, что и облучаемый ультрафиолетом шаблон.

Рис. 8.7. Иллюстративная модель волоконной решетки Брэгга. Для окна нм, d может быть в диапазоне от 1 до 10 мкм.

На рис. 8.7 схематично показана структура волоконной решетки Брэгга.

Для наглядности и лучшей иллюстрации композиции и структуры, размеры волокна и период решетки были намеренно увеличены.

Другой метод формирования отражательной решетки Брэгга основан на многослойной (стековой) диэлектрической структуре, составленной из слоев толщиной /4. Она известна как фотонная решетка, каждая с различным коэффициентом преломления. Такие решетки отражают длины волн для всех возможных углов падения, причем они не поглощают энергию падающего луча, как это делают отражатели на зеркалах [83].

FBG широко используются вместе с оптическими циркуляторами, обычно в оптических мультиплексорах ввода-вывода (OADM), где FBG обратно отражает только те длины волн, для которых она была спроектирована. Остальная часть агрегатного потока длин волн может после этого быть передана другой комбинации циркулятору-FBG, для того, чтобы выделить другую длину волны, и т. д. Этот принцип показан на рис. 8.8. FBG могут быть использованы как полосовые фильтры, интерференционные фильтры, компенсаторы хроматической дисперсии, а также для выравнивания выходной характеристики усилителей EDFA.

Рис. 8.8. Комбинация: циркулятор-решетка FBG выделяет канал с одной не сущей из агрегатного канала, за которым следует аналогичная комбинация, выделяющая другой канал. FBG - волоконная решетка Брэгга FBG чувствительны к изменению температуры, независимо от перио дичности или ширины полосы. Их обычно размещают в специальных тер мостатах.

В табл. 8.1 приведены типовые параметры и характеристики промыш ленно выпускаемых FBG. В конфигурациях DWDM предметом особой за боты является перекрестная помеха. На рис. 8.9 приведена типичная харак теристика полосового фильтра демультиплексора. При шаге в 50 ГГц помеха от соседнего канала подавляется примерно на 30 дБ.

Таблица 8. Спецификация полосового фильтра на волоконной решетке Брэгга Тип А (100 ГГц) Тип А (50 ГГц) Тип В Тип С Применение фильтр WDM фильтр WDM внешний подавление резонатор ASE Диапазон 1530-1560 нм 1530-1560 нм полоса 980 нм 1525-1545 нм длин волн полоса 1310 нм полоса 1480 нм полоса 1550 нм Точность ± 0,05 нм ± 0,05 нм ± 0,05 нм ± 0,05 нм длины волны Отражательная от 1 до 99% 99% 99% способность Оптическая 0,6 нм, FWHM 0,3 нм, FWHM 0,6 нм, FWHM 10дБ ширина полосы Подавление 30 дБ 30 дБ 30 дБ 30 дБ перекрестной 20 дБа) помехи при передаче Подавление 30 дБ 30 дБ 30 дБ 30 дБ перекрестной 20 дБа) помехи при отражении Упаковка (1)покрытый УФ (1)покрытый УФ (1)покрытый УФ (1)покрытый УФ акрилатом, акрилатом, акрилатом, акрилатом, (2)стеклянный (2) стеклянный (2)стеклянный (2) стеклянный корпус, корпус, корпус, корпус, (3) с (3)с (3)с (3)с температурной температурной температурной температурной компенсацией компенсацией компенсацией компенсацией а) от соседнего канала Источник. С разрешения компании Sumitomo Electric Lightwave Corp., [8.4] Рис. 8.9. Характеристики полосового фильтра на дифракционной решетке Брэгга. (С разрешения компании Sumitomo Electric Lightwave Corp., [8.4]) 8.5.1. Некоторые характерные применения FBG 8.5.1.1. Уникальные фильтрующие свойства FBG Существует ряд приложений, где используются свойства оптической фильтрации FBG, позволяющие выделять определенные длины волн. В простейшей форме оптическая дифракционная решетка работает как рефракционный фильтр, центральная длина волны которого может управляться путем изменения периода решетки, а полоса пропускания может подстраиваться путем изменения удельной плотности полос решетки и небольшой частотной модуляцией периода решетки.

Еще одним применением FBG является стабилизирующий фильтр.

Усилитель EDFA сделал возможным практическую реализацию систем WDM. Различные устройства, использованные для мультиплексирования и демультиплексирования световой волны, являются пассивными и имеют потери, даже большие потери (например, такие как 20 дБ на устройство).

Усилители EDFA компенсируют эти потери. Более того, они могут осуществить компенсацию всего агрегатного потока каналов WDM, тогда как регенератор должен был бы осуществлять эту работу поканально.

Предположим, что мы имеем агрегатный поток, сформированный из каналов. Для его регенерации с помощью одного регенератора последова тельно, нам пришлось бы долго ждать;

если делать это параллельно, то при шлось бы использовать 32 регенератора. Хорошая новость в нашем случае состоит в том, что с этой работой справится один усилитель EDFA. Плохая - в том, что мы хотели бы получить на выходе один и тот же (в пределах разумного) уровень для каждого из 32 каналов.

На показатели усилителя EDFA оказывают влияние характеристики лазерных диодов накачки. На характеристики лазера накачки часто оказывают влияние нежелательные внешние отражения, направленные обратно в резонаторную полость лазера, а также флуктуации температуры и тока инжекции. Введение фильтра стабилизатора накачки на основе FBG, решило эту проблему путем запирания излучения волн длиной 980 и 1480 нм у лазеров накачки и обеспечения невосприимчивости к скачкам спектральной моды, вызванным изменениями температуры, тока возбуждения и оптической обратной связи. Ключевой характеристикой фильтра стабилизатора накачки на основе FBG является его полоса пропускания и отражательная способность по отношению к характеристикам лазеров накачки и данному конкретному приложению.

8.5.1.2. Фильтры выравнивания волновой характеристики Фильтр выравнивания волновой характеристики - еще одно применение FBG. Учитывая, что усиление EDFA имеет тенденцию изменяться на выходе в спектральной полосе 1530-1560 нм, необходимо выровнять усиление в пределах этого спектрального окна путем использования фильтров выравнивания на основе FBG. Из трех основных спектральных окон, эти фильтры позволяют уменьшить вариации усиления в окне, где используются EDFA, улучшая, таким образом, характеристику и упрощая конструкцию систем WDM.

Рис. 8.10. Применение фильтров DWDM на основе волоконных решеток Брэгга, (а) интерферометр Майкельсона, (б) интерферометр Маха Цендера, (в) конфигурация, допускающая ввод-вывод оптической несущей.

(См. Lightwave [8.10], рис. 2, стр. 191) 8.5.1.3. Использование FBG для компенсации хроматической дисперсии Хроматическая дисперсия является одной из двух главных причин ухудшения передачи света на гигабитных скоростях. Она уже обсуждалась нами в разделе 6.3. Общий подход, используемый для компенсации этого типа искажений, состоит в том, чтобы пропустить световой сигнал через устройство, дающее такой же уровень искажений, но противоположного знака, компенсируя, тем самым, накопленную хроматическую дисперсию.

Компенсация может осуществляться как в каком-то одном канале, так и во всей полосе DWDM, используя, например, очень длинную дифракционную чирп-решетку.

На рис. 8.10 приведены фильтры DWDM, основанные на волоконных решетках Брэгга, в конфигурациях оптических мультиплексоров ввода вывода.

8.6. Фильтры на тонких пленках Тонкопленочные фильтры используют многослойные покрытия диэлектрических фильтров. Когда многоволновой сигнал падает на поверхность фильтра, то каждый слой фильтра вынуждает различные длины волн падающего сигнала отразиться или пройти через него, в зависимости от длины волны и конструкции фильтра. Каждая длина волны, таким образом, вносит конструктивный или деструктивный вклад в проходящий сигнал.

Соответствующие длины волн такого сигнала или исчезали, или сохранялись, проходя до самого выхода [8.1]. Такие фильтры, обычно, имеют большое число слоев, так, что их характеристиками пропускания можно достаточно жестко управлять. Это позволяет передавать (пропускать) относительно узкую полосу длин волн, или, даже, одну длину волны.

Потери при прохождении через разветвитель 12 составляют примерно 4 дБ, из которых 3 дБ являются потерями от деления мощности пополам.

Разница в 1 дБ соответствует вносимым потерям самого устройства. Когда число выходных портов растет, соответственно этому растут и потери на разветвление. Так разветвитель 116 имеет потери между входным и вы ходным портами равные 14,5 дБ. Эти потери могут быть аппроксимированы следующей формулой:

Потери [дБ] = 0,5 + 3,5 log2 N, (8.5) где N — число выходных портов [8.1].

Такой подход мог бы быть использован для расчета входных каналов перед детектированием в приемнике. Следовательно, бюджет линии связи должен быть приспособлен к таким потерям. Одним из путей компенсировать потери может быть использование усилителя EDFA на агрегатном сигнале непосредственно перед демультиплексированием.

Тонкопленочная технология плохо приспособлена для систем с плотной упаковкой каналов (например, для шага между несущими 50 ГГц).

Однако, тонкопленочные фильтры обеспечивают достаточно узкую полосу пропускания для использования с мультиплексорами-демультиплексорами систем WDM, имеющих 16-32 канала. При большей плотности каналов в системах используются другие технологии.

8.6.1. Оптические фильтры — подведение итогов Оптические фильтры, обычно, достаточно малы. Их можно встраивать в оптические разъемы, адаптеры и даже в оптическое волокно. Некоторые типичные значения характеристик такого встроенного фильтра, работающего в полосе 1550-1625 нм, приведены ниже:

- вносимые потери: < 1,0 — 1,5 дБ;

- коэффициент изоляции длин волн: 35 дБ;

- возвратные потери: 40 дБ - рабочая температура:

-20°С — +70°С.

8.7. Дифракционная решетка на массиве волноводов Дифракционная решетка на массиве волноводов (AWG) является интегрированным подходом к проблеме демультиплексирования. Решетка состоит из фазированного массива оптических волноводов, работающих соб ственно как дифракционная решетка.

Рис. 8.11. Принципиальная схема маршрутизатора на волноводной решетке.

Этот тип решетки можно изготовить, используя технологию InGaAsP/InP, позволяющую интегрировать такие типы направляющих волноводов с передатчиком или приемником WDM. Иллюстрацией AWG является рис. 8.11. Как показано на рисунке, входящий WDM сигнал разветвляется в массив планарных волноводов, после прохождения через секцию (звездообразного) разветвителя. При прохождении волны в каждом отдельном волноводе, она имеет на выходе определенный и отличный от других фазовый сдвиг, ввиду различной длины отдельных волноводов.

Учитывая частотную зависимость постоянной распространения моды, фазовый сдвиг оказывается зависимым от длины волны. В результате, различные каналы фокусируются на различные пространственные пятна, когда выход волноводов дифрагирует через другую секцию разветвителя.

Как можно видеть, AWG работает как обычная дифракционная решетка (для более подробного знакомства с принципом работы AWG см. работу [А-21], гл. И, разд. 11.1.6.3). Его эффективность при надлежащем проектировании может достигать 100%. Используя эту технологию, можно изготовить ряд элементов системы WDM, например, маршрутизатор на волноводной решетке.

На рис. 8.12 показано типичное прменение AWG, используемого в качестве оптического мультиплексора ввода-вывода.

Рис. 8.12. Типичная архитектура передачи, использующая мультиплексор-де мультиплексор и конфигурацию ввода-вывода.

8.8. Прямая и обратная операции интерливинга Устройство интерливинга разделяет каналы, которые подлежат мультиплексированию, на группы: нечетные и четные для конфигурации интерливинга 12. В этом простейшем случае устройство интерливинга объединяет два набора каналов в один плотно упакованный набор, имеющий шаг упаковки в два раза меньше исходного. В противоположность этому, устройство деинтерливинга разделяет единый входной набор каналов и направляет разделенные потоки в два выходных потока, имеющих удвоенный шаг между каналами по сравнению с исходным. Устройства интерливинга можно каскадировать, формируя двоичное дерево. Например, устройство деинтерливинга с конфигурацией 14, берет набор каналов DWDM с шагом 50 ГГц, разделяет и направляет их по 4 выходным волокнам с шагом между каналами 200 ГГц. Устройства интерливинга позволяют достичь такого шага между каналами, какого мы не смогли бы достичь другими путями. Эта основная концепция иллюстрируется рис. 8.13.

Рис. 8.13. Иллюстрация основной концепции деинтерливинга. В нашем случае устройство деинтерливинга разделяет входной спектр периодически упакованных длин волн на два дополнительных множества, имеющих в два раза больший шаг между каналами. Эта концепция может быть использована повторно для создания еще большего шага между каналами и увеличения модульности процесса проектирования. (С разрешения Bob Shrine, компании Wavesplitters Technology, Fremont, CA).

Общий принцип, положенный в основу операций интерливинга, - ин терферометрическое перекрытие двух оптических лучей. Интерференция создает периодически повторяющуюся выходную картину, так как различные целократные длины волн проходят через устройство интерливинга.

Желаемый шаг между каналами устанавливается путем управления интер ференционной картиной. Существует несколько подходов для достижения указанной интерференционной картины: используя сплавные волоконные интерферометры, жидкие кристаллы, двулучепреломляющие кристаллы и др.

В работе [8.9] описана одна из простейших конструкций в плане исполь зуемых материалов и технологий, которой является сплавной волоконный интерферометр Маха-Цендера. В этой конструкции интерференция создается путем использования волокна с неодинаковой длиной пути между двумя 3-дБ разветвителями. Путем тщательной настройки разницы в длине пути, можно установить желаемую (и удовлетворяющую сетке частотного плана ITU-T) величину шага между каналами (см. разд. 8.9). Благодаря тому, что конструктивным материалом является волокно, этот подход к созданию интерливинга приводит к очень низким потерям, равномерной характерис тике на протяжении широкого диапазона длин волн, низкой дисперсии и минимальным эффектам, зависящим от поляризации.

Жидкие и двулучепреломляющие кристаллы используют различные состояния поляризации (т.е. наличие обыкновенного и необыкновенного лучей), создающие разницу эффективной длины путей для этих состояний поляризации. Обыкновенный и необыкновенный лучи, проходящие через такой кристалл, испытывают различную степень преломления и, следовательно, приобретают различную разность хода. Когда определенная входная длина волны приобретает между различными состояниями поляризации разность хода кратную целому числу полных длин волн, то эта длина волны (сигнал) передается через выходной поляризатор, тогда как другая длина волны будет направлена на другой выход. Нужно понимать, что входной сигнал не должен иметь какую то определенную поляризацию, поэтому должны быть включены дополнительные элементы для достижения желаемых характеристик при любом случайном состоянии поляризации. В любом случае выходная картина этих типов устройств демонстрирует синус квадратную форму волны.

Часто можно отличить устройства интерливинга/деинтерливинга различных пользователей по форме синус-квадратной интерферометрической картины. Характеристика одного из таких устройств показана на рис. 8.14.

Рис. 8.14. Спектр, показывающий выход двух рукавов устройства деинтерли-винга. Этот пример показывает некоторые ключевые параметры оптической волны на выходе устройства деинтерливинга. Среди этих параметров: низкие вносимые потери, плоская амплитудно-волновая характеристика в рабочей полосе, низкий уровень перекрестных помех, однородность коэффициентов передачи в каналах. (С разрешения Bob Shrine, компания Wavesplitters Technology, Fremont, CA [8.9]) Устройства интерливинга/деинтерливинга — это полностью волоконно-оптический продукт, который демонстрирует низкие вносимые потери, типично 0,6 дБ для мультиплексора и 1,6 дБ для демультиплексора.

Амплитудно-волновая характеристика такого устройства приведена на рис.

8.14. Здесь вносимые потери 0,6 дБ достигаются даже тогда, когда полоса пропускания на уровне 0,5 дБ покрывает > 50% канального пространства.

Кроме того, перекрестные помехи поддерживаются на уровне < 25 дБ, допуская некоторый дрейф (сдвиг) сигнальных несущих длин волн.

Значения характерных параметров типовой пары устройств интерливинга/деинтерливинга приведены в табл. 8.2.

Таблица 8. Значения параметров для высококачественных устройств интерливинга/деинтерливинга Параметры Мультиплексор Демультиплексор Шаг между каналами 50 ГГц 50 ГГц Вносимые потери < 0,6 дБ < 1,6 дБ (< 0,4 дБ - типовое) (< 0,8 дБ - типовое) Неравномерность АВХ < 0,2 дБ < 0,4 дБ Ширина полосы на уровне > ±11 ГГц > ±10 ГГц 0,5 дБ Ширина полосы на уровне > ±20 ГГц > ± 17,5 ГГц 3,0 дБ Перекрестные помехи > 12 дБ (при ±10 ГГц) > 22 дБ (при ±10 ГГц) Дисперсия < 10 пс/нм (при ±10 ГГц) < 10 пс/нм (при ±10 ГГц) PDL < 0,1 дБ < 0,1 дБ Источник. С разрешения Bob Shrine, компания Wavesplitteis Technology, Fremont, CA [8.9].

8.9. Рекомендации ITU-T (МСЭ) по назначению длин волн, используемых в системах WDM В табл. 8.3 приведены номинальные центральные частоты и эквивалентные им длины волн для шага сетки несущих 50 и 100 ГГц. Эта таблица известна как сетка ITU-Т или частотный план ITU-Т. В соответствующей публикации ITU-T G.692 Annex А (см. [8.6]), добавлено следующее замечание: для преобразования частоты в длину волны и наоборот, скорость света, с, принимается равной 2,99792458108 м/с.

Таблица 8. Номинальные центральные частоты для шага 50 ГГц Номинальные центральные Номинальные центральные Номинальные центральные длины частоты (ТГц) частоты (ТГц) для шага 100 ГГц и волн (нм) выше 196,10 196,10 1538, 196,05 - 1529, 196,00 196,00 1529, 195,95 - 1529, 195,90 195,90 1530, 195,85 - 1530, 195,80 195,80 1531, 195,75 - 1531, 195,70 195,70 1531, 195,65 - 1532, 195,60 195,60 1532, 195,55 - 1533, 195,50 195,50 1533, 195,45 - 1533, 195,40 195,40 1534, 195,35 - 195,30 195,30 1535, 195,25 - 1535, 195,20 195,20 1535, 195,15 - 1536, 195,10 195,10 1536, 195,05 - 1537, 195,00 195,00 1537, 194,95 - 1537, 194,90 194,90 1538, 194,85 - 1538, 194,80 194,80 1538, 194,75 - 1539, 194,70 194,70 1539, 194,65 - 1540, 194,60 194,60 1540, 194,55 - 1540, 194,50 194,50 1541, 194,45 - 1541, 194,40 194,40 1542, 194,35 - 1542, 194,30 194,30 1542, 194,25 - 1543, 194,20 194,20 1543, 194,15 - 1544, 194,10 194,10 1544, 194,05 - 1544, 194,00 194,00 1545, 193,95 - 1545, 193,90 193,90 1546, 193,85 - 1546, 193,80 193,80 1546, 193,75 - 1547, 193,70 193,70 1547, 193,65 - 1548, 193,60 193,60 1548, Продолжение таблица 8. Номинальные центральные Номинальные центральные Номинальные центральные частоты (ТГц) частоты (ТГц) для шага 100 длины волн (нм) ГГц и выше 193,55 - 1548, 193,50 193,50 1549, 193,05 - 1552, 193,00 193,00 1553, 192,95 - 1553, 192,90 192,90 1554, 192,85 - 1554, 192,80 192,80 1554, 192,75 - 1555, 192,70 192,70 1555, 192,65 - 1556, 192,60 192,60 1556, 192,55 - 1556, 192,50 192,50 1557, 192,45 - 1557, 192,40 192,40 1558, 192,35 - 1558, 192,30 192,30 1558, 192,25 - 1559, 192,20 192,20 1559, 192,15 - 1560, 192,10 192,10 1560, Замечание. Конечные точки этой таблицы приведены только для иллюстрации. При последующей эволюции многоканальных систем предполагается включить частоты, расширяющие указанные пределы.

Источник. Таблица A.1/G.692, ITU-T Rec. G.692, [8.6].

8.9.1. Выбор минимального шага и стандартных несущих частотного плана систем WDM Опорной частотой сетки ITU-T является 193,10 ТГц. Эта частота не выбиралась, исходя из какой-либо известной линии атомного стандарта абсолютных частот AFR.

Минимальный шаг был первоначально выбран 100 ГГц, а затем он был уменьшен до 50 ГГц. Этот минимум обеспечивает гибкость в выполнении различных требований стандарта ITU-T G.692. Кратные минимальному шагу значения совместимы с емкостью и шириной спектра усилителя EDFA.

Технологические ограничения, главным образом со стороны фильтров и допусков на источники света, были приняты во внимание при выборе ми нимального шага между каналами. Этот подход позволил использовать эту технологию наилучшим образом, не налагая ограничения, специфичные для тех или иных приложений. Перспективные оценки технологии показывают, что (в ближайшем будущем) может быть достигнута только часть того, на что рассчитан стандарт ITU-T G.692.

Частота 193,10 ТГц (стандарта абсолютных частот AFR) обеспечивает оптический сигнал необходимой точностью и стабильностью на том уровне, который может быть обеспечен идеальным национальным/международным стандартом частоты. Для этого могут быть предложены стандарты, основан ные на (атомных источниках) He-Ne, стабилизированных парами йода, или He-Ne, стабилизированных метаном.

AFR могут использоваться для следующих приложений.

- калибровки тестового оборудования WDM;

- обеспечения эталона частоты при производстве и калибровке устройств WDM;

- обеспечения эталона частоты для многоканальных систем;

- управления и/или обслуживания оптических источников частоты.

Замечание. Национальные/международные источники AFR пока не имеют стандартизованных значений точности и стабильности. Эти значения находятся в стадии изучения в соответствующих технических комитетах ITU-T.

Источник: Раздел 8.9.1. был основан на приложении Appendix II, ITU T Rec. G.692 [8.6].

8.10. Типичные характеристики систем WDM В табл. 8.4 приведены характеристики мультиплексоров компании ADC, a табл. 8.5 - характеристики демультиплексоров компании ADC. В табл. 8.6 приведены типовые характеристики мультиплексоров /демультиплексоров компании ADC. А на рис. 8.15 показана АВХ для 16 канальной конфигурации DWDM оборудования ADC.

Таблица 8. Спецификация мультиплексора DWDM компании ADC.

Число каналов 4 8 15 Шаг между каналами, ГГц 200 100 100 Ширина полосы на уровне 1 дБ (минимум), нм 0,7 0,3 0,3 0, Ширина полосы на уровне 3 дБ (минимум), нм 0,8 0,4 0,4 0, Максимальные вносимые потери1), дБ 1,5 2,3 3,3 5, 1) Вносимые потери не включают потери оптических разъемов.

Источник. С разрешения компании ADC, [8.8].

Таблица 8. Спецификация демультиплексора DWDM компании ADC.

Число каналов 4 8 15 Шаг между каналами, ГГц 200 100 100 Ширина полосы на уровне 1 дБ (минимум), нм 0,7 0,3 0,3 0, Ширина полосы на уровне 3 дБ (минимум), нм 0,8 0,4 0,4 0, Ширина полосы на уровне 20 дБ (максимум), нм 1,5 0,8 0,8 0, Максимальные вносимые потери1), дБ 2,0 2,8 3,8 5, Минимальная изоляция длин волн (несущих)2), дБ 30 30 30 1) Вносимые потери не включают потери оптических разъемов.

2) Под изоляцией понимается отношение оптической мощности рассматриваемого канала к сумме оптических мощностей блокируемых каналов, выраженная в дБ.

Источник. С разрешения компании ADC, [8.8].

Таблица 8. Общая спецификация мультиплексора/демультиплексора компании ADC.

Максимальная неравномерность внутри полосы ± 0,1 дБ Точность центральной длины волны ± 0,5 нм Максимальные температурные изменения длины волны ± 0,0012 нм/°С Максимальная неоднородность 1,0 дБ Максимальные возвратные потери -45 дБ Максимальные потери, зависящие от поляризации 0,2 дБ Рабочая температура -5°С до 55°С Тип волокна Corning SMF Источник. С разрешения компании ADC, [8.8].

Рис. 8.15. Характеристика 16-канального демультиплексора компании ADC (с разрешения компании ADC, [8.8]).

ГЛАВА 9 СИНХРОННЫЕ ОПТИЧЕСКИЕ СЕТИ SONET И СИНХРОННАЯ ЦИФРОВАЯ ИЕРАРХИЯ SDH 9.1. Введение SONET и SDH являются похожими цифровыми транспортными форматами, которые были разработаны с целью обеспечения надежной и гибкой цифровой структуры, способной использовать возможности увеличения емкости и скорости передачи, предоставляемые оптическим волокном. SONET — сокращение, расшифровываемое как синхронная оптическая сеть. В аналогичной манере, SDH — расшифровывается, как синхронная цифровая иерархия. Можно сказать, что SONET имеет североамериканские особенности, a SDH - европейские. Возможно об этом можно говорить с некоторой натяжкой, так как обе системы очень похожи.

Исходная концепция разработки цифрового формата для высокоскоростных оптических систем состояла в том, чтобы иметь всего лишь один единый стандарт для общемировых применений. Но этого не получилось. США хотели в качестве основной использовать скорость порядка 50 Мбит/с, позволяющую инкапсулировать DS3 (или скорость Т3 = 44,736 Мбит/с - максимальную стандартную скорость американской иерархии PDH). Европейцы не имели (стандартных) скоростей, близких к этой, и в качестве начальной скорости иерархии использовали скорость около 150 Мбит/с (чтобы иметь возможность инкапсулировать скорость Е4 = 139,264 Мбит/с - максимальную стандартную скорость европейской иерархии PDH). Другое различие касается структуры фреймов. США ориентировались на фрейм, состоящий из 13 строк и 180 байт-столбцов для скорости 150 Мбит/с, отражающей то, что сейчас называют структурой синхронного транспортного сигнала — STS-3. Европа поддерживала структуру фрейма STS-3, состоящую из 9 строк и 270 столбцов, для того, чтобы эффективно передавать сигнал Е1 (2,048 Мбайт/с), используя фрейм: строк на 4 байт-столбца, основанный на 32-байтной структуре фрейма Е1 с периодом 125 мкс.

Комитет ANSI T1X1 одобрил окончательный стандарт в августе 1988, вместе со стандартом CCITT, тем самым был установлен глобальный стан дарт SONET/SDH. Этот стандарт был основан на 9-строчном фрейме, в рамках которого SONET стал подмножеством SDH [9.1].

Как SONET, так и SDH, используют технику базовых строительных блоков. Как мы упомянули выше, SONET начал с меньшей скорости 51, Мбит/с. Эта базовая скорость называется STS-1 (синхронный транспортный сигнал 1-го уровня). Полезные нагрузки, имеющие меньшие скорости, ото бражаются на формат STS-1, тогда как сигналы более высоких скоростей получаются по схеме байт-интерливинга, N выровненных фреймов STS- позволяют создать сигнал STS-N. Результат такой простой схемы мульти плексирования дает возможность обойтись без дополнительных заголовков;

следствие этого в том, что скорость передачи сигнала STS-N в точности равна N 51,84 Мбит/с, где N в настоящее время определена для значений 1, 3, 12, 24, 48 и 192 (дополнительно используются значения 96 и 786) [9.2].

Основным строительным блоком SDH является синхронный транспортный модуль уровня 1 (STM-1), имеющий скорость 155,52 Мбит/с.

Полезная нагрузка с меньшей скоростью отображается на поле полезной нагрузки STM-1, а сигналы более высоких скоростей генерируются путем синхронного мультиплексирования N сигналов STM-1, для формирования сигналов STM-N. Транспортный заголовок сигнала STM-N в N раз больше транспортного заголовка STM-1, а скорость передачи составляет N 155, Мбит/с. В настоящее время только STM-1, STM-4, STM-16 и STM- определены в стандартах ITU-T (STM-256 находится в стадии стандартизации) [9.5].

Как в SONET, так и в SDH, скорость передачи фреймов составляет 8000 фреймов/с, что соответствует периоду повторения фреймов 125 мкс.

Существует высокая степень совместимости между SONET и SDH. Ввиду различия в размере основных строительных блоков: 51,84 Мбит/с для SONET и 155,52 Мбит/с для SDH, они отличаются по структуре. Однако, если мы умножим скорость SONET на три, формируя тем самым сигнал STS-3, мы фактически получим начальную скорость SDH — 155,52 Мбит/с. На рис. 9. и 9.2 приведены схемы мультиплексирования SONET и SDH. В табл. 9. приведены сравнительные значения скоростей в стандартах SONET и SDH.

Рис. 9.1. Структура мультиплексирования SONET. (См. стандарт ANSI [9.1], рис.3, с.4.) Рис. 9.2. Структура мультиплексирования SDH. (См. источник [9.3], рис.4, с.4.) Таблица 9. Скорости передачи SONET и SDH Оптическая несущая Электрический Эквивалентный Линейная скорость, SONET уровня OC-N SONET уровня модуль Мбит/с STS-N SDH STM-N ОС-1 STS-1 - 51, ОС-3 STS-3 STM-1 155, ОС-12 STS-12 STM-4 622, ОС-24 STS-24 - 1244, ОС-48 STS-48 STM-16 2488, ОС- 192 STS-192 STM-64 9953, ОС-768 STS-768 STM-256 39813,121) 1) Начальное тестирование этих систем относится к моменту написания книги (см. [9.2-9.5]).

Кроме отличия скоростей основных строительных блоков, SONET и SDH отличаются характером использования заголовка. Эти различия в заголовке можно сгруппировать в две широкие категории: определение формата и интерпретация использования. В результате мы вынуждены описывать их отдельно.

Мы должны развеять некоторые представления, которые возникли бла годаря неудачного использования слов и терминологии. Некоторые полага ют, что раз SONET расшифровывается как синхронная оптическая сеть, то она работает только на оптоволоконной среде передачи. Однако это не так.

Любая транспортная среда, которая способна создать необходимую полосу пропускания (измеренную в герцах, как можно предположить), будет пере давать трафик SONET и SDH с требуемой линейной скоростью. Например, РРЛ в зоне прямой видимости, используя схему модуляции с плотной упаковкой бит, готовы транспортировать 622 Мбит/с (STS-12 и STM-4) в рас чете на одну несущую, используя 40 МГц выделенной полосы частот.

Цель этого раздела провести обзор этих двух стандартов и некоторых нововведений, которые делают их интересными, например, использование указателей нагрузки. В разделе 9.2 описана технология стандарта SONET, a в разделе 9.3 - стандарта SDH. В разделе 9.4 проведено сравнение этих двух стандартов в табличной форме. Описание технологий SONET и SDH читатель может найти также в работе [А-21].

Следует заметить, что в этой работе мы будем придерживаться общепринятой практики ссылок на документы/рекомендации ITU. Так, на документы, выпущенные до 1 января 1993 мы будем ссылаться, как на документы CCITT или CCIR. Если же они были выпущены после этой даты, то мы будем ссылаться на них, как на документы Международного союза электросвязи (ITU), причем, если они выпущены секцией Стандартизации в области электросвязи, то, как на документы ITU-T, а если секцией Радиосвязи, то, как на ITU-R.

9.2. Синхронные оптические сети (SONET) 9.2.1. Структура синхронных сигналов Технология SONET основана на синхронном цифровом сигнале, составленном из 8-битных полей — октетов (байтов), организованных в структуру фрейма. Фрейм может быть представлен двумерной матрицей, состоящей из N строк и М столбцов, где каждая ячейка матрицы содержит один байт. Верхний левый угол прямоугольной матрицы, представляющей фрейм, содержит идентифицируемый маркер, говорящий приемнику, является ли он началом фрейма.

SONET состоит из основной (первого уровня) структуры, названной STS-1, которая обсуждается ниже. Определение этого первого уровня, также определяет иерархию сигналов SONET в целом, потому что сигналы SONET верхних уровней получаются путем мультиплексирования модулей нижних уровней. Когда модули нижних уровней мультиплексируются вместе, ре зультирующий сигнал обозначается как STS-N (STS - синхронный транс портный сигнал), где N— целое число. Результирующий формат может быть преобразован в OC-N (ОС - оптическая несущая) или в STS-N — электрический сигнал. Существует целое кратное соотношение между скоростью основного модуля STS-1 и OC-N (а именно: OC-N = NSTS-1).

Только ОС-1, ОС-3, ОС-12, ОС-24, ОС-48 и ОС-192 фактически поддерживаются сегодня в иерархии SONET.

9.2.1.1. Основные конструктивные блоки Фрейм STS-1 показан на рис. 9.3. STS-1 является основным модулем и конструктивным блоком SONET. Он передается в виде последовательности из 810 октетов (810 байт или 6480 бит), которые включают байты различных заголовков и емкость синхронной оболочки (SPE), транспортирующей по лезную нагрузку. Автор использует термин «октет», а не «байт», подчеркивая в примечании, что это вызвано неоднозначностью в определении термина «байт»;

на наш взгляд это дань традиции связистов, которые сами же и внесли эту неоднозначность, используя 2 понятия: 7-битный байт и 8-битный байт;

в компьютерной терминологии (откуда этот термин и пришел) такой неоднозначности не было и нет: «байт» - поле длиной 8 бит, поэтому мы будем использовать понятие байт, а не октет. Фрейм STS-1 представлен в виде структуры из 9 строк и 90 столбцов (т.е. матрицы размера 990). Имея в виду периодичность повторения фрейма 125 мкс (8000 фреймов/с), получаем, что скорость передачи STS-1 равна 51,840 Мбит/с. Рассмотрим рис. 9.3.

Порядок передачи структуры (схема развертки матрицы фрейма) — по строкам, слева — направо. В каждом байте STS-1 самый старший бит (MSB) передается первым. Как показано на рис. 9.3, первые три колонки фрейма STS-1 содержат транспортный заголовок. Эти три колонки имеют всего байт (93), причем 9 из них — секционный заголовок, а 18 — линейный заголовок. Остальные 87 колонок составляют емкость оболочки STS-1, как показано на рис. 9.4.

Оболочка синхронной полезной нагрузки STS-1 (SPE) занимает всю полезную емкость STS-1. SPE состоит из 783 байт и показана как структура типа матрицы размера 987. В этой структуре 1-ый столбец, содержащий байт, предназначен для маршрутного (или трактового) заголовка (РОН). В SPE столбцы 30 и 59 не используются для полезной нагрузки, а резервируются под фиксированные столбцы-наполнители и не определяются. Однако значения, использованные в этих столбцах каждого STS-1 SPE используются в схеме вычисления BIP-8 для проверки на четность STS-1. Столбцы РОН и фиксированных наполнителей показаны на рис. 9.5.

Фактически для полезной нагрузки STS-1 остается 84 байт-столбца или байт.

Оболочка SPE фрейма STS-1 может начинаться где угодно в емкости оболочки STS-1. Как правило, SPE начинается в одном STS-1 фрейме и кончается в другом. Это показано на рис. 9.6. Однако, может быть и так, что SPE целиком располагается в одном фрейме. Указатель полезной нагрузки STS-1 располагается в транспортном заголовке. Он указывает положение байта, где начинается SPE. Указатель полезной нагрузки описан в следую щих параграфах.

Рис. 9.3. Фрейм STS-1.

Рис. 9.4. Оболочка синхронной полезной нагрузки.

Рис. 9.5. Маршрутный заголовок (РОН) и емкость полезной нагрузки в STS- SPE. Заметьте, что точная емкость полезной нагрузки STS-1 составляет столбца. (С разрешения Agilent Technologies, [9.7].) Рис. 9.6. Оболочка SPE STS-1 типично расположено в нескольких фреймах.

(С разрешения Agilent Technologies, [9.7].) Заголовок РОН STS ассоциируется с каждой полезной нагрузкой и ис пользуется для связи различных элементов информации (на протяжении всего маршрута), начиная с точки, где полезная нагрузка загружается (ото бражается) в STS-1 SPE, и кончая точкой, куда она доставляется. Среди таких элементов информации, передаваемых через РОН, находятся сигналы аварийных состояний и различные показатели работоспособности системы.

9.2.1.2. Фреймы STS-N На рис. 9.7 показана структура фрейма STS-N. Этот фрейм состоит из последовательности N810 байт и формируется с помощью байт интерливинга модулей STS-1 и STS-M (3 М N). Транспортный заголовок ассоциированной оболочки SPE STS не нужно выравнивать, так как каждый STS-1 имеет указатель нагрузки, что позволяет найти местоположение SPE или указать на факт конкатенации (называемой также сцепкой).

Рис. 9.7. Фрейм STS-N.

9.2.1.3. Конкатенация STS Полезная нагрузка при повышенных скоростях передачи (скоростях выше 51,84 Мбит/с) требует нескольких оболочек SPE STS-1. Полезные нагрузки FDDI, и некоторых вариантов B-ISDN, относятся к этой категории.

Конкатенация или сцепка на жаргоне специалистов связи, означает состыковку нагрузки (объединение ее в один непрерывный блок).

Конкатенированный модуль STS-Nc формируется путем стыковки N составляющих модулей STS-1 вместе с фиксированной фазой. В этом случае повышенная скоростная нагрузка упаковывается для последующей передачи в результирующий SPE STS-Nc. Такой SPE STS-Nc требует оптической несущей OC-N или электрического сигнала STS-N. Индикаторы конкатенации, содержащиеся в указателях полезной нагрузки со второго по N, используются, чтобы показать, что модули STS-1, находящиеся в модуле STS-Nc, состыкованы вместе.

Всего в STS-Nc находится N783 байта. Такой вариант формирования STS-Nc показан на рис. 9.8. Он изображается в виде структуры прямоуголь ной матрицы размера 9(N87) с 9 строками и N87 столбцами. Учитывая факт стыковки, в оболочке SPE модуля STS-Nc требуется только один набор STS РОН. В этом случае этот РОН STS появляется в первом из N STS-1, составляющих STS-Nc (см. [9.10]).

Рис. 9.8. Структура оболочки SPE конкатенированного модуля STS-Nc. (С разрешения Agilent Technologies, [9.7]) Рис. 9.9. Назначение байтов транспортного заголовка, показывающего ОС 3, несущий оболочку SPE модуля STS-3с. (С разрешения компании Telcordia Technology, GR-253-CORE, Issue 3, [9.6], рис. 3-8, с. 3.) Рис. 9.9 показывает назначение байтов транспортного заголовка ОС-3, несущей оболочку SPE модуля STS-Nc.

9.2.1.4. Структура виртуальных трибов Оболочка SPE модуля STS-1 технологии SONET емкостью 50, Мбит/с была сформирована специально для транспортировки сигнала триба DS3. Для того, чтобы приспособиться к суб-скоростной (ниже скорости 51, Мбит/с) полезной нагрузке, такой как DS1, используется структура виртуальных трибов (VT) (термины и понятия трибов PDH и SDH см. в [А 20, А-21]). Она состоит из 4 типоразмеров: VT-1.5 (1,728 Мбит/с) для передачи DS1, VT-2 (2,304 Мбит/с) для передачи El, VT-3 (3,456 Мбит/с) для передачи DS1C, VT-6 (6,912 Мбит/с) для передачи DS2. Концепция виртуальных трибов показана на рис. 9.10. Четыре конфигурации VT приведены на рис. 9.11. В структуре оболочки SPE модуля STS-1 (987) указанные VT занимают 3, 4, 6 и 12 столбцов соответственно.

Рис. 9.10. Концепция виртуальных трибов. (С разрешения Agilent Technologies, [9.7].) Рис. 9.11. Четыре типоразмера фреймов виртуальных трибов. (С разрешения Agilent Technologies, [9.7].) 9.2.2. Указатель полезной нагрузки Указатель полезной нагрузки STS дает возможность гибкого и динамического выравнивания оболочки полезной нагрузки SPE модуля STS внутри поля оболочки, независимо от фактического содержимого SPE.

SONET, по определению, синхронная технология. Она берет синхронизацию от высокоточных ведущих сетевых таймеров.

Современные цифровые сети должны иметь возможность использовать несколько таких таймеров. Например, в США такими сетями являются сети нескольких операторов дальней связи (IEC), которые имеют интерфейсы с операторами местной связи (LEC), на них установлены свои ведущие сетевые таймеры. Каждый ведущий таймер (Класса Stratum 1) функционирует независимо и имеет прекрасную стабильность (лучше, чем 10-11 в месяц), тем не менее все же могут быть некоторые небольшие временные вариации и среди таких таймеров. Конечно, они не выравниваются по фазе. При рас смотрении SONET нужно принимать во внимание возможность потери уп равления от ведущего таймера или потери сегмента доставки сигналов тай мера в сети синхронизации. В этом случае переключатель (источника синхронизации) сети переведет вас на менее стабильный внутренний источ ник (в соответствии с существующей практикой цифровых сетей связи в обеспечении синхронизации для оборудования связи). Эта ситуация должна быть решаема в рамках SONET. Поэтому синхронная передача должна фун кционировать эффективно и в таких условиях, когда сетевые узлы работают с несколько отличающимися скоростями.

Для того, чтобы приспособиться к таким смещениям узловых таймеров, SPE может быть сдвинуто (выровнено) в положительном или отрицательном направлении на один байт по отношению к транспортирующему его фрейму. Это осуществляется путем пересчета, или модификации, указателя полезной нагрузки на каждом сетевом узле SONET.

В дополнению к компенсации сдвига узловых таймеров, модификация указателя позволяет приспособиться к любому другому выравниванию фазы синхронизации, требуемому между входом сигналов SONET и сигналом опорной синхронизации данного сетевого узла. Этот процесс носит название динамического выравнивания, в рамках которого допускается плавание оболочки SPE модуля STS внутри оболочки STS.

Рис. 9.12. Схема кодировки указателя полезной нагрузки (HI, H2). См. [9.1, 9.2, 9.6].

Указатель полезной нагрузки находится в байтах H1 и Н2 линейного заголовка (LOH) и обозначает положение байта, с которого начинается оболочка SPE модуля STS. Эти два байта показаны на рис. 9.12. Биты с 1 по в поле указателя несут флаг новых данных (NDF), биты 5 и 6 не определены, биты 7-16 содержат значение указателя.

Обсудим биты с 7 по 16 — значение указателя. Это двоичное число, которое может меняться в диапазоне от 0 до 782. Оно указывает смещение точки начала первого байта оболочки STE модуля STS, т.е. байта Л (первого байта РОН SPE). Байты транспортного заголовка не учитываются в этом смещении. Например, значение смещения равное 0 указывает, что SPE STS начинается с байта, следующего сразу за байтом Н3, тогда как смещение 87, указывает, что SPE начинается с байта, следующего сразу за байтом К2.

Заметим, что эти байты заголовка показаны на рис. 9.9.

Процесс обработки указателя полезной нагрузки вносит ухудшение сигнала, известное как джиттер выравнивания полезной нагрузки. Это ухудшение появляется на принятом трибном сигнале после извлечения его из оболочки SPE, которая подвергалась изменениям указателя полезной нагрузки. Работа сетевого оборудования по обработке трибного сигнала сразу после такого извлечения оказывается под воздействием этого дополнительного джиттера. При аккуратно спроектированной сети распределения сигнала синхронизации, регулировка джиттера рабочей нагрузки может быть уменьшена, что приводит к снижению уровня трибного джиттера, который может быть аккумулирован в процессе транспортировки по синхронной сети.

9.2.3. Три уровня заголовков SONET Три уровня заголовков внедрены в формат фрейма SONET:

1. Маршрутный (трактовый) заголовок (РОН).

2. Линейный заголовок (LOH).

3. Секционный заголовок (SOH).

Эти уровни заголовков, представляются в виде перекрытий участков на маршруте SONET, как показано на рис. 9.13. Одной из важных функций, выполняемых этими заголовками, является поддержка функционирования, администрирования и обслуживания (ОА&М).

Рис. 9.13. Определение секции, линии и маршрута в технологии SONET. (См.

[9.7], с. 2-28.) Маршрутный заголовок (РОН) состоит из 9 байт и занимает первый столбец оболочки SPE, как было указано выше. Он создается в процессе сборки оболочки SPE, а затем включается в нее. Заголовок РОН обеспечивает средства для поддержки и обслуживания транспортировки SPE между терми нальными мультиплексорами маршрута, где происходит сборка и разборка SPE. Среди специфических функций РОН отметим следующие:

- 8-битный (байт В3) контроль четности BIP (четность чередующихся бит), вычисленный по всем битам предыдущего SPE;

вычисленное значение помещается в РОН следующего фрейма;

- информация о сигналах аварийного состояния и показателях работос пособности (G1);

- метка 8-битного маршрутного сигнала (байт С2), содержащая детали структуры SPE, позволяет идентифицировать до 256 различных деталей;

- байт (J1), будучи повторенным на протяжении 64 фреймов, позволяет сформировать буквенно-цифровое сообщение, ассоциируемое с маршрутом;

оно позволяет провести верификацию непрерывности соединения вплоть до источника маршрутного сигнала от любого принимающего терминала вдоль маршрута, путем мониторинга строки сообщения;

- байт (F2), зарезервированный для инженерной связи сетевого оператора между оборудованием, установленным на маршруте.

Устройства для поддержки и обслуживания транспортировки SPE между соседними узлами, снабжаются линейными и секционными заголовками. Эти две группы заголовков совместно используют первые три столбца фрейма STS-1. Заголовок SOH занимает первые три верхние строки (всего 9 байт), а заголовок LOH - нижние шесть строк (18 байт).

Заголовком LOH выполняются следующие функции:

- указателя полезной нагрузки (байты H1, H2 и НЗ) (каждый STS-1 в фрейме STS-N имеет свой собственный указатель полезной нагрузки);

- управления автоматическим защитным переключением (байты К1 и К2);

- контроля четности на основе BIP (B2);

- канала передачи служебных данных емкостью 576 кбит/с (байты D4 D12);

- канала срочной инженерной связи (байт Е2).

Секция определяется на рис. 9.13. Среди функций ее заголовка выделим следующие:

- шаблон выравнивания фрейма (синхронизации) (байты А1 и А2);

- идентификация STS-1 (байт С1): двоичное число, соответствующее порядку появления в фрейме STS-N, которое может быть использовано в процессе образования фрейма и деинтерливинга для определения положения других сигналов;

- контроль четности на базе BIP-8 (байт В1): мониторинг ошибок на уровне секции;

- канал передачи служебных данных (байты D1-D3);

- канал местной инженерной связи (байт Е1);

- канал пользователя (байт F1), см [9.8, 9.9].

9.2.4. Процесс сборки/разборки SPE Отображение полезной нагрузки — процесс сборки трибного сигнала и загрузки его в оболочку SPE. Это основная операция в технологии SONET.

Емкость полезной нагрузки, предоставляемая для каждого трибного сигнала в отдельности, всегда несколько больше, чем это требуется для данного три ба. Процесс отображения, в сущности, состоит в синхронизации (выравни вания) границ трибного сигнала и емкости полезной нагрузки. Это вырав нивание достигается добавлением бит стаффинга к потоку бит, рассматриваемым как часть процесса отображения.

Примером этого может служить триб DS3, номинальная скорость кото рого 44,736 Мбит/с, а скорость в результате его отображения на SPE модуля STS-1 — 49,540 Мбит/с. Добавление к нему заголовка завершает процесс сборки SPE модуля STS-1 и увеличивает скорость составного сигнала до 50,110 Мбит/с. Процесс сборки SPE показан графически на рис. 9.14.

Рис. 9.14. Процесс сборки оболочки SPE. (С разрешения Agilent Technologies, [9.7].) В оконечной точке сетевого маршрута, или в точке вывода, исходная полезная нагрузка — триб DS3 должен быть извлечен, как и в нашем примере. Процесс разборки SPE показан на рис. 9.15. В этом случае используется термин обратное отображение полезной нагрузки.

Рис. 9.15. Процесс разборки оболочки SPE. (С разрешения Agilent Technologies, [9.7].) Процесс обратного отображения осуществляет десинхронизацию триб ного сигнала от составного SPE сигнала, путем его освобождения от марш рутного заголовка и добавленных бит стаффинга. В нашем примере, SPE STS-1 с полезной нагрузкой DS3 прибывает в точку вывода триба в виде сигнала со скоростью 50,110 Мбит/с. Процесс разборки приводит к сигналу с разрывами непрерывности, представляющему транспортируемый сигнал DS3, со средней скоростью 44,74 Мбит/с. Разрывность во времени устраня ется путем десинхронизирующей петли фазовой автоподстройки, на выходе которой формируется непрерывный сигнал DS3 с требуемой средней скоро стью 44,736 Мбит/с [9.8, 9.9, 9.10].

9.2.5. Мультиплексирование ввода-вывода (ADM) Мультиплексоры ввода-вывода (ADM) SONET мультиплексируют один или больше сигналов DS-N для формирования канала OC-N. Выполняя обратную функцию, ADM SONET демультиплексирует агрегатный сигнал STS-N, восстанавливая трибы (компонентные сигналы) DS-N, для вывода их пользователю или перенаправлению их в трибный поток. ADM может быть сконфигурирован для работы или в режиме ввода-вывода, или в терминаль ном режиме. В режиме ввода-вывода ADM может работать тогда, когда низ коскоростные сигналы DS1 терминируются на устройствах SONET, получа ющих синхронизацию от тех же самых или эквивалентных синхронных источников, так как сама система SONET, имеет интерфейсы с асинхрон ными источниками, но не берет от них синхронизацию.

Рис. 9.16. Пример конфигурации ADM ввода-вывода SONET.

На рис. 9.16. приведен пример ADM, сконфигурированного для работы в режиме ввода-вывода с DS1 и DS-N интерфейсами. SONET ADM имеет интерфейсы с двумя полнодуплексными OC-N сигналами и одним, или бо лее, полнодуплексными DS1 сигналами. По выбору они могут обеспечить низкоскоростные интерфейсы типа DS1C, DS2, DS3 или ОС-М (где М N).

Существуют информационные полезные нагрузки без терминирования мар шрута от каждого входящего сигнала OC-N, которые проходят через ADM и передаются через интерфейсы OC-N на другую сторону.

Синхронизация для переданных OC-N берется или а) от внешнего ис точника синхронизации, б) от входящего сигнала OC-N, в) от каждого вхо дящего сигнала OC-N в каждом направлении (называемая проходная синх ронизация), г) от своего локального источника, в зависимости от сетевых приложений. Каждый интерфейс DS1 считывает данные с входящего OC-N и вводит данные в исходящий поток OC-N, как и требуется. На рис. 9. показан интерфейс синхронизации, для коммутации локальных приложений, с внешней синхронизацией и интерфейсным эксплуатационным модулем (OIM), который обеспечивает локальную служебную связь, локальную аварийную сигнализацию и интерфейс для дистанционной эксплуатации системы. Контроллер является частью каждого ADM, который поддерживает и управляет функциями ADM для подключения к локальным и удаленным интерфейсам и для подключения к требуемым (или по выбору) опера ционным каналам, которые допускают обслуживание, конфигурацию и тестирование.

Рис. 9.17. Терминальная конфигурация ADM.

На рис. 9.17 показан пример ADM в терминальном режиме работы с интерфейсами DS1. В этом случае ADM мультиплексирует вплоть до N28DS1 сигналов (или эквивалентных им, один DS3 содержит 28DS1) в один поток OC-N. Синхронизация для такой терминальной конфигурации берется: от внешнего источника синхронизации, принятого сигнала OC-N (по петле синхронизации), либо от собственного локального источника синхро низации, в зависимости от сетевых приложений [9.11].

9.2.6. Автоматическое защитное переключение (APS) Во-первых, мы будем различать схемы защиты 1+1 и N+1. Эти две опции линейного APS показаны на рис. 9.18. APS может быть реализована в схеме линейной цепи или кольцевой архитектуры. Сетевой элемент SONET, имеющий линейное оконечное оборудование (LTE) и возможность терминировать оптические линии, может обеспечить линейное APS.

Поддержка функции линейного APS для электрического интерфейса STS-N в соответствующих стандартах ANSI и Telcordia не предусмотрена.

Рис. 9.18. Опции линейной APS, защиты: 1+1 и N+1. (а) линейная APS типа + 1, (б) линейная APS типа 1+N.

Линейный APS и, в частности, протокол для канала APS, стандартизуется для того, чтобы допустить возможность взаимодействия между SONET LTE различных производителей. Поэтому, все SPE модуля STS, переносимые сигналом OC-N, защищены совместно. Стандарты ANSI и Telcordia определяют две линейных APS-архитектуры:

1. 1+1;

2. N+1 (обозначаемые также 1:1 и 1: n).

Архитектура 1 + 1 является такой архитектурой, в которой головной блок непрерывно переключается то к рабочему, то к резервному оборудованию, так что та же самая полезная нагрузка передается идентично к замыкающему блоку рабочего и резервного оборудования (см. верхнюю часть рис. 9.18). На замыкающем конце рабочие и резервные сигналы OC-N мониторятся независимо и идентично на отказ (или деградацию) сигнала.

Принимающее оборудование выбирает либо рабочий, либо резервный сигнал на основе критерия переключения (напр., сигналов аварийного состояния, таких как LOS — потеря сигнала, или деградация сигнала и др.). Благодаря такому непрерывному переключению, архитектура 1+1 не позволяет организовать дополнительный (не резервированный) канал.

Резервирование по схеме 1+1 очень эффективный способ достичь пол ного резервирования. Этот тип конфигурации обычно широко распространен в кольцевой архитектуре. В основной схеме кольца, трафик от источника передается одновременно по обоим несущим, и решение о переключении с основного на резервный канал осуществляется на приемном конце. В этой ситуации только LOS, или подобные сигналы индикации аварийного состо яния, требуются, чтобы инициировать резервное переключение, и нет необ ходимости в пересылке команды и управляющей информации между этими двумя точками. Предполагается, что после отказа в основной линии ремон тная бригада восстановит ее работоспособность. После этого, она, вместо того, чтобы снова стать основной линией, назначается как резервная. Сле довательно, имеет место только одно переключение, и процесс ремонта не требует второго перерыва сервиса.

Лучший способ конфигурирования сервиса 1+1 — это назначить в качестве резервной такую линию, которая географически отнесена от основной линии. Это минимизирует общий отказ линий. В силу простоты этого подхода, он гарантирует скорейшее восстановление и минимальные требования к оборудованию мониторинга и управления. Однако это решение и наиболее дорого и менее эффективно с точки зрения использования оборудования, по сравнению с резервированием по схеме N+1 (l:N). Его неэффективность в том, что резервное оборудование находится рядом, но не используется и, следовательно, не приносит дохода.

Резервирование по схеме N+1 (или 1:N, т.е. 1 для N) является архитектурой, в которой любые N рабочих линий могут быть перекрыты одной резервной линией (см. нижнюю часть рис. 9.18). Допустимыми для N могут быть значения от 1 до 14. Канал APS использует байты К1 и К линейного заголовка (LOH) для осуществления сигнализации между головной и замыкающей точками такой линии. Учитывая, что головная точка переключаема, резервная линия может быть использована для переноса дополнительного трафика. В некоторых публикациях выделяют подмножество 1:1 архитектуры N+1.

Схема резервирования N+1 дает возможность более эффективного ис пользования резервного оборудования. Она является, по сути, расширением схемы резервирования 1+1, описанной выше. При условии высокой надеж ности современного оборудования, можно быть уверенным в отсутствии двух одновременных отказов на одном маршруте. Это дает возможность использовать одну общую резервную линию среди N работающих.

Схема резервирования N+1 делает возможным более эффективное использование оборудование, но одновременно требует реализации более сложного управления и не может предложить тот же уровень доступности, как схема резервирования 1+1. Достичь использования различных путей распространения для основного и резервного трафика также достаточно трудно.

9.2.7. Кольцевая архитектура SONET Кольцевая сеть состоит из сетевых элементов, соединенных по схеме точка-точка так, что образуется замкнутая кольцевая конфигурация, как показано на рис. 9.19. Как можно понять, основной причиной осуществления режима переключения кольцевых маршрутов является улучшение выживаемости сети. Кольцо обеспечивает защиту против обрыва волокна и отказа оборудования.

Рис. 9.19. Схема кольцевой сети — направление рабочего маршрута. (См.

[9.1], рис. 5-6.) Ряд терминов используется для описания функциональных характеристик кольца с переключением маршрутов: например, однонаправленное кольцо с защитным переключением маршрута (UPPS), однонаправленное кольцо с переключением маршрута (UPSR), одиночное кольцо, кольцо с левым вращением.

Можно рассматривать архитектурные особенности кольцевых схем в классе собственно кольцевых схем, однако мы будем рассматривать кольцо концептуально, в терминах резервирования типа 1 + 1. Обычно, когда мы думаем о кольцевой архитектуре, мы думаем о многообразии маршрутов;

существует два различных направления передачи сигнала. Кольцевая топология наиболее популярна в кругах специалистов дальней оптоволоконной связи. Она предлагает то, что называют географическим многообразием маршрутов. Здесь же мы имеем в виду, что имеем круг достаточно большого диаметра (например, больше 16 км), такой, что существует определенная вероятность, что по крайней мере одна сторона кольца уцелеет при лесном пожаре, наводнении, ураганах, землетрясениях и других форс-мажорных обстоятельствах. Это значит, что только одна сторона кольца пострадает от обычного отказа оборудования или обрыва кабеля экскаватором.

Существуют некоторые виды кольцевой топологии, которые использу ются в телевизионных системах CATV HFC не столько с целью увеличения выживаемости, сколько для достижения возможности соединения, эффек тивного по стоимости. Кольца не используются в оптоволоконных сетях в помещениях или кампусах.

Существуют две основные схемы архитектуры самовосстанавливающихся колец (SHR): однонаправленные и двунаправленные. В зависимости от картины трафика и некоторых других факторов, одни типы колец могут подходить больше, чем другие.

В однонаправленном кольце SHR, показанном в левой части рис. 9.19, рабочий трафик передается только в одном направлении. Например, трафик, идущий от узла А к узлу D, распространяется по часовой стрелке (по маршруту ABCD), также, как и трафик, идущий от узла D к узлу А (маршрут DA). Емкость однонаправленного кольца определяется суммарными требо ваниями трафика между парой узлов кольца.

В двунаправленном кольце SHR, показанном в правой части рис. 9.19, рабочий трафик передается в кольце в обоих направлениях, используя два параллельных пути между узлами (используя один и тот же кабель). Исполь зуя пример, аналогичный приведенному выше, можно заметить, что если трафик от узла А к узлу D идет по часовой стрелке через промежуточные узлы В и С, то трафик от узла D к узлу А мог бы возвратиться по тому же пути, проходя те же промежуточные узлы В и С.

В двунаправленном кольце, трафик в обоих направлениях передачи между двумя узлами проходит через те же самые наборы промежуточных узлов. Следовательно, в отличие от тайм-слота однонаправленного кольца, тайм-слот двунаправленного кольца может быть повторно использован несколько раз в том же кольце, обеспечивая лучшую утилизацию его емкости. Все узлы на таком кольце вместе используют емкость защитного трафика, независимо от того, какое количество раз данный тайм-слот был повторно использован. Двунаправленная маршрутизация также более удобна на больших кольцах, где приходится принимать во внимание задержку на распространение сигнала, так как она обеспечивает механизм, позволяющий надеяться, что при нормальных условиях используется кратчайший путь, в отличие от ситуации с отказами, влияющими как на рабочие, так и резервные пути, а также с отказами узла.

Telcordia в [9.6] указывает, что термин однонаправленный имеет двойственное значение (см. Замечание). Поэтому, переключение влияет только на одно направление в двунаправленной схеме. В результате этого, различные узлы, через которые проходят любые пути, пострадавшие от обрыва волокна или других отказов, на обязательно должны быть связаны друг с другом. Это делает архитектуру UPSR существенно проще, чем двунаправленное кольцо.

Замечание. Термин «однонаправленный» в UPSR относится к направлению трафика вокруг кольца, и это не надо путать с тем фактом, что UPSR построено в расчете на двунаправленную симметричную передачу.

9.3. Синхронная цифровая иерархия SDH 9.3.1. Введение Технология SDH во многом напоминает SONET. Она использует отличную от SONET терминологию, часто при описании тех же функций.

Она отстает на несколько лет от SONET по срокам внедрения. История говорит нам, что SDH будет больше распространена в мире, чем SONET, так как будет распространена во всех странах, использующих ветвь PDH, основанную на Е1.

9.3.2. Стандартные скорости передачи SDH Иерархия SDH была построена на основной скорости синхронного транспортного модуля STM-1 - 155,520 Мбит/с. Более высокая емкость STM формируется на скоростях, которые в N раз выше этой основной скорости. В настоящее время определены уровни STM для N = 4, 16, 64 (скорость с коэффициентом 256 пока еще не стандартизована). Таблица 9.2 показывает скорости, допустимые для иерархии SDH (G.707, [9.5]), и их эквиваленты в технологии SONET. Основная структура мультиплексирования SDH показана на рис. 9.2.

Таблица 9. Скорости иерархии SDH [9.5] Уровень SDH Уровень SONET Скорость (кбит/с) 1 STS-3/OC-3 155 4 STS-12/OC-12 622 16 STS-48/OC-48 2 488 64 STS-192/OC-192 9 953 9.3.3. Определения Синхронный транспортный модуль (STM). Модуль STM является информационной структурой, используемой для поддержки соединений на уровне секций в сети SDH. Он состоит из полезной нагрузки и секционного заголовка (SOH) — информационных полей, организованных в виде фрейма, повторяющегося каждые 125 мкс. Эта информация подготавливается определенным образом для последовательной передачи по выбранной среде передачи на скорости, которая синхронизируется с сетью. Как упомянуто выше, основной модуль STM соответствует скорости 155,520 Мбит/с и называется STM-1. Модули большей емкости формируются на скоростях, равных базовой, умноженной на N. На сегодня емкости STM определены для N = 4, 16, 64 (и 256, см. замечание выше). На рис. 9.20 приведена структура модуля STM-1.

Рис. 9.20. Структура фрейма STM-1: RSOH - заголовок регенераторной секции, MSOH - заголовок мультиплексной секции.

Модуль STM-1 включает одну группу административных блоков (AUG) вместе с секционным заголовком (SOH). Модуль STM-./V содержит N групп AUG вместе с SOH. На рис. 9.21 показан модуль STM-N.

Рис. 9.21. Структура фрейма STM-N.

Виртуальные контейнеры (VC-n). Виртуальный контейнер является информационной структурой, используемой для поддержки соединений на маршрутном уровне в сети SDH. Он состоит из полезной нагрузки и маршрутного заголовка (РОН) — информационных полей, организованных в виде фрейма, который повторяется каждые 125 или 500 мкс. Информация по выравниванию фрейма для идентификации начала фрейма VC-n обеспечи вается сетью обслуживания.

Виртуальные контейнеры делятся на два типа:

1. Виртуальные контейнеры нижнего уровня: VC-n (п = 1,2,3). Они состоят из контейнера уровня п и соответствующего ему заголовка РОН;

2. Виртуальные контейнеры верхнего уровня: VC-n (n = 3,4). Они состоят из контейнера уровня n и соответствующего ему заголовка РОН или групп трибных блоков TUG-2 и TUG-3 (последние обычно не включаются в класс виртуальных контейнеров, см. [А-20, А-21]).

Административные блоки (AU-n). Административный блок является информационной структурой, которая осуществляет адаптацию между маршрутным уровнем верхнего порядка и уровнем мультиплексной секции.

Он состоит из полезной нагрузки (виртуальных контейнеров верхнего уровня) и указателя административного блока, который показывает смещение начала полезной нагрузки по отношению к началу мультиплексной секции.

Определены два административных блока. Блок AU-4 состоит из VC- и указателя административного блока, который определяет фазовое выравни вание VC-4 по отношению к фрейму STM-N. Блок AU-3 состоит из VC-3 и указателя административного блока, который определяет фазовое выравни вание VC-3 по отношению к фрейму STM-N. В каждом случае положение указателя AU фиксируется по отношению к фрейму STM-N.

Один или более AU, занимающих определенные фиксированные пози ции в полезной нагрузке STM, образуют группу AU (AUG). Группа AUG состоит из однородных блоков: AU-3 или AU-4.

Трибные блоки (TU-n). Трибный блок является информационной структурой, которая осуществляет адаптацию между маршрутным уровнем нижнего порядка и маршрутным уровнем верхнего порядка. Он состоит из полезной нагрузки (виртуального контейнера нижнего уровня) и указателя трибного блока, который показывает смещение начала полезной нагрузки по отношению к началу виртуального контейнера верхнего уровня.

Блок TU-n (п = 2,3) состоит из VC-n и указателя трибного блока. Один или более трибных блоков, занимающих определенные фиксированные по зиции в полезной нагрузке VC-n верхнего уровня, образуют группу трибных блоков (TUG). Группа TUG определяется так, что в качестве ее полезной нагрузки могут выступать трибные блоки различного размера для увеличения гибкости транспортной сети.

Группа TUG-2 состоит из однородной сборки идентичных TU-1 или TU-2.

Группа TUG-3 состоит из однородной сборки идентичных TUG-2 или TU-3.

Контейнеры (С-n, n = 1,2,3,4). Контейнер - информационная структура, которая формирует сетевую синхронную полезную нагрузку для виртуаль ного контейнера. Для каждого из набора виртуальных контейнеров VC-л существует соответствующий контейнер С-n. Функции адаптации были оп ределены для большинства общих сетевых скоростей, для сведения их к ограниченному набору стандартных контейнеров. Эти скорости включают все скорости, определенные в рекомендации CCITT G.702 (контейнер С- определен только для Т2 и не определен для Е2, см. [А-20, А-21]).

Указатели. Указатель показывает величину смещения фрейма виртуального контейнера по отношению к опорному фрейму логического транспортного средства, который им поддерживается.

9.3.3.1. Основные соглашения Порядок передачи информации на всех диаграммах и рисунках во всех подразделах раздела (9.3) таков: сначала слева направо, затем сверху вниз.

Внутри каждого байта самый старший бит передается первым. Самый старший бит (1) показан всегда слева на всех диаграммах, рисунках и таблицах.

9.3.4. Основная схема мультиплексирования SDH На рис. 9.22 показаны соотношения между различными мультиплексирующими элементами, которые описаны ниже. На ней также показана общая схема мультиплексирования SDH.

На рис. 9.23-9.27 приведены примеры образования различных сигналов, которые мультиплексируются, используя мультиплексирующие элементы, показанные на рис. 9.22.

9.3.4.1. Административные блоки (AU) фрейма STM-N Полезная нагрузка STM-N может поддерживать N групп AUG, причем каждый AUG может состоять из:

- одного AU-4 или - трех AU-3.

Виртуальный контейнер VC-n, ассоциированный с каждым AU-n, не имеет фиксированной фазы по отношению к фрейму STM-N. Положение первого байта VC-n определяется указателем AU-n. Указатель AU-n находится в фиксированной ячейке фрейма STM-N. Это иллюстрируется примерами на рис. 9.21 и 9.23-9.28.

Блок AU-4 может быть использован для передачи, с помощью VC-4, ряда блоков TU-n (n = 1,2,3), формирующих два каскада мультиплексирования. Пример этого приведен на рис. 9.27(а) и 9.28(а).

Виртуальный контейнер VC-n, ассоциированный с каждым TU-n, не имеет фиксированной фазы по отношению к началу VC-4. Указатель TU-n находится в фиксированной ячейке в VC-4, и положение первого байта VC-n определяется указателем TU-n.

Рис.9.22. Обзор структуры мультиплексирования (См.[9.13], ITU-T G.707, рис.6-1, с.6) Рис. 9.23. Метод мультиплексирования от контейнера С-1 до АU-4. (См.

[9.13], ITU-T G.707, рис. 6-2, с. 7.) Рис. 9.24. Метод мультиплексирования от контейнера С-1 до AU-3. (См.

[9.13], ITU-T G.707, рис. 6-3, с. 7.) Рис. 9.25. Метод мультиплексирования от контейнера С-3 до AU-З. (См.

[9.13], ITU-T G.707, рис. 6-4, с. 9.) Рис. 9.26. Метод мультиплексирования от контейнера С-4 до AU-4. (См.

[9.13], ITU-T G.707, рис. 6-5, с. 10.) Блок AU-3 может быть использован для передачи, с помощью VC-3, ряда блоков TU-n (п = 1,2), формирующих два каскада мультиплексирования.

Пример этого приведен на рис. 9.27(б) и 9.28(б). Виртуальный контейнер VC n, ассоциированный с каждым TU-n, не имеет фиксированной фазы по отношению к началу VC-3. Указатель TU-n находится в фиксированной ячейке в VC-3, и положение первого байта VC-n определяется указателем TU-n.

Рис. 9.27. Административный блок в фрейме STM-1. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 6-7, с. 12.) Рис. 9.28. Два каскада мультиплексирования. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 6 8, с. 12.) 9.3.4.2. Взаимная связь фреймов STM-N Технология SDH проектировалась как универсальная технология, допускающая транспорт самых различных сигналов, включая те, что специфицированы в стандарте CCITT G.702. Однако для транспорта виртуальных контейнеров могут быть использованы различные структуры.

При этом должны быть использованы следующие два правила взаимной связи (см. G.707):

Рис. 9.29. Взаимная связь модулей STM-N. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 6-9, с. 16.) 1. Правила для взаимной связи двух AUG основаны на различии двух типов AU, а именно: AU-3 и AU-4, они гласят: используй структуру AU-4.

Поэтому AUG, собранный на основе AU-3, будет демультиплексирован до уровня VC-3 или TUG-2 (в зависимости от типа полезной нагрузки) и ремультиплексирован до AUG с использованием пути через TUG-3/VC4/AU 4. Это показано на рис. 9.29(а) и 9.29(б).

2. Правила для взаимной связи VC-11, транспортируемых через различные типы TU, а именно: TU-11 и TU-12, гласят: используй структуру TU-11. Это показано на рис. 9.29(в). VC-11, TU-11 и TU-12 описаны ниже.

Такие правила взаимной связи в SDH не изменяют правил взаимодействия, описанных в рекомендации ITU-T G.802 для сетей, основанных на различных ветвях PDH и различных законах кодирования голоса.

9.3.4.3. Скремблирование Скремблирование обеспечивает достаточное наполнение бит синхронизации при переходе через интерфейс NNI, чтобы поддержать синхронизацию и выравнивание. На рис. 9.30 приведена функциональная блок-схема скремблера синхронного фрейма. Порождающим для скремблера является полином 1 + X6 + X7.

Рис. 9.30. Функциональная блок-схема скремблера синхронного фрейма. (См.

[9.13], ITU-T G.707, рис. 6-10, с. 17.) 9.3.5. Структура фрейма для интерфейса 51,84 Мбит/с Системы передачи SDH малой и средней емкости, основанные на технологиях радиосвязи и спутниковой связи и не предназначенные для передачи сигналов STM-1, могут работать на скорости 51,84 Мбит/с в пределах цифровых секций. Однако эта скорость не отражена в виде уровня иерархии SDH (в литературе она, обычно, фигурирует как модуль STM-0), или как скорость интерфейса NN1 (см. [9.13]).

Рекомендованная структура фрейма (модуля STM-0) сигнала 51, Мбит/ с для спутниковых систем (см. ITU-R S.1149) и РРЛ прямой видимости (см. ITU-R F.750) показана на рис. 9.31.

Рис. 9.31. Структура фрейма (модуля STM-0) для операций на скорости 51,840 Мбит/с. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. АЛ, с. 89.) 9.3.6. Методы мультиплексирования SDH 9.3.6.1. Мультиплексирование административных блоков в STM-N Мультиплексирование AUG в STM-N. Организация N групп AUG в модуль STM-N показана на рис. 9.32. Структура AUG - это матрица (9261) плюс 9 байт в строке 4 (для указателя AU-4). STM-N состоит из SOH, описанного ниже, и структуры (типа матрицы) размера 9 строк и (N261) столбцов с указателем для AU-n размера N9 байт в строке 4. N групп AUG мультиплексируются по схеме с байт-интерливингом в эту структуру и имеют фиксированную привязку (фазу) по отношению к STM-N.

Мультиплексирование AU-4 в AUG. Организация мультиплексирования 1 блока AU-4 в группу модулей AUG показана на рис.

9.33. 9 байт в начале строки 4 предназначены для указателя AU-4.

Оставшаяся матрица размера 9261 занята под виртуальный контейнер VC-4.

Фаза VC-4 не фиксирована по отношению к AU-4. Положение первого байта VC-4 по отношению к указателю AU-4 определяется значением указателя.

Блок AU-4 помещается прямо в группу блоков AUG.

Рис. 9.32. Мультиплексирование N групп AUG в модуль STM-N (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 7-1, с. 18.) Рис. 9.33. Мультиплексирование блока AU-4 в группу модулей AUG. (См.

[9.13], ITU-T G.707, рис. 7-2, с. 19.) Мультиплексирование АU-3 в AUG. Организация мультиплексирования 3 блоков AU-3 в группу модулей AUG показана на рис. 9.34. 3 байта в начале строки 4 предназначены для указателя AU-3.

Оставшаяся матрица размера 987 занята под виртуальный контейнер VC-3 и два столбца фиксированного наполнителя. Байты этих двух столбцов фиксированного наполнителя каждого AU-3 должны быть одинаковы. Фаза VC-3 и указанных столбцов фиксированного наполнителя не фиксирована по отношению к AU-3. Положение первого байта VC-3 по отношению к указателю AU-3 определяется значением указателя. Указанные три AU- мультиплексируются в AUG по схеме с байт-интерливингом.

Рис. 9.34. Мультиплексирование блоков AU-3 в группу модулей AUG. (См.

[9.13], ITU-T G.707, рис. 7-3, с. 20.) 9.3.6.2. Мультиплексирование грибных блоков в VC-4 и VC- Мультиплексирование групп трибных блоков (TUG-3) в VC-4. Схема мультиплексирования 3 TUG-3 в VC-4 показана на рис. 9.35. TUG-3 - структура по типу матрицы размера 986. VC-4 состоит из одного столбца VC-4 РОН, двух столбцов фиксированного наполнителя и 258 столбцов полезной нагрузки. Три TUG-3 мультиплексируются по схеме с байт интерливингом в поле полезной нагрузки VC-4 размера 9258 и имеют фиксированную фазу по отношению к VC-4. Как описано в предыдущем подразделе по мультиплексированию AUG в STM-N, фаза VC-4 по отношению к AU-4 дается указателем AU-4.

Рис. 9.35. Мультиплексирование трех групп TUG-3 в VC-4. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 7-4, с. 21.) Мультиплексирование TU-3 в TUG-3. Мультиплексирование одного блока TU-3 в TUG-3 показано на рис. 9.36. Блок TU-3 состоит из VC-3 с 9 байтным VC-3 РОН и указателем TU-3. Первый столбец TUG- (представленного матрицей 986) предназначен для указателя TU-3 (байты H1, H2, НЗ) и (остаток) для фиксированного наполнителя. Фаза VC-3 по отношению к TUG-3 определяется указателем TU-3.

Рис. 9.36. Мультиплексирование одного блока TU-3 в TUG-3. (См. [9.13], ITU Т G.707, рис. 7-5, с. 21.) Мультиплексирование TUG-2 в TUG-3. Схема мультиплексирования TUG-2 в TUG-3 приведена на рис. 9.37. Структура TUG-3 - матрица размера 986, первые два столбца которой — фиксированные наполнители.

Рис. 9.37. Мультиплексирование группы блоков TUG-2 в TUG-3. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 7-6, с. 22.) Рис. 9.38. Мультиплексирование группы блоков TUG-2 в VC-3. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 7-8, с. 24.) Мультиплексирование TUG-2 в VC-3. Схема мультиплексирования TUG-2 в VC-3 приведена на рис. 9.38. Структура VC-3 - состоит из VC- РОН и матрицы размера 984 в качестве полезной нагрузки. Группа из TUG-2 может быть мультиплексирована в VC-3.

9.3.7. Указатели 9.3.7.1. Указатель AU-n Указатель AU-n обеспечивает возможность гибкого и динамического выравнивания VC-n внутри фрейма AU-n. Динамическое выравнивание озна чает, что VC-n может плавать в фрейме AU-n. Следовательно, такой указа тель позволяет приспособиться не только к разным фазам VC-n и SOH, но и к разности скоростей фреймов.

Расположение указателя АU-п. Указатель AU-4 содержится в байтах H1, H2 и Н3, как показано на рис. 9.39. Три указателя разных AU- располагаются в трех разных наборах байт H1, H2 и Н3, как показано на рис.

9.40.

Рис. 9.39. Схема нумерации смещений указателя AU-4. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 8-1, с. 34.) Рис. 9.40. Схема нумерации смещений указателя AU-3. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 8-2, с. 35.) Рис. 9.41. Кодирование указателя AU-n/TU-3 (H1, H2, Н3). (См. [9.13], ITU-Т G.707, рис. 8-3, с. 36.) Значение указателя AU-n. Указатель, содержащийся в H1 и Н2, предназначен для определения позиции байта, где начинается VC-n. Эти два байта, отведенные для функции указателя, должны рассматриваться как одно слово, что иллюстрируется рис. 9.41. Последние 10 бит (биты с 7 по 16) этого слова указателя собственно и содержат значение указателя.

Как видно из рис. 9.41, значение указателя AU-4 является двоичным числом в диапазоне от 0 до 782, которое указывает смещение (с инкрементом в три байта) между этим указателем и первым байтом VC-4 (см. рис. 9.42).

Рис. 9.41 также дает еще один дополнительный указатель — индикацию конкатенации. Она обозначается двоичным кодом 1001 в битах 1-4, при этом биты 5-6 не определены, а 10 бит (7-16) установлены на 1. Указатель AU- устанавливает индикацию конкатенации при наличии конкатенации для AU 4.

Рис. 9.42. Операции выравнивания указателя AU-4, положительное выравни вание. (См. [9.13], ITU-T G.707, рис. 8-3, с. 36.) Как показано на рис. 9.41, значение указателя AU-3 — также двоичное число в диапазоне от 0 до 782. Так как существуют три AU-3 в группе AUG, то каждый имеет свои собственные наборы байт H1, H2 и Н3.

Заметим, что байты Н показаны на рис. 9.39 в виде последовательности. Первый набор H1, H2, Н3 соответствует первому AU-3, второй - второму AU-3 и т.д., причем каждый указатель AU-3 функционирует независимо.

Во всех случаях, байты указателя AU-n не учитываются как смещение.

Например, в AU-4, значение указателя 0 показывает, что VC-4 начинается с байта, следующего непосредственно за последним Н3 байтом, тогда как сме щение 87 указывает, что VC-4 начинается на три байта дальше, чем байт К2.

Частотное выравнивание. Если существует смещение по частоте между скоростями фреймов AUG и VC-n, то значение указателя будет увеличено или уменьшено, так, как это необходимо, и приведет к соответствующему положительному или отрицательному выравниванию на байт или байты. Последовательные операции с указателем должны быть отделены друг от друга по крайней мере тремя фреймами (т.е., могут начинаться каждый четвертый фрейм), в которых значение указателя остается постоянным. Если скорость VC-n слишком мала, по сравнению со скоростью AUG, тогда выравнивание VC-n должно периодически соскальзывать во времени вниз и значение указателя должно увеличиваться на 1. Индикатором этой операции является инвертирование бит 7, 9, 11, 13 и 15 (1-биты) слова указателя, которое запускает механизм 5-битного мажо ритарного голосования на стороне приемника. В результате его срабатывания, три байта положительного выравнивания появляются сразу за байтом Н3 в фрейме AU-4, содержащим инвертированные 1-биты.

Последующие указатели будут содержать новое смещение. Это наглядно показано на рис. 9.42.

Для фреймов AU-3 байты положительного выравнивания появляются сразу за соответствующим байтом Н3 фрейма AU-3, содержащего инвертированные 1-биты. Последующие указатели будут содержать новые смещения.

Если скорость фрейма VC-n слишком велика по сравнению со скоростью AUG, тогда выравнивание VC-n должно периодически оказываться во времени впереди, и значение указателя должно уменьшаться на 1. Индикатором этой операции является инвертирование бит 8, 10, 12, 14 и 16 (D-биты) слова указателя, которое запускает механизм 5-битного мажоритарного голосования на стороне приемника. В результате его срабатывания, три байта отрицательного выравнивания появляются в байте Н3 фрейма AU-4, содержащим инвертированные D-биты. Последующие указатели будут содержать новое смещение.

Генерация указателя. Ниже приведены следующие правила генерации указателя AU-n:

1. При нормальном функционировании, указатель позиционирует начало VC-n внутри фрейма AU-n. Флаг новых данных NDF устанавливается равным 0110. NDF состоит из N-бит, биты 1-4 в слове указателя.

2. Значение указателя может быть изменено только при осуществлении операций 3, 4 или 5 (см. ниже).

3. Если требуется положительное выравнивание, текущее значение указателя посылается с инвертированными I-битами, и последующая воз можность положительного выравнивания приводит к заполнению фиктивной информацией. Последующие указатели содержат значение предыдущего указателя увеличенное на 1. Если предыдущее значение является максимальным, то последующий указатель сбрасывается на 0. Вслед за этой операцией на протяжении трех фреймов не допускаются какие-то операции увеличения или уменьшения указателя.

4. Если требуется отрицательное выравнивание, текущее значение указателя посылается с инвертированными D-битами, и последующая воз можность отрицательного выравнивания перезаписывается с фактическими данными. Последующие указателя содержат значение предыдущего указателя, уменьшенное на единицу. После этой операции на протяжении трех фреймов не допускаются какие-то операции увеличения или уменьшения указателя.

5. Если выравнивание VC-n изменяется по причинам, отличным от ука занных в п.3 и 4, то новое значение указателя должно быть послано вместе с установкой флага NDF на 1001. NDF появляется только в первом фрейме, который содержит эти новые значения. Новая позиция VC-n начинается с первой ячейки смещения, указанной новым указателем. После этой операции на протяжении трех фреймов не допускаются операции увеличения или уменьшения указателя.

Интерпретация указателя. Ниже приведены следующие правила интерпретации указателя AU-n:

1. При нормальном функционировании, указатель определяет начало VC-п внутри фрейма AU-n.

2. Любые вариации текущего значения указателя игнорируются до тех пор, пока не будет получено последовательно три раза непротиворечивое новое значение, или ему не будет предшествовать одно из правил 3, 4 или 5.

Любое непротиворечивое новое значение, полученное последовательно три раза, имеет более высокий приоритет над теми, что следуют из правил 3 и 3. Если большинство I-бит в слове указателя инвертированы, указывается операция положительного выравнивания. Последующие значения указателя должны увеличиваться на 1.

4. Если большинство D-бит в слове указателя инвертированы, указывается операция отрицательного выравнивания. Последующие значения указателя должны уменьшаться на 1.

5. Если флаг NDF интерпретируется как «допустимая операция», совпадающее значение указателя должно быть заменено текущим при сме щении, указанном новым значением указателя, до тех пор пока приемник не находится в состоянии, которое соответствует потере указателя.

9.4. Заключение В табл. 9.3 приведена сводка параметров модулей полезной нагрузки и типов отображений в SONET/SDH. В табл. 9.4 приведен обзор заголовков для STM-1 и STM-3с в SDH.

Таблица 9. Сводка параметров модулей полезной нагрузки (PL) в SONET/ SDH Полезная SDH SONET нагрузка Контейнер Фактичес PL или Отображение Контейнер Фактичес- PL или POH Отобра кая ем- POH AU-3 /AU-4 на кая емкость жение кость PL базе PL DS1 (1.544) VC-11 1.648 1.728 (AU-3), AU-4 VT1.5 1.648 1.664 STS- VC-12 2.224 2.304 AU-3, AU- Е1 (2.048) VC-12 2.224 2.304 (AU-3), AU-4 VT2 2.224 2.240 STS- DS1C (3.152) VT3 3.376 3.392 STS- DS2 (6.312) VC-2 6.832 6.912 (AU-3), AU-4 VT6 6.832 6.848 STS- Е3 (34.368) VC-3 48.384 48.960 AU-3, AU DS3 (44.736) VC-3 48.384 48.960 (AU-3), AU-4 STS-1 49.536 50.112 STS- Е4 (139.264) VC-4 149.760 150.336 (AU-4) STS-3C 149.760 150.336 STS-3C ATM (149.760 ) VC-4 149.760 150.336 (AU-4) STS-3C 149.760 150.336 STS-3C ATM (599.040) VC-4-4C 599.040 601.344 (AU-4) STS-12c 599.040 601.344 STS-12c FDDI (125.000) VC4 149.760 150.336 (AU-4) STS-3с 149.760 150.336 STS-3с DQDB (149.760) VC-4 149.760 150.336 (AU-4) STS-3C 149.760 150.336 STS-3с Примечание. числа имеют размерность Мбит/с Источник. Напечатано с разрешения IEEE Press [9.3], Табл. 2, с. Таблица 9. Сводка ячеек заголовков для STM-1 и STM-3c.

А1 А1 А1 А2 А2 А2 С1 С1а С1 J1 трассировка В1 F1 B D1 D3 С2 метка сигнала H1 Н1а Н1а Н2 Н2а Н2а Н3 Н3 Н3 G1 маршрутный заголовок В2 В2 В2 К1 К2 F D4 D5 D6 Н4 мультифрейм D7 D8 D9 Z D10 D11 D12 Z Z1 Z1 Z1 Z2 Z2 Z2 Е2 Z Al, A2 — фрейминг 9 (опорная синхро-последовательность) Bl, B2, В3 - BIP-8 (проверка на четность) С1 - STS-1 ID, C1a - только для STS-3с Dl - D12 - канал передачи данных E1, E2 — канал служебной связи F1, F2 - для нужд пользователя H1, H2 - значение указателя, Н1а - 1001ss11, Н2а - 11111111, Н3 - зона действия указателя K1, K2 - APS (автоматическое защитное переключение) Z1 — Z5 — для последующего применения.

ГЛАВА 10 СОЕДИНЕНИЕ ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ НА ИНЖЕНЕРНОМ УРОВНЕ 10.1. Понятие бюджета линии связи Вычисление бюджета линии связи на ВОЛС очень похоже на вычисление бюджета линии РРЛ, линии тропосферной связи или спутниковой линии на случай потери сигнала (LOS), выполняемого инженером проектировщиком. При его расчете на практике приходится определять такие параметры линии, как:

- выходную мощность источника света;

- потери в волокне;

- потери от оптических разъемов, сростков, соединительных шнуров;

- дополнительные потери мощности (см. разд. 4.5) - допуски.

Значение порога детектора в дБм основано на желаемом уровне ошибок ВЕК. Дополнительно к этому нам, наверное, понадобятся:

- усиление оптических усилителей;

- потери фильтров;

- пассивные потери WDM (см. [10.11]);

- потери разветвителей;

- потери изоляторов.

При расчете бюджета линии передачи используются, почти исключительно, децибелы.

Проектирование линии основано на расчете его бюджета. Либо мы присваиваем значение тем параметрам, что перечислены выше, либо мы вычисляем некоторые специфические значения. Цель состоит в том, чтобы иметь наиболее эффективный (по цене) проект, способный удовлетворить нашим требованиям.

Один из первых шагов в выполнении упражнений по оценки бюджета линии передачи состоит в определении того, является ли рассматриваемая линия ограниченной по дисперсии или по потерям. В общем случае, если используется волокно типа G.653 [10.1], или LEAF компании Corning, линия будет ограниченной по потерям вплоть до скорости передачи 1 Гбит/с (фактически до 2,5 Гбит/с - STM-16). Одно из отличий бюджета ВОСП от бюджета радио/беспроводных систем в бюджете времени нарастания. На конечном шаге определяется факт того, является ли линия ограниченной по дисперсии. Бюджет также дает нам сведения о том, что можно с этом сде лать. В первой части этой главы, мы имеем дело с бюджетами по мощности, где линия рассматривается ограниченной по мощности. В разделе 10.4 мы рассматриваем проблемы, связанные с дисперсией, вычисляя скорость на растания в системе, в которой нам заданы (или же мы оцениваем) скорости нарастания элементов системы.

10.2. Расчетные допуски для линии связи Расчетные допуски для линии связи можно определить как те дополнительные децибелы, которые добавляются к бюджету линии в качестве допуска безопасности. Было бы не плохо иметь такой допуск безопасности, чтобы компенсировать возможность недооценки нами дополнительных непредвиденных потерь линии;

ведь мы рассчитываем по минимуму, чтобы сэкономить деньги. Некоторые активные элементы имеют тенденцию ухудшения характеристик со временем (например, СИД). Не все сростки имеют одинаково малые потери. Допуски для линии связи призваны компенсировать все эти недостатки. Мы рекомендуем иметь суммарный допуск на уровне 6 дБ для очень длинных систем. Каждый децибел стоит денег производителю системы. Многие из них ограничивают величину суммарного допуска до 4,8 дБ и даже 3 дБ. Мы призываем противиться этому.

ITU-T в рекомендации G.957 предписывает выделять в бюджете 2-4 дБ для покрытия потерь оборудования в конце срока службы. Следует заметить, что специалисты по надежности (см. Telcordia GR-468-CORE [10.3] и TR NWT-000357 [10.4]) выделяют три периода в сроке службы оборудования:

1. Детский, где мы ожидаем «детскую смертность».

2. Нормального функционирования, где оборудование удовлетворяет характеристикам и требованиям надежности.

3. Конец срока службы, где оборудование начинает изнашиваться и мы уже не можем ожидать, что оно будет удовлетворять характеристикам и требованиям надежности.

Кто-то предполагает увидеть в скобках замечание относительно деградации оборудования в конце срока жизни, например, такое, что в любом случае оборудование, которое морально устарело, должно быть заменено независимо от конца его срока службы.

Рекомендация ITU-T G.957 [10.2] утверждает:

«Спецификации по затуханию даются в расчете на худший случай, включающий потери на сростки, оптические разъемы и аттенюаторы (если используются) или другие пассивные оптические устройства, и другие дополнительные допуски на кабель, выбираемые для того, чтобы покрыть возможные потери от:

(1) последующей модификации конфигурации кабельной прокладки (дополнительные сростки, увеличение длины кабеля и т. д;

(2) вариации характеристик кабеля в зависимости от влияния факторов окружающей среды;

(3) деградации любых оптических разъемов и аттенюаторов (если используются) или других пассивных оптических устройств между точками S и R, если они указываются.

Рекомендация ITU-T G.957 определяет точку S, как точку на оптическом волокне сразу за оптическим разъемом передатчика (СTX), а точку R, как опорную точку на оптическом волокне сразу перед оптическим разъемом приемника (СRX). Эти опорные точки ITU-T для системы показаны на рис. 10.1.

Рис. 10.1. Схема эталонной оптоволоконной линии, показывающая положение опорных точек S (передача) и R (прием) и оптических разъемов, идентифицируемых как СTX и CRX. (См. ITU-T G.957 [10.2], рис.1, с.8) Рекомендации ITU-T определяют три типа оптоволоконных секций (стандартных линий), основываясь на их длине, как показано в табл. 10.1.

10.2.1. Таблицы контроля Таблицы 10.2 — 10.4 приведены здесь для того, чтобы читатель имел возможность сопоставить их с теми значениями, которые он получил в процессе подготовки бюджета для какого-то проекта. Эти (достаточно консервативные) значения взяты из таблиц в рекомендациях ITU-T G. [10.2], табл. 2-4. Например, средняя излучаемая мощность для столбца может быть +3 или +6 дБм;

а с оптическим усилителем эта мощность может достичь +20 дБм или больше, в зависимости от обстоятельств.

Тестовые звенья ITU-T, на основании результатов которых были получены данные в таблицах 2-4 рекомендации G.957, использовали двоичное (NRZ) оптическое линейное кодирование, скремблирование и, следовательно, удовлетворяли требованиям рекомендации ITU-T G.707. (См.

раздел 4.7 в тексте.) Таблица 10. Типы секций (стандартных линий), расстояния, длины волн и допуски Тип Внутри- Короткая Короткая Длинная Длинная Длинная офисный секция (1) секция (2) секция (1) секция (2) секция (3) Длина волны 1310 нм 1310 нм 1550 нм 1310 нм 1550 нм 1550 нм Тип волокна ОМ ОМ ОМ ОМ ОМ со ОМ со сдвигом сдвигом отсечки дисперсии Расстояние, ~ 15 ~ 15 ~ 40 ~ 80 ~ км Код использованияa) 1-1 S-1.1 S-1.2 L-1.1 L-1.2 L-1. Порогб) 155 Мбит/с, -23в) -28 -28 -28 -28 - дБм Порогб) 622 Мбит/с, -23 -28 -28 -28 -28 - дБм Порогб) 2,5 Гбит/с, -18 -18 -18 -27 -28 - дБм Диапазон ослабления, 0-7 0-12 0-12 10-28 10-28 10- дБ Допуск приемника, дБ 3 3 3 4 4,8 4, а) ITU-T код типового использования, см. G.957 и G.662.

б) Порог относится к порогу детектора в опорной точке R. Этот порог устанавливается для BER = 10-10. Для BER = 10-12 этот порог будет на 1 дБ менее чувствительным, алгебраически это означает добавление 1 дБ. Таким образом, исходный порог -23 дБ становится порогом -22 дБ.

в) Требует аттенюатора или источника с укороченным диапазоном действия, чтобы избежать перегрузки приемника.

Источники. См. ITU-T G.957 [10.2], табл.2-4, с.8 и [10.5].

Мы подчеркиваем, что выбор типа линейного кодирования — важная часть процесса проектирования оптоволоконной линии. Если мы озабочены тем, чтобы восстановить сигнал синхронизации, мы возможно выберем режим кодирования RZ. Если же мы стремимся к минимизации числа пере ходов состояния на такой линии, то нашим выбором был бы режим NRZ.

Таблица 10. Примеры бюджетов оптических линий для оптического интерфейса STM-1 SDH (155 Мбит/с) Номинальная скорость сигнала, Значения Мбит/с 155,520 - STM-1 в соответствии с рекомендацией G. Код использования (табл. 10.1) 1-1 S-1.1 S-1.2 L-1.1 L-1.2 L-1. Рабочий диапазон длин волн, нм 1260а) - 1360 1261а)- 1360 1430- 1576 1430-1580 1263а)- 1360 1480- 1580 1534-1566 1480- 1523- Передатчик в опорной точке S Тип источника MLM LED MLM MLM SLM MLM SLM SLM MLM SLM Спектральные характеристики:

максим, ширина (СКВ), нм 40 80 7,7 2,5 — 3 — — 3/2,5 — максим, ширина (-20 дБ), нм — — — — 1 — 1 1 — миним. подавление боковых — — — — 30 — 30 30 — лепестков, дБ Средняя излучаемая мощность:

максимум, дБм -8 -8 -8 0 0 минимум, дБм -15 -15 -15 -5 -5 - Миним. коэффициент ослабления 8,2 8,2 8,2 10 10 сигнала, дБ Оптический путь между S и R Диапазон ослабленияб), дБ 0-7 0-12 0-12 10-28 10-28 10- Максим, дисперсия, пс/нм 18 25 96 296 н.д. 246 н.д. н.д. 246/296 н.д Миним. возвратные потери кабельного участка в точке S, включая оптические разъемы, дБ н.д. н.д. н.д. н.д. 20 н.д.

Максим, отражение между S и R, дБ н.д. н.д. н.д. н.д. -25 н.д.

Приемник в опорной точке R Минимум чувствительности6', дБм -23 -28 -28 -34 -34 - Минимум перегрузки, дБм -8 -8 -8 -10 -10 - Максим, оптические потери, дБ 1 1 1 1 1 Максим, отражение приемника, измеренное в точке R, дБ н.д. н.д. н.д. н.д. -25 н.д.

a) Некоторые администрации могут устанавливать предел 1270 нм.

б) См. статью 6 основного документа.

Источник: См. ITU-T G.957 [10.2], табл.2, с. Таблица 10. Примеры бюджетов оптических линий для оптического интерфейса STM-4 SDH (622 Мбит/с) Значения Номинальная скорость сигнала, 622,080 - STM-4 в соответствии с рекомендацией G. Мбит/с Код использования (табл. 10.1) I-4 S-4.1 S-4.2 L-4.1 L-4.2 L-4. Рабочий диапазон волн, нм 1261а)-1360 1293а)- 1334/ 1430-1580 1300-1325/ 1280-1335 1480-1580 1480- 1274-1356 1296- Передатчик в опорной точке S Тип источника MLM LED MLM SLM MLM SLM SLM SLM Спектральные характеристики:

максим, ширина (СКВ), нм 14,5 35 4/2,5 — 2,0/1,7 — — — максим, ширина (-20 дБ), нм — — — 1 — 1 < 1б) миним. подавление боковых лепестков, дБ — — — 30 — 30 30 Средняя излучаемая мощность:

максимум, дБм -8 -8 -8 +2 +2 + минимум, дБм -15 -15 -15 -3 -3 - Миним. коэффициент ослабления сигнала, дБ 8,2 8,2 8,2 10 10 Оптический путь между S и R Диапазон ослабления"', дБ 0-7 0-12 0-12 10-24 10-24 10- Максим, дисперсия, пс/нм 13 14 46/74 с н.д. 92/109 н.д. б) — Миним. возвратные потери кабельного участка в точке S, включая оптические разъемы, дБ н.д. н.д. 24 20 24 Максим, отражение между S и R, дБ н.д. н.д. -27 -25 -27 - Приемник в опорной точке R Минимум чувствительностиб), дБм -23 -28 -28 -28 -28 - Минимум перегрузки, дБм -8 -8 -8 -8 -8 - Максим, оптические потери, дБ 1 1 1 1 1 Максим, отражение измеренное в точке R, дБ н.д. н.д. -27 -14 -27 - а) Некоторые администрации могут устанавливать предел 1270 нм.

б) См. статью 6.2.2 основного документа.

в) См. статью 6 основного документа.

Источник: См. ITU-T G.957 [10.2], табл. 3, с. 6.

Таблица 10. Примеры бюджетов оптических линий для оптического интерфейса STM- SDH (2,5 Гбит/с).

Значения Номинальная 2,488,320 — STM-16 в соответствии с рекомендацией скорость сигнала, Мбит/с G. Код использования (табл. 10.1) I-16 S-16.1 S-16.2 L-16.1 L-16.2 L-16. Рабочий диапазон волн, нм 1266a)- 1260 a)- 1430- 1280- 1500- 1500- 1360 1360 1580 1335 1580 Передатчик в опорной точке S Тип источника MLM SLM SLM SLM SLM SLM Спектральные характеристики:

максим, ширина (СКВ), нм 4 — — — — — максим, ширина (-20 дБ), нм — 1 < 16) 1 < 16) < 16) миним. подавление боковых - 30 30 30 30 лепестков, дБ Средняя излучаемая мощность:

максимум, дБм -3 0 0 +3 +3 + минимум, дБм -10 -5 -5 -2 -2 - Миним. коэффициент ослабле- 8,2 8,2 8,2 8,2 8,2 8, - ния сигнала, дБ Оптический путь между S и R Диапазон ослабенияв), дБ 0-7 0-12 0-12 10-24д) 10-24д) 10-24д) Максим, дисперсия, пс/нм 12 н.д. б) н.д. 1200- 10- 1600б,г) Миним. возвратные потери 24 24 24 24 24 кабельного участка в точке S, включая оптические разъемы, дБ Максим, отражение между S и -27 -27 -27 -27 -27 - R, дБ Приемник в опорной точке R Минимум чувствительностиб), -18 -18 -18 -27 -28 - дБм Минимум перегрузки, дБм -3 0 0 -9 -9 - Максимальные оптические 1 1 1 1 2 потери, дБ Максимальное отражение -27 -27 -27 -27 -27 - приемника, измеренное в точке R, дБ а) Некоторые администрации могут устанавливать предел 1270 нм.

б) См. статью 6.2.2 основного документа.

в) См. статью 6 основного документа.

г) Указанный диапазон дисперсий соответствует приблизительному (в расчете на худший случай) значению дисперсии 80-км участка волокна G.652/G.654 в диапазоне 1500-1580 нм: производители должны дать достаточный допуск, чтобы гарантировать надлежащую работу линии на расстоянии 80 км.

д) Чтобы удовлетворить 10 дБ минимальному ослаблению вместо 12 дБ ослабления, потребуется уменьшить максимальную выходную мощность, увеличить минимальную перегрузку, использовать оптические аттенюаторы, или воспользоваться комбинацией указанных решений.

Источник. См. ITU-T G.957 [10.2], табл. 4, с. 7.

Большинство систем используют кодирование типа NRZ или, возможно, манчестерское кодирование. Системы, использующие кодирование RZ, требуют большей полосы пропускания, чем системы с NRZ, что может быть существенным недостатком.

10.2.2. Практические таблицы ITU-T (МСЭ) Таблица 10.2 дает параметры так, как они специфицированы ITU-T для оптического интерфейса STM-1 (155 Мбит/с). Таблица 10.3 аналогична табл.

10.2, но применима для оптического интерфейса STM-4 (622 Мбит/с). Таб лица 10.4 приводит данные для оптического интерфейса STM-16 (2,488 Гбит/ с). Заметим, что STM-nn — это номенклатура технологии SDH, которая об суждается в гл.12.

10.3. Бюджет линии связи: примеры Исходной информацией для этих примеров служат либо данные табл.

10.1, либо информация, приведенная в гл. 4, 5 и 6.

10.3.1. Общие правила Начальным этапом в каждом случае является детектор света или приемник на удаленном конце. Изготовитель приемного оборудования обычно дает в технической документации один или несколько пороговых уровней. Еще более ценным для инженера проектировщика было бы иметь семейство кривых чувствительности, обычно по одной кривой для каждой стандартной скорости. Каждая кривая представляет собой график зависимости ВЕК от входного уровня у приемника, выраженного в — дБм.

Ожидается, что указанные стандартные скорости являются скоростями либо SONET, либо SDH. (См. табл. 9.3.) Таблица 10.1 обеспечивает пороги для BER порядка 10-10 для STS 3/STM-1, STS-12/STM-4 и STS-48/STM-16. Они были взяты из табл. 2- рекомендации ITU-T G.957 [10.2]. Мы считаем, что эти пороговые уровни достаточно традиционны.

10.3.2. Пример Допустим, что мы хотим установить ВОСП длиной 100 км, работающую на скорости 155 Мбит/с (STS-3/STM-1), удовлетворяющую требованиям к характеристикам, соответствующим G.826 [10.6]. По длине линии не предполагается использовать регенераторы или усилители.

Выбираем оптическое волокно, которое мы хотели бы использовать, и длину волны передачи. Используем пороговое значение и необходимые допуски из табл. 10.1.

10.3.2.1. Анализ Допустим, что мы будем использовать одномодовое волокно и длину волны в окне прозрачности 1550 нм. Фактически, 1550 нм — точка минимальных потерь для одномодового волокна типа G. 654 [10.7].

Убеждаемся, что линия принадлежит к классу ограниченных по потерям.

Используем величину потерь 0,25 дБ/км, как предлагается в гл. 6, табл. 6.3.

Предположим, что каждые 2 км имеются сростки с уровнем вносимых потерь 0,03 дБ;

существуют оптические разъемы на самом конце кабеля с каждой стороны (опорные точки S и R), с уровнем вносимых потерь 0,5 дБ на каждый разъем (всего 1,0 дБ). На данной линии существуют дополнительные потери 1,0 дБ, вызванные дисперсией. Предположим, что средняя, излучаемая лазером MLM, мощность равна 10 дБм.

Пусть порог детектора света задан на уровне —28 дБм, а выходная мощность лазерного источника на ближнем конце — 0 дБм, тогда линия может допустить потери на уровне 28 дБ. (Нужно сделать следующее замечание. Порог -28 дБм по табл. 2-4, ITU-T G.957, соответствует BER = 10-10;

можно было бы добавить 1 дБ, чтобы удовлетворить требованиям для достижения BER=10-12. Однако мы полагаем, что значение —28 дБм будет достаточным для достижения этого последнего значения BER. См. разд. 5.5. и табл. 5.2 в этом тексте. Большинство PIN-диодных детекторов работают в диапазоне – 33 – – 38 дБм для достижения желаемого BER при заданной скорости.) Предположим следующие уровни потерь:

- потери в оптическом разъеме 1,0 дБ;

- потери в волокне и сростках 25,0 дБ (100 км0,25 дБ/км = 25,0 дБ);

- потери мощности, вызванные дисперсией 1,0 дБ.

Итого: 27 дБ.

В результате получаем запас по мощности только 1 дБ. Считаем, что этого запаса не достаточно.

Однако, разд. 6.4 рекомендации ITU-T G.957 устанавливает значения чувствительности, приведенные в табл. 2-4, в расчете на худший случай, в конце срока службы. Это дает еще примерно 2 дБ дополнительного запаса мощности до тех пор, пока не достигнут период окончания срока службы.

При наступлении этого периода можно ожидать, что такая линия начнет демонстрировать ухудшение своих характеристик.

В этом случае рекомендуется, чтобы проектировщик линии передачи четко представлял, к какому классу относится используемый световой детектор: PIN-приемника или APD-приемника. Вернемся к табл. 5.2. PIN приемник компании Alcatel имеет порог —35 дБм для BER=10-10. Если мы собираемся использовать это значение и предполагаем, что оно должно быть номинальным, добавим еще +3 дБ в расчете на ухудшение характеристик в конце срока службы;

примем 4 дБ в качестве дополнительного запаса мощности (т.е. значение —28 дБм в таблицах 2-4 рекомендации G.957 и значение —35 дБм — опубликованное значение характеристики PIN приемника компании Alcatel для заданной скорости и уровне BER).

Мы предлагаем представить значения, которые здесь обсуждались, в табличной форме, так, как это можно было бы ожидать, формируя бюджет линии. В этой таблице должны быть три колонки. Колонка 1 — Параметр или логический объект, колонка 2 — Значение, колонка 3 — Комментарий, где проектировщик мог бы написать комментарий или дать какой-то совет.

Мы будем называть такую таблицу Расчетной таблицей 10.5.

Расчетная таблица 10. Параметр или логический объект Значение Комментарий или совет Выходная мощность источника света 0 дБм Как правило, используются СИД передатчики, линия с ограничением по потерям Световой детектор: порог приемника -35 дБм PIN-диодный приемник компании Alcatel Бюджет линии 35 дБ Децибелы вычитаются алгебраически Потери линии:

Потери оптических разъемов 1,0 дБ По 0,5 дБ вносимых потерь на каждом конце в опорных точках S и R Потери в волокне (0,25 дБ/км) на длине 100 25 дБ Волокно типа ITU-T G.654, км длина волны 1550 нм Дополнительные потери от дисперсии 1,0 дБ Запас по мощности 4,8 дБ Общие потери линии 31,8 дБ Включая запас по мощности Излишний запас по мощности 3,2 дБ Излишний запас используется для неучтенного допуска на длину кабеля, обычно добавляют 5% для покрытия этого допускаа) 10.3.3. Пример Допустим, что длина трассы 160 км, а скорость передачи - 622 Мбит/с и не предполагается использовать регенераторы или усилители. Однако мощный усилитель (бустер) может быть встроен в источник света, а предусилитель - в приемник на удаленном конце. Эти усилители основаны на волоконно-оптическом усилении (EDFA) и работают в окне 1550 нм. Они имеют (каждый) усиление на уровне 17 дБ. Другими словами, мы рассчитываем, что лазерный передатчик имеет выход 0 дБм, который затем будет усилен до величины +17 дБм, благодаря включению усилителя EDFA.

Четырехволновое смешение не окажет какого-то влияния, учитывая, что используется только одна несущая. Приемник имеет порог —28дБм (табл.

10.1) для работы со скоростью 622 Мбит/с. Наличие усиления за счет EDFA (17 дБ) снижает порог до величины —45 дБм. Вычитая —45 дБм из +17дБм, получаем бюджет для линии передачи в 62 дБ. Мы можем теперь перейти непосредственно к табличным вычислениям, см. табл. 10.6.

Расчетная таблица 10. Параметр или логический объект Значение Комментарий или совет Выходная мощность источника - лазерного + 17дБм Используется мощный диода SLM с EDFA усилитель типа EDFA Световой детектор: порог приемника с -45 дБм усилителем EDFA Бюджет линии 62 дБ Потери линии:

Потери оптических разъемов 2.0 дБ 4 оптических разъема Потери в волокне на длине 160 км 42 дБ 5% длины добавляется для (160+0,05 х 160) учета «лишнего» кабеля;

потери в кабеле — 0, дБ/км Дополнительные потери на сростки из 2.1 дБ Строительная длина кабеля расчета 0,1 дБ/сросток 2 км, т.е. требуется Дополнительные потери от дисперсии 2.0 дБ сросток Запас по мощности 4,8 дБ Общие потери линии 52,9 дБ Излишний запас по мощности 9.1 дБ Наличие нескольких децибел лишнего запаса — это плюс, однако запас 9,1 дБ кажется слишком большим. Мы можем рекомендовать уменьшить усиление в связке передатчик-усилитель. Излишняя мощность может при вести к возрастанию уровня искажений за счет нелинейностей, таких, как фазовая самомодуляция, фазовая кросс-модуляция и других. Если мы про ектируем систему большой длины, то ее длина может быть увеличена на км за счет использования указанного лишнего запаса.

10.3.4. Пример Предполагается построить кольцо SONET вокруг Муниципальной горы. Длина кольца - 36 км. В кольце будут использованы 12 волокон кабеля:

4 резервных и по 4 в каждом направлении. В качестве первой очереди предполагается использовать транспортный поток уровня STS-3. Однако, с минимумом полевых затрат должна быть предусмотрена возможность последующей модернизации кольца до уровня STS-24 (1244 Мбит/с). Шесть мультиплексоров ввода/вывода (ADM) будут использованы для питания кольца трафиком. При расчете ADM можно считать регенераторами, расположенными на равных расстояниях по кольцу — 6 км. Аналогично, можно рассматривать коммутатор SONET как регенератор в том плане, что мы должны спуститься на электрический уровень, чтобы иметь возможность доступа к фрейму SONET и заголовку ОА&М, чтобы иметь возможность осуществлять переключение электрических (а не оптических) сигналов.

Коммутатор в этом случае не имеет потерь или усиления. Если это был бы оптический коммутатор, то были бы большие вносимые потери.

Некоторые выводы можно было бы получить непосредственно из вышесказанного:

- используемая скорость передачи должна быть 1244 Мбит/с;

- все секции линии должны быть класса ограниченных по потерям;

- на первом этапе расчета используем СИД в качестве стандартизован ного источника, заметим, что мы можем достичь предела по скорости при использовании СИД. Это должно быть исследовано. Если вместо него может быть использован лазерный диод, то бюджет линии должен включать максимальную входную мощность PIN-диода. Если входная мощность приемника выше, чем этот максимум, то надо либо уменьшить выходную мощность источника, если это возможно, либо установить (как и следует) аттенюатор;

- волокно должно выбираться эффективным по критерию цена качество. Кандидатом может быть даже многомодовое волокно.

Смотри расчет бюджета в табл. 10.7.

Расчетная таблица 10. Параметр или логический объект Значение Комментарий или совет Выходная мощность источника света, -3 дБм MLM-лазер, модуляционная ши передаваемая в волокно рина полоса СИД не достаточна для такой скорости Порог приемника при BER =10-12 -25 дБм Это порог для PIN-диодного при емника при скорости 1244 Мбит/с Бюджет линии 22 дБ Потери линии:

Потери оптических разъемов 1,0 дБ По 0,5 дБ в опорных точках S и R Потери на сростки 1,0 дБ Потери в волокне (0,5 дБ/км) на 3,0 дБ Рассматривается расстояние толь длине 6 км для 1310 нм ко между соседними ADM Дополнительные потери от дисперсии 1,0 дБ Запас по мощности 3,0 дБ Оптический аттенюатора) 13,0 дБ Вносимые потери переключателя 0,0 дБ маршрутов а) Опция, используемая для уменьшения выходной мощности лазерного передатчика на 10-12 дБ 10.3.5. Пример Допустим, что требуется установить ВОСП, состоящую из одной линии длиной 100 км. Эта линия должна нести 8 каналов WDM, каждый из которых рассчитан на скорость передачи STM-16 (2,5 Гбит/с).

Предполагается, что система будет использовать частотный план ITU-T с шагом по частоте 200 ГГц. При оценке потерь волокна будем ориентироваться на волокно ITU-T G.654 с потерями 0,25 дБ/км, включая потери на сростки, и аккумулированной хроматической дисперсией на уровне 20 пс/нм/км.

Вносимые потери за счет использования оборудования WDM предполагаются большими. Для оценки этих потерь, вернемся к ITU-T G. [10.8], в котором описаны пассивные волоконно-оптические элементы. В этой рекомендации приведены следующие указания.

Мулътиплексоры-демулътиплексоры WDM. Вносимые потери равны 1.5log2 n, где п — число портов (т.е. каналов либо входящих в мультиплексор, либо выходящих из мультиплексора — наша интерпретация ссылки [10.8]).

Для нашего примера имеем 8 входных портов для мультиплексора и выходных портов демультиплексора, что дает по 4,5 дБ вносимых потерь для каждого их них. Вносимые потери для фильтра — 1,5 дБ. Следовательно, вносимые потери для 8-канального оборудования WDM, включая фильтры, равны 10,5 дБ (4,5 + 4,5 + 1,5 = 10,5).

Учитывая, что каждый канал работает на скорости 2,5 Гбит/с и покрывает пролет 100 км, делаем вывод, что нужно анализировать, к какому классу принадлежит линия: ограниченной по потерям или по дисперсии.

Такой анализ будет проведен в разделе 10.4. Мы же, в связи с этим, предположим, что эта линия является ограниченной по потерям. Расчет бюджета мощности можно найти в табл. 10.8.

Расчетная таблица 10. Параметр или логический объект Значение Комментарий или совет Выходная мощность источника — +3 дБм Максимально рекомендуемый лазерного диода SLM выход,, см. табл. 4 в рекомендации G. PIN-детектор: порог приемника с -45 дБм (-28 + -17 = 45 дБ);

скорость 2, усилителем EDFA Мбит/с, BER = 10-10, см. табл. 4 в рекомендации G.957] Бюджет линии 48 дБ Потери линии:

Потери оптических разъемов 3,0 дБ 6 оптических разъемов, включая разъем WDMa) Потери в волокне и сростках на длине 26,25 дБ (100+0,05100)0,25 = 26,25 дБ (5% 100 км «лишнего» кабеля;

потери в кабеле - 0,25 дБ/км) Потери от оборудования WDM + 10,5 дБ потери фильтра Запас по мощности 4,8дБ Общие потери линии 44,55дБ Излишний запас по мощности 3,45 дБ а) Разъемы следующие: на выходе ЛД, на входе WDM-мультиплексора, на выходе WDM-мультиплексора в волокно, на входе волокна в демультиплексор, на выходе демультиплексора в фильтр, на выходе фильтра в предусилитель EDFA, который интегрирован с приемником.

Заметим, что шаг между каналами в 200 ГГц выбран, чтобы исключить влияние ЧВС. Усиление EDFA предполагается равным 17дБ.

10.4. Полоса пропускания линии связи, время нарастания фронтов, накопленная дисперсия 10.4.1. Бюджет времени нарастания Время нарастания в системе рассчитывается так, чтобы обеспечить нормальную работу рассматриваемого линии на данной скорости. Время нарастания фронта и время спада импульса определяется стандартом IEEE [10.9] так: «Время нарастания — это время, требуемое для роста интенсивности света от 0,1 до 0,9 номинального значения. Время спада — это время, требуемое для спада интенсивности света от 0,9 до 0, номинального значения».

Следующее уравнение связывает время нарастания интенсивности света в системе Tr с временами нарастания составляющих ее элементов:

2 2 Tr2 = Ttr + Tfiber + Trec (10.1) где Ttr, Tfiber и Trec — времена нарастания передатчика света, оптического кабеля и приемника света, соответственно [10.10].

Мы можем связать ширину полосы, f и время нарастания Tr с помощью следующего выражения:

Tr = 2, 2 / 2f = 0,35/ f (10.2) Это выражение, с другой стороны, говорит нам, что такое соотношение между шириной полосы и временем нарастания соответствует линейной системе. С величиной 0,35 для произведения Trf нужно обращаться очень аккуратно. При проектировании оптоволоконных линий, как правило, ис пользуют эту величину, для того чтобы сохранить некий консерватизм в подходе к решению.

Можно предположить, что соотношение между скоростью передачи В, и шириной полосы, f зависит от формата цифрового потока, т.е. от того, бу дет это RZ или NRZ формат. (См. раздел 4.7, где обсуждаются эти форматы.) Следующие ниже указания могут быть полезными при проектировании опто волоконных линий. Если их соблюдать, то можно быть уверенным в том, что ширина полосы системы будет достаточна для обработки битовой скорости В.

Tr должно быть меньше следующих максимальных значений:

для формата RZ: Tr 0,35/ B ;

для формата NRZ: Tr 0,7 / B. См. [10.10].

Следующие оценки времени нарастания возможно будут полезны инженерам при вычислении времени нарастания Tr и применении уравнения (10.2):

для передатчика с СИД Tr должно быть порядка 2 нс;

для передатчика с ЛД Tr должно быть порядка 0,1 нс.

Когда задана полоса на уровне — 3дБ для оптоволоконных приемников, время нарастания приемника может быть вычислено из уравнения (10.2), где под f и понимается эта полоса приемника:

Trec = 0,35 / f (10.3) и используя уравнение (10.1):

2 2 Tr2 = Ttr + Tfiber + Trec (10.4) Теперь инженер-проектировщик может вычислить время нарастания системы, используя 10% коэффициент ухудшения, так:

1/ 2 2 Tr = 1,1 Ttr + Tfiber + Trec (10.5) ( ) Tfiber можно вычислить из выражения:

2 2 Tfiber = Tmodal + TGVD (10.6) где TGVD — время нарастания, определяемое дисперсией групповых скорос тей, а Тmodal — время нарастания, определяемое модовой дисперсией.

Для одномодового волокна Тmodal равно нулю и Tfiber = TGVD, а TGVD можно вычислить из следующего приблизительного соотношения TGVD = DL (10.7) где D - дисперсионный параметр, - ширина спектра оптического источ ника на уровне половины от максимума, a L — длина линии передачи в км.

Значения могут быть взяты из таблиц 2-4 в рекомендации ITU-T G. [10.2]. Следует заметить, что дисперсионный параметр D может меняться по длине волокна, если различные секции кабеля имеют различные дисперси онные характеристики. Следовательно, мы должны иметь ввиду какое-то среднее значение D [10.10, 10.11].

Пример 1.

Вычислить время нарастания системы, при условии, что заданы следующие значения параметров (см. раздел 10.3.5):

- длина линии: 100 км, волокно G.654;

- время нарастания для передатчика с ЛД: 0,1 нс;

- спектральная ширина источника (табл. 10.4): 1 нм;

- полоса частот приемника: 10 ГГц.

Используемый цифровой формат — NRZ. Скорость передачи — 2, Гбит/с.

- Волокно G.654: для данного упражнения используем значение D = пс/нм/км, для более аккуратных вычислений следует воспользоваться материалом раздела 6.2 в рекомендации G.654.

- Волокно G.653: для диапазона 1525-1575 нм используем значение D = 3,5 пс/нм/км, для более аккуратных вычислений следует воспользоваться материалом раздела 6.2 в рекомендации G.653.

Tfiber = TGVD = DL Tfiber = 20 пс/нм/км 100 км 1 нм = 2000 пс или 2 нс.

Полоса пропускания приемника на уровне -3 дБ равна 10 ГГц, следова тельно, из (10.3) имеем:

Trec = 0,35/10 109 = 35 1012 = 35 пс = 0,035 нс (0,0352 = 0,001225).

Используя 10.5, получаем:

Tr = 1,1 (0,01 + 4 + 0,001225)1/2 = 1,1 4,0112251/2 = 2,203 нс Теперь мы можем протестировать полученное значение времени нарас тания системы, чтобы убедиться, что система может поддерживать передачу на скорости 2,5 Гбит/с, используя следующие приблизительные соотно шения:

Время нарастания системы Trec 0,7/2,5109 или 2,203 нс 0,28 нс.

Неравенство не выполняется, это указывает на то, что система не прошла тест. Что можно сделать в этом случае? По схеме вычислений видно, что самый большой вклад во время нарастания дает Tfiber. Есть два решения:

во-первых, использовать другое волокно — G.653, имеющее хроматическую дисперсию на уровне 3,5 пс/нм/км. Вычисления в этом случае дают:

Tfiber = 3,51001 = 350 пс = 0,350 нс.

Tr = 1,1 (0,01 + 0,1225 + 0,001225)1/2 = 1,10,1337251/2 = 0,40225 нс 0,40225 нс 0,28 нс.

Неравенство не выполняется, то есть система снова не прошла тест.

Что можно сделать в этом случае? Можно уменьшить длину линии допустим до 50 км. Возвращаясь к вычислению Tfiber, имеем:

Tfiber = 3,5501 = 175 пс = 0,175 нс Tr = 1,1 (0,01 + 0,030625 + 0,001225)1/2 = 1,10,041851/2 = 0,22503 нс 0,22503 нс 0,28 нс.

Неравенство выполняется, то есть система прошла тест.

Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 | 6 |   ...   | 7 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.