WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 ||

«Матью Мэндл 200 ИЗБРАННЫХ СХЕМ ЭЛЕКТРОНИКИ Редакция литературы по информатике и электронике © 1978 Prentice-Hall, Inc. © перевод на русский язык, «Мир», 1985, 1980 ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА Данное ...»

-- [ Страница 4 ] --

Рис. 11.8. Схемы фиксации заданного уровня импульсов. На рис И 8 а изображен обычный двухкаскадныи усилитель на транзисторах с емкостной связью между каскадами. Для восстановления уровня постоянной составляющей в схему введен шунтирующий диод Д1, соединяющий базу транзистора Т2 с землей.

При достаточно длительном отсутствии входного сигнала (момент t1) конденсатор С1 оказывается заряженным до исходного установившегося напряжения 25 В, равного падению напряжения на резисторе R2, полярность напряжения указана на рис. 11.8, а. С приходом первого импульса (момент R) напряжение на резисторе R2 возрастает от исходного установившегося значения до 75 В. Так как передний фронт импульса имеет небольшую длительность по сравнению с постоянной времени заряда С1 через резистор R3, то практически весь прирост падения напряжения на резисторе R2 передается на резистор Rz, а напряжение на конденсаторе Ci в течение длительности фронта импульса остается неизменным. Таким образом, амплитуда сигнала на резисторе R3 окажется равной разности между амплитудой импульса (75 В) и исходным напряжением на конденсаторе C1 (25 В), т. е. величина амплитуды импульса на R3 составит 75 — 25 = 50 В. Так как постоянная времени CiRs велика по сравнению с длительностью импульса, то за время длительности импульса (от t2 до з) конденсатор успевает дозаря-диться на небольшую величину. Поэтому напряжение на резисторе R$ уменьшится лишь на эту небольшую величину. Так, если, например, за время длительности импульса напряжение на конденсаторе возрастет до 30 В, то величина выходного импульса понизится на 5 В и в момент tz, как это указано на рисунке, составит 45 В. Когда импульс на входе снова уменьшится до нуля, напряжение на R2 опять станет равным 25 В (в момент tz). Так как теперь напряжение на конденсаторе превышает это значение на 5 В, конденсатор начнет разряжаться через диод Д! и резистор R2, что приведет к появлению на выходе (на базе транзистора Т2) кратковременного отрицательного всплеска, равного небольшому падению напряжения на отпертом диоде Дь Существенным является то, что малое сопротивление отпертого диода шунтирует резистор Rs, вследствие чего резко уменьшается постоянная времени разряда конденсатора. Поэтому весьма быстро незначительный отрицательный выброс выходного напряжения (напряжения на диоде) снижается до нуля, после чего на конденсаторе вновь устанавливается исходный уровень напряжения, равный 25 В. Так как этот уровень является установившимся для интервала времени между импульсами, то в течение этого времени ток через резистор R3 не протекает и, следовательно, на нем нет падения напряжения. Таким образом, осуществляется процесс привязки выходных импульсов к нулевому уровню (прямоугольные колебания с отрицательными и положительными полупериодами на выходе не образуются). В некоторых случаях возникает необходимость привязки сигнала к заранее заданному уровню напряжения, выше или ниже нулевого уровня. Такая привязка осуществляется при помощи схемы, изображенной на рис. 11.8,6. Здесь фиксированный уровень напряжения подан в точку между соединением резистора Rz с диодом и землей. Этот источник напряжения зашунтирован конденсатором С2 для того, чтобы уменьшить до минимума изменения напряжения сигнала на внутреннем сопротивлении источника. В этой схеме выходной сигнал привязан к;

уровню, соответствующему напряжению источника питания. В показанной на рисунке схеме используется источник постоянного напряжения 10 В. Поэтому выходные импульсы будут привязаны к уровню постоянного напряжения, равного 10 В. Выполняемая схемой функция аналогична той, которая была описана для схемы на рис. 11.8, а. Отличие заключается лишь BI том, что здесь выходные импульсы располагаются выше нулевого уровня на величину, равную напряжению источника. При отсутствии источника восстановленный сигнал имел бы в момент t2 высоту 50 В, так как входные импульсы начинались бы от исходного уровня 25 В и нарастали до 75 В. При подключении же источника 10 В к точке соединения резистора Rs с диодом Д;

выходные импульсы амплитудой 50 В смещаются на 10 В и оказываются привязанными к этому уровню.

11.9. Формирование пилообразных сигналов Схема формирователя пилообразных колебаний изображена;

на рис. 11.9. Иногда такую схему называют зарядно-разрядной., так как в ней периодически происходят заряд и разряд выходного конденсатора С1, включенного между коллектором и эмиттером. Вместо n — р — n-транзистора можно использовать р — n — ртранзистор или электронную лампу.

Рис. 11.9. Схема формирователя пилообразного напряжения. Так как между эмиттером и базой транзистора нет напряжения смещения, транзистор находится в закрытом состоянии. В это время конденсатор С1 заряжается, причем зарядный ток протекает в направлении, указанном на рис. 11.9 сплошной стрелкой. В результате происходит постепенное нарастание на-лряжения между коллектором и землей, кото|рое и образует рабочую часть выходного пилообразного напряжения. Начальный участок этого напряжения (до нескольких процентов максимальной величины) практически линейный. При существенно большей величине зарядного напряжения конденсатора дальнейший его заряд происходит по экспоненциальному закону. Разряд конденсатора начинается в момент открывания транзистора путем подачи на его базу положительного сигнала. Такие сигналы могут представлять собой положительные импульсы, вырабатываемые релаксационным генератором. При воздействии положительных импульсов на базу напряжение на базе относительно эмиттера становится положительным и его действие эквивалентно действию прямого смещения транзистора n — р — n-типа. В результате транзистор открывается и шунтирует конденсатор Сь и начинается разряд конденсатора через небольшое сопротивление транзистора в направлении, показанном на схеме штриховой стрелкой. Выходное напряжение при этом резко спадает, завершая один цикл формирования пилообразного напряжения. Когда входной импульс заканчивается (или сигнал с релаксационного генератора становится отрицательным), транзистор опять закрывается и конденсатор начинает заряжаться, формируя новый цикл пилообразного напряжения. Заряд конденсатора осуществляется через последовательно соединенные резисторы R2 и Rz, сопротивление которых значительно больше сопротивления открытого и обычно насыщенного транзистора. Поэтому постоянная времени заряда конденсатора значительно больше постоянной времени разряда. Постоянная времени цепи разряда определяется величиной емкости конденсатора С1 и малым сопротивлением открытого транзистора. Переменный резистор R3 позволяет изменять постоянную времени цепи заряда и, следовательно, регулировать амплитуду выходного пилообразного напряжения. В схемах вертикальной развертки осциллографов, телевизионных приемников и в других подобных схемах при помощи резистора R3 регулируют размер изображения по вертикали. Мгновенное значение напряжения на конденсаторе определяется выражением где ес — мгновенное значение напряжения на конденсаторе в процессе заряда;

Е — напряжение источника, от которого осуществляется заряд;

е — основание натуральных логарифмов, равное 2,718;

С — емкость конденсатора, Ф;

t — время, с;

R = R2+R3 — зарядное сопротивление, Ом.

ес = Е(1 — e-t/RC), (11.7) 11.10 Преобразование пилообразного напряжения в пилообразный ток При электростатическом управлении лучом в электронно-лучевых трубках, например в осциллографах, отклонение электронного луча осуществляется путем подачи пилообразного напряжения на отклоняющие пластины. Электростатическое поле, образующееся между пластинами, оказывает влияние на электронный луч и обеспечивает его линейное отклонение. В телевизионных трубках для обеспечения кадровой и строчной разверток применяется магнитное поле, управляющее движением электронного луча. Для создания магнитного поля на отклоняющие катушки подается пилообразный ток;

при этом магнитное поле изменяется по линейному закону. Эти особенности поясняются на рис. 11.10. На рис. 11.10, от показано последовательное включение резистора с большим сопротивлением и катушки с небольшой индуктивностью. Если индуктивное сопротивление катушки на частоте, равной примерно частоте пилообразного напряжения, имеет очень малую? величину по сравнению с омическим сопротивлением резистора, то при подаче на вход цепи пилообразного напряжения через катушку будет протекать ток также пилообразной формы. Если же индуктивное сопротивление катушки больше омического сопротивления резистора (рис. 11.10,6), то при подаче на вход такой цепи пилообразного напряжения форма тока в ней уже не будет пилообразной. Для получения пилообразного тока в этой цепи на ее вход следует подавать напряжение прямоугольной формы. Когда индуктивное сопротивление катушки и омическое сопротивление рассматриваемой цепи имеют примерно одинаковые величины, как это часто бывает в отклоняющих системах кинескопов, то для формирования пилообразного тока в цепи на ее вход следует подавать комбинированный сигнал в виде суммы прямоугольного и пилообразного напряжений (рис. 11.10, в). Для этого инвертированные прямоугольные импульсы вводятся в пилообразный сигнал. Схема для получения такого комбинированного сигнала изображена на рис. 11.11. Здесь модификация пилообразного напряжения осуществляется в предоконечном каскаде строчной развертки телевизионного приемника. Как показано на рисунке, сигнал пилообразной формы при-ложен к базе транзистора и базовому резистору R2, соединенному с землей через обмотку выходного трансформатора строчной развертки. Импульсные сигналы с этой обмотки подаются в точку соединения R2 и С1, где складываются с пилообразным сигналом, в результате чего и осуществляется требуемая модификация пилообрааного напряжения. Выходной сигнал в схеме снимается с резистора Rз и, так как схема представляет собой эмиттерный повторитель, имеет ту же самую фазу, что и входной. Далее этот сигнал подается на выходной трансформатор строчной развертки, а затем — на отклоняющую систему.

Рис. 11.10. К вопросу о преобразовании пилообразного напряжения в пилообразный ток.

Рис. 11.11. Схема формирования тока пилообразной формы.

Глава 12 РЕАКТАНСНЫЕ СХЕМЫ 12.1. Основная схема с управляемым реактивным сопротивлением Электронные реактансные схемы, эквивалентные реактивной цепи, можно построить, используя резисторноемкостные цепи с транзистором, и таким образом получить реактивный элемент, потребляющий либо опережающий, либо запаздывающий ток относительно приложенного к элементу колебательного напряжения;

таким напряжением обычно является напряжение на колебательном контуре автогенератора. Если реактансную схему подключить параллельно колебательному контуру автогенератора, то появляется возможность управлять частотой генерации. Управление реактансной схемой в свою очередь осуществляется путем изменения напряжения смещения, подаваемого на ее вход. Таким образом, появляется возможность подстройки частоты автогенератора путем изменения управляющего напряжения смещения. Специальные полупроводниковые диоды при подаче на них обратного смещающего напряжения обладают свойствами переменной емкости и также могут использоваться для подстройки частоты резонансного контура. Такие диоды, называемые ва-ракторами, изменяют величину емкости при изменении приложенного напряжения. Эти приборы называют также варикапами. Они находят широкое применение в радио- и телевизионных приемниках и позволяют упростить блоки настройки. Транзисторные реактансные RС-схемы также широко применяются в промышленных системах управления, в блоках перестройки частоты и устройствах регулирования фазы (см. также рис. 4Д. 6.6, 15.2 и 15.9). Типичная схема управления реактивным сопротивлением реактансной схемы на основе полевого транзистора изображена-на рис. 12.1. Здесь С1 и R1 являются фазосдвигающими элементами, которые обусловливают протекание реактивного тока через выходной резистор Rz. Подробнее свойства этой схемы рассматриваются в следующем разделе. Через конденсатор Сз осуществляется связь реактансной схемы с колебательным контуром автогенератора для перестройки частоты генерации путем изменения амплитуды и полярности сигнала, подаваемого на затвор полевого транзистора. Реактансная схема может иметь или емкостный, или индуктивный характер в зависимости от соотношения фаз напряжений на выходе реактансной схемы и на контуре автогенератора. В случае чисто емкостного характера реактансной схемы потребляемый ею ток будет опережать напряжение на 90°, а при чисто индуктивном характере этой схемы потребляемый ток будет отставать на 90°. Таким образом, создавая отставание или опережение потребляемого тока, схема имитирует емкостную или индуктивную нагрузку, действие которой будет описано в разд. 12.2 и 12.3.

Рис. 121. Основная схема с управляемым реактивным сопротивлением.

12.2. Реактансная схема RС-типа Реактивности различного характера можно получить, комбинируя элементы RI и С1 (рис. 12.2). Для сравнения на рис. 12.2, а и в приведены упрощенные варианты схемы, изображенной на рис. 12.1, с соответствующими векторными диаграммами (рис. 12.2,б и г]. Схема на рис. 12.2,а имеет емкостную характеристику, и так как она подключена параллельно колебательному контуру автогенератора, то ее эквивалентная емкость добавляется к емкости колебательного контура. Таким образом, образуется результирующая колебательная система автогенератора, состоящая из указанных емкостей и индуктивности контура автогенератора. Небольшие паразитные емкости и индуктивности, имеющиеся в схеме, также оказывают влияние на частоту. Частота генератора определяется суммарными значениями индуктивности и емкости элементов параллельного резонансного контура L и С. Поэтому изменение величины емкости или индуктивности колебательного контура приводит к изменению частоты генерируемых колебаний. Частота колебаний определяется общеизвестной формулой (12.1) В схеме на рис. 12.2, а элементами, определяющими емкостную характеристику реактансной схемы, являются конденсатор C1 и резистор R1, причем С1 включают между стоком транзистора, и затвором, a R1 — между затвором и землей. Таким образом, указанные два элемента реактансной схемы фактически присоединены параллельно колебательному контуру автогенератора. Следовательно, вырабатываемый автогенератором сигнал оказывается приложенным к цепи R1C1.

Рис. 12.2. Реактангные схемы RC-тuna. Значения емкости С1 и сопротивления R1 выбираются таким образом, чтобы на частоте колебаний автогенератора емкостное реактивное сопротивление С1 было значительно выше сопротивления R1. При этом на колебательное напряжение автогенератора, воздействующее на эту цепь, основное влияние будет оказывать емкость. Следовательно, ток в этой цепи на частоте колебаний автогенератора будет опережать напряжение Е0 на колебательном контуре автогенератора. Если вектор напряжения ЕС изобразить графически (рис. 12.2,6), то вектор тока IR1C1, протекающего через цепь R1 и C1, будет опережать вектор E0 на 90°. Однако напряжение на R1 и ток через него изменяются синфазно. Следовательно, напряжение E3 на затворе, равное падению напряжения на R1, также будет опережать напряжение E0 на 90°. Так как ток стока находится в фазе с напряжением на затворе, то вектор тока стока Iс совпадает по направлению с вектором Е3. Отсюда следует, что ток стока опережает напряжение генератора на 90°. Именно опережение тока стока обеспечивает емкостную характеристику реактансной схемы, присоединенной к контуру генератора. Эквивалентная емкость реактансной схемы Сэ зависит от крутизны gT полевого транзистора и выражается формулой где Сэ — эквивалентная емкость, Ф;

gT — крутизна характеристики транзистора, А/В;

Ri — сопротивление резистора, Ом;

С1 — емкость конденсатора в цепи обратной связи, Ф. На практике сопротивление резистора Ri выбирается таким образом, чтобы оно составляло приблизительно десятую часть реактивного сопротивления емкости Ci, благодаря чему обеспечивается емкостный характер цепи обратной связи. Если сопротивление Ri равно десятой части емкостного сопротивления С], то приведенную выше формулу можно записать в виде Cэ = gTR1C1.

(12.2) (12.3) где f — рабочая частота. Формула (12.3) показывает, что эквивалентная емкость зависит только от крутизны транзистора и рабочей частоты. Емкостное сопротивление Хс также связано с частотой и эквивалентной емкостью:

(12.4) Из закона Ома следует, что емкостное сопротивление связано с напряжением и током:

(12.5) Из приведенного анализа видно, что изменение переменной составляющей тока стока Iс полевого транзистора приводит к изменению емкостного реактивного сопротивления и, следовательно, эквивалентной емкости. Меняя амплитуду входного напряжения, подаваемого на затвор, можно изменять ток стока. Ток стока можно увеличивать или уменьшать, подавая на затвор отрицательное или положительное напряжение смещения, и таким образом изменять величину емкости, моделирующей реактивное сопротивление. Входной сигнал может также содержать составляющую звукового сигнала, которая будет увеличивать и уменьшать ток стока в соответствующие полупериоды. Таким образом, частота генератора будет увеличиваться и уменьшаться в зависимости от частоты входного звукового сигнала. Такая система используется в передатчиках с ЧМ и в других устройствах, где требуется частотная модуляция (гл. 6 и 15). Предположим, что для получения сигнала с ЧМ используется сигнал звуковой частоты. При подаче звукового сигнала большей амплитуды отклонение тока стока увеличивается и ток будет иметь величину выше и ниже среднего значения, определяемого смещением. Следовательно, частота сигналов генератора будет изменяться в сторону больших и меньших значений относительно ее номинального значения (несущей частоты). Таким образом, когда реактансная схема находится под воздействием управляющего звукового сигнала, частота генератора изменяется пропорционально частоте звукового сигнала, а величина девиации частоты определяется амплитудой звукового сигнала, подаваемого на вход. В схеме на рис. 12.2,0 характеристика реактансной схемы является индуктивной. Здесь резистор R1 и конденсатор С1 также образуют реактивную цепочку. Разделительный конденсатор С2 служит для того, чтобы напряжение стока не подавалось на затвор. Этот конденсатор имеет большую емкость, так что его последовательное реактивное сопротивление достаточно мало и обеспечивает хорошую связь на частоте сигнала между стоком и цепью обратной связи R1C1. В этой схеме сопротивление резистора R1 выбирается примерно в 10 раз больше реактивного сопротивления конденсатора Cj. Поэтому сигнал от автогенератора, приложенный к этой цепи, вызовет протекание тока IR1C1. находящегося в фазе с напряжением (рис. 12.2, г). Поскольку входное напряжение на затвор подается с конденсатора C1, ток конденсатора IR1C1 опережает напряжение Е3 на конденсаторе на 90°. Но так как ток стока Iс совпадает по фазе с напряжением Е3 на затворе, то ток стока Iс отстает от напряжения Е0 генератора на 90°. Таким образом, вследствие запаздывания тока стока относительно Ео моделируемое реактансной схемой эквивалентное реактивное сопротивление носит индуктивный характер. Величину эквивалентной индуктивности можно рассчитать по формуле (12.6) где L3 — эквивалентная индуктивность, Г;

gT — крутизна характеристики транзистора, А/В;

f — рабочая частота. Так же как и в схеме на рис. 12.2, а, величину реактивного сопротивления можно изменять путем подачи напряжения смещения между затвором и землей. Индуктивное сопротивление зависит от частоты и определяется формулой XL = 6,28fL. (12.7) В соответствии с законом Ома индуктивное сопротивление определяется следующим выражением:

(12.8) Так же как и в схеме на рис. 12.2, а, величину реактивного сопротивления можно изменять, варьируя модулирующее напряжение на затворе. Таким образом, величина эквивалентной индуктивности, шунтирующей колебательный контур автогенератора, может изменяться при помощи входного сигнала.

12.3. Реактансная схема RL-типа.

В реактансных схемах вместо конденсатора можно применять катушку индуктивности. В реактансной схеме на рис. 12.3, а реактивная цепь образована резистором Ri и катушкой индуктивности L1. Здесь сопротивление Ri выбирается таким образом, чтобы его величина была примерно в 10 раз больше реактивного сопротивления L1. При этом условии ток IRL через цепочку R1 и L1 фактически совпадает по фазе с приложенным напряжением Е0 от автогенератора (рис. 12.3,6). Однако, поскольку напряжение на затвор транзистора подается только с индуктивности L1, напряжение Е3 на затворе будет опережать ток IRL на 90°. Влияние этого напряжения на ток стока 1С показано на рис. 12.3, б. Следовательно, ток стока будет опережать напряжение Е0 генератора на 90°, т. е. схема имеет емкостный характер (как и схема на рис. 12.2,а). Формулы, аналогичные приведенным для схемы рис. 12.2, а, при надлежащей замене емкости на индуктивность справедливы и в данном случае. Разделительный конденсатор C1 служит для того, чтобы напряжение стока не подавалось на затвор через резистор Ri и не оказывало влияния на величину эквивалентной емкости.

Рис. 12.3. Реактансные схемы RL-типа. Еще один вариант реактансной схемы изображен на рис. 12.3, в. Здесь индуктивность включена между стоком и затвором. Так как в этом случае постоянное напряжение со стока через индуктивность может подаваться на затвор, необходимо применить разделительный конденсатор С1. Этот конденсатор имеет большую емкость и, следовательно, небольшое сопротивление на частоте сигнала;

поэтому для напряжения сигнала он практически представляет собой короткозамкнутую цепь. Благодаря этому напряжение сигнала с автогенератора подается на индуктивно-резистивную цепь так же, как и в других рассмотренных схемах. В схеме на рис. 12.3, в индуктивность L1 выбирается так, чтобы ее реактивное сопротивление на частоте сигнала было в 10 раз больше сопротивления резистора R1. Поэтому ток IRL в цепи обратной связи будет отставать от напряжения Е0 автогенератора на 90° (рис. 12.3,г). Этот ток протекает также через резистор R1 и определяет напряжение ERl на резисторе, которое совпадает по фазе с током IRL (рис. 12.3, г). Ток стока Iс имеет ту же фазу, что и напряжение ERI или Е3 (рис. 12.3, г). Отсюда следует, что напряжение Е0 автогенератора опережает ток стока на 90°. Следовательно, данная реактансная схема имеет индуктивный характеру причем величина эквивалентной индуктивности и ее реактивное сопротивление рассчитываются по формулам, подобным приведенным для схемы на рис. 12.2, в. Таким образом, путем воздействия управляющего напряжения-на резистор Ri можно управлять величиной эквивалентной индуктивности и соответственно изменять частоту автогенератора,, как и в других рассмотренных реактансных схемах.

12.4. Схема подстройки с двумя варакторами Как указывалось в разд. 12.1, варактор обладает емкостью, величина которой зависит от приложенного к нему обратного напряжения. Типичная схема с варакторами, используемая для подстройки приемника, показана на рис. 12.4, где параллельно резонансному контуру C1L1 включены два варакторных диода. В этой схеме диоды Д1 и Д2 включены встречно для обеспечения более высокой стабильности и линейности. Однако часто-применяются схемы только с одним варакторным диодом. Схема, показанная на рисунке, представляет собой высокочастотный резонансный усилитель на полевом транзисторе, контур которого настраивается в резонанс с частотой приходящего сигнала. Переменный конденсатор Ci может быть подстроечным и использоваться для подстройки в диапазоне одной станции или же выполнять роль основного конденсатора настройки, действующего независимо от варакторных диодов. В некоторых приемниках применение селекторного ключа позволяет осушествлять ручную настройку конденсатора для последовательного выбора передающей станции. При этом поворот ротора конденсатора C1 производится синхронно с поворотом конденсатора гетеродина (одной ручкой). При варакторной настройке выбор необходимой станции осуществляется кнопочным управлением. В этом случае при помощи кнопок в схему источника питания включаются резисторы с различным сопротивлением, и таким образом изменяется напряжение, подаваемое на варакторные диоды. При каждом уровне напряжения приемник настраивается на определенную станцию.

Рис. 12.4. Схема подстройки с двумя варакторными диодами (а) и условное обозначение такого диода (б). В остальном показанная на рис. 12.4, а схема является традиционной. Разделительный конденсатор С2 служит для подачи сигнала на затвор полевого транзистора, а также для изоляции контура от постоянного напряжения. Резистор AI соединяет затвор транзистора с землей, и на него подается входной сигнал. Резисторно-емкостная цепь между истоком и землей обеспечивает стабилизацию постоянного тока, протекающего между истоком и стоком. Через резистор R3 подается напряжение питания на сток. Условные обозначения варакторных диодов, показанные на-: рис. 12.4, а, применяются наиболее часто, но иногда используют и другие символы (рис. 12.4,6). Обозначения катода (к) и анода (а) на рис. 12.4,6 не отличаются от принятых для обычных диодов, но рядом с диодом изображается символ малой емкости.

12.5. Схема с одним варактором Применение варакторов в блоке настройки показано на» рис. 12.5. Такой блок настройки может использоваться в телевизорах и высококачественных радиоприемниках. Как показано на рисунке, настройка осуществляется кнопочным переключателем, который подключает резисторы. Эти резисторы являются переменными;

изменяя их сопротивление, обеспечивают подачу соответствующего уровня напряжения для настройки на сигнал определенной станции. Резистор R2 предназначен для ограничения приложенного напряжения до необходимого уровня, а конденсатор С1 имеет большую емкость и поэтому заземляет контур на частоте сигнала. Хотя на схеме на рис. 12.5 показаны только три подстроеч-ных резистора, при необходимости количество резисторов может быть увеличено. Как и в схеме, показанной на рис. 12.4, здесь можно осуществлять настройку ручным способом, так что в тех случаях, когда требуется перестройка по всему диапазону приемника, можно обойтись без варакторов. Так как в схемах всегда имеется некоторый дрейф, то часто применяют различные виды точной автоматической настройки (см. гл. 7).

Рис. 12.5. Схема настройки с одним ва рак горным диодом.

Глава 13 СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА И СИСТЕМЫ 13.1. Делитель частоты на блокинг-генераторе Блокинг-генератор, описанный в разд. 4.9, можно использовать в качестве делителя частоты повторения импульсов (рис. 13.1,а). Здесь блокинг-генератор работает согласно описанному в разд. 4.9, т. е. в режиме генерирования релаксационных колебаний. Резистор R3, включенный последовательно с вторичной обмоткой L3 трансформатора, служит для подачи на базу транзистора синхронизирующих сигналов. Форма колебаний на базе транзистора показана на рис. 13.1,6. Как видно, напряжение на базе периодически нарастает, что приводит к периодическому отпиранию транзистора. Это происходит в то время, когда нарастающий ток коллектора, протекая через обмотку L1 трансформатора, индуцирует в обмотке L3 напряжение прямого смещения транзистора. Однако при отпертом транзисторе конденсатор Ci заряжается с отрицательной полярностью на базовом выводе транзистора, вследствие чего прямое смещение на базе уменьшается. В результате этого изображающая точка транзистора переходит в активную область характеристик транзистора, в которой уменьшающееся базовое напряжение приводит к уменьшению тока коллектора. Обусловленное этим исчезающее магнитное поле в трансформаторе LjL3 наводит в обмотке L3 напряжение, запирающее транзистор. Далее конденсатор С1, зарядившийся за время отпертого состояния транзистора, начнет разряжаться через резисторы Ri и Rz, и, когда напряжение на нем достигнет уровня открывания транзистора, процесс повторится. Во время действия положительных синхронизирующих импульсов на резистор Rз на базовом напряжении возникают положительные всплески напряжения, которые синхронизируют работу блокинг-генератора. Это происходит потому, что синхронизирующие импульсы переводят транзистор в открытое состояние и таким образом осуществляется управление частотой колебаний блокинг-генератора. Если частота синхронизирующих сигналов в два раза выше частоты автоколебаний блокинг-генератора то синхронизация все-таки будет иметь место, так как входные импульсы (через один) не достигают уровня открывания транзистора и не оказывают влияния на состояние тран зистора (рис. 13.1,6). Таким образом, блокинг-генератор в этом случае будет работать в качестве делителя частоты повторения импульсов. Выходной сигнал снимается с обмотки трансформатора L2.

Рис. 13.1. Схема делителя частоты на блокинг-генераторе (а) и форма колебаний на базе транзистора (б).

13.2. Делитель частоты накопительного типа Типичная схема импульсного делителя частоты накопительного типа изображена на рис. 13.2. Здесь также используется блокинг-генератор, но он работает не в режиме автоколебаний, а в ждущем режиме: генератор вырабатывает выходной импульс только после того, как на его вход поступит определенное, заранее заданное число импульсов. Следовательно, при такой схеме построения релаксатор, в частности блокинг-генератор, работает в качестве делителя частоты следования импульсов или в качестве счетчика импульсов. Характеристики работы схемы определяются длительностью входных импульсов и параметрами схемы.

Рис. 13.2. Схема делителя частоты накопительного типа.

До поступления определенного числа импульсов в схему транзистор находится в закрытом состоянии, что обусловлено действием положительного напряжения, подаваемого на эмиттер. При помощи переменного резистора Ri можно устанавливать нужную величину напряжения, подаваемого на эмиттер, и таким образом регулировать порог отпирания транзистора, который является основным параметром такой схемы делителя частоты следования импульсов. Предположим, что уровень отсечки транзистора равен 0,5 В, а при помощи переменного резистора на эмиттер подается напряжение 40 В. При этих условиях запирающее напряжение смещения превысит напряжение отсечки на 39,5 В. При подаче первого входного импульса через конденсатор Сь диод Д2 и конденсатор С2 будет протекать ток сигнала, причем электроны будут двигаться к конденсатору С2 в направлении, показанном стрелками. В результате лротекания тока конденсаторы С1 и С2 будут заряжаться, но из-за большой постоянной времени цепи заряда и сравнительно малой длительности импульса оба конденсатора за время действия импульса успеют зарядиться только до незначительной величины напряжения. Следовательно, после первого импульса конденсатор С2 окажется заряженным лишь на небольшую часть амплитуды напряжения входного импульса. Хотя это напряжение на конденсаторе С2 приложено между базой и эмиттером транзистора, пока оно лишь незначительно уменьшает уровень обратного смещения транзистора. В течение интервала времени до прихода второго импульса заряд на конденсаторе С2 сохраняется, поэтому напряжение е& между базой и землей сохранит уровень, равный приросту напряжения на конденсаторе С2 (рис. 13.2,6). На рис. 13.2,6 входные импульсные сигналы обозначены как евх;

первый импульс находится под цифрой 1. Так как конденсатор Ci заряжен с указанной на рисунке полярностью, он будет разряжаться через диод Д1 и входную цепь. На конденсаторе С2 заряд будет сохраняться, поскольку он не может разряжаться ни через диоды, ни через закрытый транзистор. С приходом второго импульса на вход схемы диод Д2 открывается вновь и конденсатор С2 получает дополнительный заряд. Как и в предыдущем случае, поскольку длительность импульса мала по сравнению с постоянной времени схемы, конденсатор С2 получит лишь незначительный добавочный заряд, Во время интервала между вторым и третьим импульсами напряжение на конденсаторе С2 будет сохраняться (рис. 13.2,6). Таким образом, последовательное нарастание и сохранение напряжения между базой и землей приводит к тому, что это напряжение имеет ступенчатый вид. Так как конденсатор С? заряжается по экспоненциальному закону, то каждая последующая ступенька напряжения на нем уменьшается (рис. 13.2,6). Верхняя обкладка конденсатора С2 соединена с базой транзистора через первичную обмотку трансформатора. Следовательно, по мере нарастания напряжения на конденсаторе обратное смещение на транзисторе будет уменьшаться. Таким образом, если напряжение отсечки транзистора составляет 0,5 В, как было указано ранее, а при помощи переменного резистора Ri потенциал эмиттера устанавливается равным 40 В, то для отпирания транзистора напряжение еб должно достигнуть уровня 39,5 В. Когда напряжение е& достигнет этого уровня, транзистор откроется и в этом состоянии будет иметь малое внутреннее сопротивление. Тогда конденсатор С2 начнет разряжаться через транзистор. Транзистор будет находиться в открытом состоянии до тех пор, пока напряжение на конденсаторе С2 в процессе разряда не снизится настолько, что смещение, задаваемое резистором Ri, не приведет опять к запиранию транзистора. Во время нарастания и спада тока через транзистор при его открывании и закрывании на третьей обмотке трансформатора формируется выходной сигнал. Таким образом, схема выполняет функцию деления частоты следования импульсов, так как при заданном числе входных импульсов она вырабатывает только один выходной импульс. Если при помощи переменного резистора на эмиттере транзистора задается напряжение 20 В, то транзистор откроется при достижении напряжения на базе, равного 19,5 В. Следовательно, при помощи переменного резистора можно регулировать коэффициент деления схемы.

13.3. Удвоитель частоты Усилители класса С, рассмотренные в гл. 3, можно также применять для удвоения частоты высокочастотных колебаний. Для получения более высокого коэффициента умножения частоты можно использовать несколько таких каскадов удвоения, соединив их последовательно один за другим. В схеме удвоения транзистор может быть включен по схеме с общим эмиттером, общей базой, общим истоком, общим затвором и т.д. На рис. 13.3 показана схема удвоителя частоты, в которой транзистор включен по схеме с общей базой. Входной сигнал от генератора несущей (или от предыдущего усилителя класса С) подается на резонансный контур в цепи базы Предположим, что частота, которую необходимо удвоить, равна 1000 кГц. Входной контур L2Cj настроен на эту частоту, а контур L3C3 в цепи коллектора настроен на частоту 2000 кГц. Так как контуры в цепях коллектора и эмиттера настроены на разные частоты, то условия самовозбуждения в схеме не выполняются и не требуется производить нейтрализации в схеме удвоителя даже в случае схемы с общим эмиттером. Вообще говоря, контур в цепи коллектора может быть настроен на частоту в три раза выше входной частоты, но следует иметь в виду, что к. п. д. схемы резко понижается с увеличением коэффициента умножения. Так как рабочая точка усилителя класса С выходит за пределы линейной части характеристики транзистора, то ток транзистора содержит гармонические составляющие высоких частот. При обычной работе усилителя класса С эти гармонические составляющие сильно ослабляются входным и выходным контурами благодаря их высокой избирательности на резонансной частоте. Однако в схеме удвоителя частоты коллекторный контур настроен на вторую гармонику, ток которой оказывается довольно значительным в составе тока коллектора. В схеме на рис. 13.3 элементы имеют те же значения, что и в схеме на рис. 3.8. Обратное напряжение смещения, подводимое к контуру C1L2, создает нужные условия для работы в режиме класса С.

Рис. 13.3. Схема удвоителя частоты на транзисторе.

13.4. Одностабильный мультивибратор В промышленной электронике, радиолокационных и вычислительных устройствах часто применяются импульсные устройства, которые после их запуска вырабатывают нормированный выходной импульс заданной длительности и высоты. Таким устройством является одностабильный мультивибратор, называемый также ждущим мультивибратором, однотактным релаксатором или старт стопным, мультивибратором,. От обычного мультивибратора он отличается тем, что работает не в режиме автоколебаний. Одностабильный мультивибратор вырабатывает один выходной импульс при подаче на его вход запускающего импульса. Схема транзисторного одностабильного мультивибратора изображена на рис. 13.4. На базу транзистора Т2 подается отрицательное напряжение, благодаря которому транзистор находится в закрытом состоянии. При этом падение напряжения на коллекторном резисторе R4 равно нулю, вследствие чего потенциал коллектора равен напряжению источника питания. На базу транзистора Т1 подается прямое положительное смещение через резистор R3. При этих условиях транзистор Тг находится в открытом состоянии, а транзистор Т2 — в закрытом.

Рис. 13.4. Одностабильяый мультивибратор.

Для получения выходного импульса на вход схемы должен поступать импульс запуска положительной полярности. Этот импульс переведет транзистор Т2 в открытое состояние. Из-за протекания тока коллектора возникает падение напряжения на резисторе R4, которое уменьшает коллекторное напряжение транзистора Т2. Это уменьшение напряжения передается на базу транзистора Т1, который начинает запираться, вследствие чего падение напряжения на резисторе R1 уменьшается, а коллекторное напряжение транзистора T1 возрастает. Это в свою оче-редь увеличит прямое смещение на базе транзистора Т2, что вызовет дальнейшее нарастание тока коллектора указанного транзистора Развитие описанного процесса приведет к полному открыванию транзистора Т2 и закрыванию транзистора Т1. По окончании действия входного запускающего импульса пройдет некоторый интервал времени и на конденсаторе С2 установится существовавшее на нем ранее напряжение, а источник Е2 закроет транзистор Т2. В результате этого положительное напряжение, приложенное к базе транзистора Т1, увеличится что вызовет его открывание, и, таким образом, восстановится исходное состояние схемы. В процессе открывания и закрывания транзистора Т2 на выходе схемы появится импульс, длительность которого определяется постоянной времени R3С2.

13.5. Триггер Шмитта Триггер Шмитта представляет собой бистабильную схему, переключение которой зависит от амплитуды запускающих импульсов Такие схемы успешно применяются в вычислительных устройствах и различных промышленных установках, где требуется изменять форму импульсов, формировать прямоугольные импульсы из синусоидальных колебаний и фиксировать превышение сигналом постоянного тока установленного уровня (порога).

Рис. 13.5. Триггер Шмитта. Типичная схема триггера Шмитта на двух транзисторах n — р — n-типа изображена на рис. 13.5. Для лучшего понимания работы схемы вначале предположим, что на входе транзистора Т1 сигнал отсутствует. Резисторы R1, R2 и R3, включенные между положительным зажимом источника питания и землей, образуют делитель напряжения, и падение напряжения на резисторе R3 будет положительным относительно эмиттера транзистора Т2, благодаря чему поддерживается открытое состояние этого транзистора. На коллектор транзистора Т2 через резистор R4 подается положительное напряжение от источника питания. При открытом транзисторе на резисторе R5 в цепи эмиттера появляется падение напряжения, так как через него протекает ток эмиттера;

полярность напряжения показана на рисунке. Через низкоомную вторичную обмотку входного трансформатора L2 напряжение на R5 прикладывается между эмиттером и базой транзистора T1 и создает обратное смещение на переходе база — эмиттер транзистора Т1. Поэтому Т1 закрыт. Такое стабильное состояние схемы является одним из двух возможных состояний. Из-за протекания тока через резистор R4 и падения напряжения на нем коллекторное напряжение на выходном зажиме меньше напряжения источника. Конденсатор С2 не пропускает на выход постоянного напряжения, и в рассматриваемом стабильном состоянии триггера выходное напряжение равно нулю. При подаче на вход импульса напряжения он не будет оказывать влияния на схему, если амплитуда импульса меньше напряжения смещения между базой и эмиттером транзистора Т1, подаваемого с резистора R5. Если же амплитуда входного импульса превысит указанную величину, то транзистор Т1 откроется. Вследствие уменьшения напряжения на коллекторе транзистора Т1 уменьшается прямое смещение на базе транзистора Т2, в результате чего его ток эмиттера уменьшится. Соответственно уменьшится падение напряжения на резисторе R5, а прямое смещение на базе первого транзистора возрастет и вызовет дальнейшее увеличение тока через транзистор Т1. Падение напряжения на резисторе Ri еще больше возрастет и приведет к еще большему уменьшению прямого смещения на базе Т2 и уменьшению падения напряжения на резисторе R5- Этот регенеративный процесс будет продолжаться до тех пор, пока транзистор Т1 полностью не откроется, а Т2 не закроется. Когда ток коллектора транзистора Т2 спадет от максимальной величины до нуля и соответственно падение напряжения на резисторе R4 станет уменьшаться, напряжение на коллекторе, которое является выходным, начнет возрастать. Изменение напряжения на коллекторе передается через конденсатор С2 и является выходным сигналом;

форма и величина выходного сигнала зависят от величины сопротивления нагрузки R„ и постоянной времени (R4 + Rн)С2. Состояние, соответствующее отпертому транзистору Т1 и запертому транзистору Т2, является вторым устойчивым состоянием схемы, и оно сохраняется в течение длительности входного импульса. Когда напряжение входного импульса спадет до нуля, схема вновь возвратится в исходное состояние: транзистор Т1 закрыт, а транзистор Т2 открыт. Если постоянная времени (R4 + Rн)С2 значительно превосходит длительность входного импульса, то амплитуда выходных импульсов остается практически постоянной независимо от изменений высоты входных импульсов (при условии, что они превосходят уровень запирания Т1). На частотах повторения импульсов более 20 кГц эффективность схемы можно повысить путем применения конденсатора связи вместо входного трансформатора.

13.6. Селектор синхроимпульсов Телевизионное изображение передается при помощи сигналов, представляющих собой комбинацию сигналов изображения, синхросигналов и бланкирующих (гасящих) импульсов. В приемном устройстве синхроимпульсы необходимо отделить Рис. 13.6. Схема селектора синхроимпульсов. От сигнала изображения и подать на соответствующие схемы кадровой и строчной разверток. Схема селектора синхроимпульсов, показанная на рис. 13.6, выполняет как раз эту операцию. В этой схеме резистор Ri включен между базой транзистора и землей, и поэтому прямое смещение на базе отсутствует. При этом на базе поддерживается нулевой или очень небольшой уровень напряжения. К базе может быть приложено обратное смещение чтобы транзистор был закрыт до прихода входных сигналов достаточной амплитуды, которые переведут его в открытое состояние. В этом случае только синхроимпульсы, имеющие достаточно большую высоту, могут превысить обратное смещение и перевести транзистор в открытое состояние. Ьсли схема построена на транзисторе n-р-n-типа, то входной сигнал должен иметь положительную полярность, обусловливающую прямое смещение эмиттерного перехода транзистора. При правильно спроектированной схеме только синхроимпульсы могут открыть транзистор, а следовательно, появиться на коллекторном выходе. Здесь эти импульсы через конденсатов С, подаются на интегрирующую цепь, составленную из резистора Яз и конденсаторов С3 и С4. Интегрирующая цепь имеет большую постоянную времени, которая выбирается таким образом чтобы последовательно поступающие импульсы кадровой синхронизации постепенно повышали напряжение до тех пор, пока оно не окажется достаточным для запуска генератора кадровой развертки и его синхронизации (см. разд. 11.1 и рис. 11.1). Через конденсатор С2, также присоединенный к коллектору транзистора, синхроимпульсы подаются на фазовый детектор схемы строчной развертки. Здесь синхроимпульсы сравниваются с сигналами от выходного каскада строчной развертки для осуществления синхронизации (разд. 9.11).

13.7. Индикатор настройки В высококачественных приемниках с целью индикации усиления принятого сигнала или для облегчения точной настройки применяется измеритель (индикатор) настройки (рис. 13.7). Сигнал с последнего каскада усилителя промежуточной частоты через конденсатор C1 подается на детектор индикаторной схемы Д1 и на параллельный контур, настроенный на промежуточную частоту. Резисторы R1 и R2 вместе с конденсатором С3 осуществляют фильтрацию пульсаций напряжения после детектора. Как показано на рисунке, величину постоянного напряжения после детектора, подаваемого на базу n — р — n-транзистора, можно регулировать при помощи переменного резистора R2.

Рис. 13.7. Схема индикатора настройки.

Рис. 13.8. Система переключения рода работы магнитофона. Диод Д1 является детектором высокочастотных сигналов, поэтому после демодуляции и фильтрации напряжение будет равно среднему значению входного сигнала. Так как величина прямого смещения, приложенного между базой и эмиттером транзистора, определяет величину тока, протекающего через транзистор, то этот ток будет пропорционален входному сигналу, поступающему с усилителя промежуточной частоты. Следовательно, в конце настройки, когда требуется ее наибольшая точность, как раз обеспечивается большее отклонение стрелки индикатора, когда ток через транзистор максимален. Диапазон отклонения стрелки индикатора устанавливается при помощи резистора R4. Диод Д2 присоединен к схеме таким образом, что на него подается прямое смещение, величина которого определяется резисторами R4 и R5. Следовательно, если движок резистора R4 смещать к точке А, то суммарное сопротивление резисторов R4 и 7?s уменьшается и ток через диод Д2 возрастает. Таким образом, при большом сигнале на входе схемы прибор шунтируется диодом в большей степени, что предотвращает зашкаливание прибора. При слабом сигнале резистор R4 устанавливают таким образом, чтобы через диод Д2 протекал очень малый ток, а большая часть тока протекала через прибор, обеспечивая достаточное отклонение стрелки.

13.8. Система переключения рода работы магнитофона В магнитофонах кассетного или катушечного типа для переключения рода работы «Воспроизведение» или «Запись» используется система, показанная на рис. 13.8. В такой системе должно быть несколько переключателей на общем валу, так как они должны срабатывать одновременно при переключении с воспроизведения на запись и наоборот. Как показано на рисунке, имеются два входных гнезда: одно для подачи сигнала от микрофона, а другое — от радиоприемника или звукоснимателя, причем последнее гнездо включено через последовательный резистор. Этот резистор необходим для уменьшения входного сигнала, если он превышает уровень сигнала с микрофонного входа. Комбинированный вход должен отключаться, когда магнитофон находится в положении «Воспроизведение». Должны переключаться также и записывающая, и стирающая головки;

в случае если записывающая головка является одновременно и головкой воспроизведения, то переключатель заземления головки должен устанавливаться в положение «Запись» или «Воспроизведение», как показано на рисунке. В положении «Воспроизведение» стирающая головка должна быть отключена, чтобы не происходило стирания записи. (Генератор тока высокой частоты для стирания записи работает непрерывно, и его сигнал.подается на стирающую головку.) Переключение должно производиться и на выходе магнитофона. Выход должен отключаться во время записи, но при этом к нему должен быть подключен указатель (измеритель) уровня заштст? В положении «Воспроизведение» подключается рези-стивная схема, соединенная с выходным гнездом. В данной конкретной системе указатель уровня остается подключенным к схеме и работает во время воспроизведения.

13.9. Схема гашения В цветных телевизионных приемниках управление полосовым усилителем осуществляется сигналами цветности и требуется, чтобы синхроимпульсы не проходили через этот усилитель и не попадали на кинескоп, иначе они вызовут искажение изображения. Поэтому в приемнике должна быть предусмотрена схема гашения. Типичная схема гашения, в которой использованы транзисторы n — р — n-типа, изображена на рис. 13.9. В этой схеме на базу запирающего транзистора с выходного трансформатора строчной развертки подаются импульсные сигналы, которые периодически создают на базе положительное смещение, в результате чего транзистор открывается во время действия импульса. Эмиттер транзистора полосового усилителя подключен к земле через резистор R4- Поэтому с приходом на базу импульса гашения транзистор открывается и ток, протекающий через резистор R4, возрастает. В.результате падение напряжения на резисторе R4 увеличивается;

его полярность указана на рисунке. Поэтому прямое смещение на транзисторе полосового усилителя уменьшается настолько, что транзистор закрывается. Так как описанное бланкирование полосового усилителя осуществляется во время прихода синхроимпульсов, то последние не проходят на выход усилителя и, следовательно, не подаются на кинескоп.

Рис. 13.9. Схема гашения и фиксации.

13.10 Система переключения AM- и ЧМ-сигналов в стереоприемнике В стереоприемнике обеспечивается возможность переключения с приема амплитудно-модулированных сигналов на прием сигналов с частотной модуляцией. Кроме того, такой приемник может иметь вход для звукоснимателя магнитного или пьезоэлектрического типа, дополнительный вход для воспроизведения записи с магнитофона, а также выход для записи сигналов на магнитофон. Различные соединения, выполняемые при переключении, показаны на рис. 13.10. Сигнал, поступающий с звукоснимателя, прежде чем поступить «а основной усилитель звуковой частоты, подается на предварительный усилитель. Уровень сигнала, подаваемого на дополнительный магнитофонный вход, должен быть достаточно большим, так как этот сигнал, минуя каскад предварительного усиления, поступает прямо на основной усилитель. Сигнал, поступающий на магнитофонный выход для записи, снимается с промежуточных каскадов звуковых усилителей (обозначенных на схеме буквами х и у) и подается на соответствующие выходные зажимы, обозначенные теми же буквами. Выходы правого и левого усилителей, подключенные к громкоговорителям, могут, кроме того, присоединяться к головным телефонам. При включении телефонов громкоговорители отключаются и присоединяются последовательные резисторы по 330 Ом, которые уменьшают выходной сигнал и таким образом исключают перегрузку телефонов. (В более дорогих стереопри-емниках высшего класса предусматриваются дополнительные выходы на высококачественные громкоговорители.) 13.11. Системы управления Сервомеханизмы и сельсины широко применяются в различных электронных устройствах в качестве дистанционных датчиков механических величин, для управления механическими процессами и для коррекции механических величин при помощи электрических или электронных схем. Таким образом, термины «сервомеханизм» и «сельсин» в общем случае связаны с системами управления. В данной главе рассматриваются электронные схемы, которые используются вместе с сервомеханизмами и сельсинами.

Рис. 13.10. Система переключения AM- и ЧМ-сигналое в стереоприемнике. Электромеханические системы управления бывают двух типов: разомкнутые и замкнутые. Система разомкнутого типа — это электрические и механические устройства, соединенные между собой образующие законченную систему, предназначенную для выполнения определенной функции при лодаче соответствующей команды. Таким образом, электрическую стиральную машину или электросушитель можно рассматривать как разомкнутую систему. Например, в электросушителе при нажатии кнопки производится включение схемы и начинается выполнение механических операций. Степень нагрева и время сушки устанавливаются заранее. Система устроена таким образом, что по окончании заданного времени она автоматически отключается. Бытовые нагревательные приборы, регулируемые при помощи термостатов, можно рассматривать как замкнутые системы управления. Здесь термостат является датчиком отклонения температуры от некоторого заданного уровня. При отклонении температуры от заданного уровня автоматически включается нагреватель, температура повышается до заданного уровня, после чего система выключается. Сервомеханизм можно определить как систему управления замкнутого типа, в которой элементом управления является положение стрелки, рычага или стержня. Сервомеханизм, или следящая система, используется в радиолокационной станции, где управляемым элементом является механическое положение антенны. Еще одним примером применения сервомеханизма является цветная печать, где объектом управления является положение бумаги, необходимое для получения правильного отпечатка. Сервомеханизмы применяются также для управления давлением жидкости в трубопроводе, осуществляемого изменением положения клапана, регулирующего давление. Сельсины представляют собой устройства, преобразующие механические величины в электрические сигналы, которые передаются по проводам и затем опять преобразуются в механические величины. На практике применение сервомеханизмав и сельсинов взаимно связано. Основные схемы указанных механизмов рассматриваются в настоящей главе.

13.12 Сельсины Сельсины — это устройства, похожие на небольшие электродвигатели, но в отличие от последних не вращающиеся непрерывно при подаче на них электроэнергии. Эти устройства выполняют функцию преобразования, т. е. могут преобразовать информацию о положении в электрический сигнал, при помощи которого можно дистанционно воспроизвести идентичное механическое состояние. Таким образом, сельсины, или синхронные устройства, могут преобразовывать механическую величину в электрическую и наоборот. Сельсины благодаря их передаточным характеристикам можно использовать для передачи данных путем преобразования информации о положении вала в электрические сигналы и передачи их по проводам. В месте приема при помощи этих сигналов другой вал устанавливается в положение, соответствующее положению первого вала. Это позволяет осуществлять синхронное вращение валов без механического соединения между яими. Следует, однако, иметь в виду, что сельсины не могут развивать большого вращающего момента. Поэтому в некоторых случаях вращающий момент на втором валу требуется усиливать с тем, чтобы он имел достаточную величину для преодоления нагрузки на валу. Используемые для этой цели устройства называют сервомеханизмами. В тех случаях, когда требуется дистанционно воспроизвести только показание какой-либо шкалы, усиливать вращающий момент вала не требуется. Сельсины бывают трех основных типов. Сельсины, которые вырабатывают сигнал посредством изменения угла поворота, называют генератором или сельсин-датчиком. Сельсин, расположенный на.некотором расстоянии от первого и принимающий его сигналы, называют мотором или сельсин-приемником. Если между генератором и мотором применяется промежуточный сельсин, то его называют дифференциальным сельсином. Схема и рабочие характеристики дифференциального сельсина.будут рассмотрены ниже. Синхрогенераторы и моторы имеют по пять внешних выходов (рис. 13.11,а). Соединение генератора и мотора показано на рис. 13.11,6. Заметим, что символы мотора и генератора идентичны и соответствующие выводы, обозначенные через S, соединяются между собой. Питающее напряжение подводится к выводам обмотки ротора, обозначенным Ri и R2. Обмотка ротора эквивалентна первичной обмотке трансформатора. Три вторичные обмотки обозначены на рисунке символами 5Ь 52 и 53. Эти обмотки расположены в статоре и сдвинуты относительно друг друга на 120°. (Пространственный сдвиг обмоток не означает, что используется трехфазный ток;

для питания здесь применяется однофазный ток.) Если сельсин-датчик и сельсин-приемник соединить между собой, как показано на рис. 13.11., б, и вал сельсин-датчика установить в нулевое положение, то вал сельсин-приемника также займет это положение благодаря воздействию электрических сигналов, поступающих в сельсин-датчик. Заметим, что для соединения сельсин-датчика с сельсин-приемником требуются три провода. В нулевом положении осевой полюс обмотки ротора совмещен с осевым полюсом обмотки статора S2, как показано на рисунке. В этом положении имеет место трансформаторное действие, и напряжение 120 В, подаваемое на первичную обмотку (обмотку ротора), индуцирует на обмотке статора 52 напряжение 50 В. В этом положении напряжения, наводимые в обмотках Si и 53, будут меньше и равны 25 В. Далее между сельсин-датчиком и сельсин-приемником должно установиться равновесие напряжений. При этом ротор сельсин-приемника займет точно такое же положение, что и ротор сельсин-датчика. Следовательно, ось первичной обмотки сельсин-приемника совместится с осью обмотки 52 статора. В этом положении между сельсин-датчиком и сельсин-приемником ни по одному из трех проводов не будет протекать ток. Если вал сельсин-датчика изменит свое положение, то будет иметь место разбаланс напряжений между обмотками сельсин-датчика и сельсин-приемника, в результате чего ротор сельсин-приемника займет то же положение, что и ротор сельсин-датчика. При этом вновь установится равновесие напряжений. В течение времени, когда ротор сельсин-приемника движется в положение, соответствующее положению ротора сельсин-датчика, в соединительных проводах протекает ток. Когда же роторы сельсин-приемника и сельсиндатчика имеют одинаковое положение, протекание тока прекращается. Протекание тока и, следовательно, потребление энергии необходимо для создания вращающего момента, который восстанавливает ротор сельсинприемника в положение, соответствующее положению ротора сельсин-датчика.

Рис. 13.11. Вид сельсина (с) и схема соединения сельсин-датчика и сельсин-приемника (б).

13.13. Дифференциальные сельсины Дифференциальные сельсины позволяют зафиксировать угол поворота вала, который является разностью углов поворота валов двух других сельсинов. В такой системе один сельсин является сельсин-приемником, а два других — сельсин-датчиками. Дифференциальный сельсин может быть соединен также с двумя другими сельсинами таким образом, что угол поворота его вала будет вычитаться из угла поворота вала одного из сельсин-датчиков. В этом случае разность углов поворота валов двух сельсинов фиксируется относительным углом поворота вала сельсин-приемника, а дифференциальный сельсин служит в качестве сельсин-датчика. Можно сельсины соединить таким способом, что из угла поворота вала дифференциального сельсина будет вычитаться угол поворота вала сельсин-датчика. Разность будет фиксироваться углом поворота вала сельсин-приемника. Как и в предыдущем случае, дифференциальный сельсин служит здесь в качестве сельсин-датчика. Схематическое изображение дифференциального сельсина показано на рис. 13.12, а. Здесь, так же как в сельсин-датчике и сельсин-приемнике, имеются три обмотки статора Si, 52 и S3. Однако ротор в дифференциальном сельсине имеет не две обмотки, а три. Эти обмотки расположены в пазах ротора на равных расстояниях одна от другой. (На рисунке роторные обмотки обозначены символами R1, R2 и Rз.) В зависимости от схемы использования обмотки присоединяются к той или иной обмотке других сельсинов (рис. 13.12,6 — г). Хотя схема соединения одинакова для случаев использования дифференциального сельсина в качестве сельсиндатчика и сельсин-приемника, однако на практике при использовании дифференциального сельсина в качестве сельсин-приемника приходится вводить незначительные конструктивные изменения. Они сводятся к введению демпфирующего устройства для гашения возможных колебаний около правильного положения. Точно так же и обычный сельсин-приемник отличается от сельсин-датчика наличием в нем демпфирующего устройства. Схема, показанная на рис. 13.12,6, применяется в случае, когда управление сельсин-приемником осуществляется от двух сельсинов — сельсин-датчика и дифференциального сельсина. Валы сельсин-датчика и дифференциального сельсина соединены с механизмами, вращение которых должно обеспечиваться валом сельсин-приемника. Таким образом, положение вала сельсин-приемника будет определяться изменением положения любого из валов — сельсин-датчика и дифференциального сельсина. При повороте этих двух валов вращение вала сельсин-датчика изменяет сигнал, подаваемый на дифференциальный сельсин. Это приводит к повороту вала дифференциального сельсина, вызывающего появление сигнала, который способствует установлению вала сельсин-приемника в синхронное положение. Угол поворота вала сельсин-приемника равен алгебраической разности между углами поворота сельсин-датчика и дифференциального сельсина, т. е. M=(G — D)°. Таким образом, когда дифференциальный сельсин действует как сельсин-датчик, эта операция является вычитанием. Когда дифференциальный сельсин является сельсин-приемником, можно использовать аналогичное уравнение. В этом случае угол поворота вала дифференциального сельсина, используемого в качестве сельсин-приемника, составит D=(G — М)°.

Рис. 13.12. Схематическое изображение дифференциального сельсина (а) и способы включения такого сельсина (б — г). На рис. 13.12,0 дифференциальный сельсин подключен таким образом, что выполняется операция сложения. Здесь вал сельсин-приемника будет принимать положение, соответствующее равенству М — (G + Z))0. На схеме рис. 13.12, г дифференциальный сельсин используется в качестве сельсин-приемника, поэтому угол поворота его вала равен сумме углов поворота двух сельсин-датчиков. Таким образом, угловой поворот вала сельсин-датчика, используемого в качестве сельсин-приемника, равен D=(G + M)°. В этом случае также имеет место процесс сложения, как и для схемы на рис. 13.12, в, только дифференциальный сельсин используется здесь в качестве сельсин-приемника, а не сельсин-датчика, 13.14. Электромашинный усилитель — амплидин Амплидин применяется в сервомеханизмах и в промышленных электронных установках для усиления относительно слабой электрической энергии, подводимой к его обмоткам. По своим характеристикам усиления мощности амплидин, или электромашинный усилитель, значительно превосходит обычные генераторы. Генератор постоянного тока можно рассматривать как усилительное устройство, так как небольшие изменения тока возбуждения вызывают значительно большие изменения выходного тока. Коэффициент усиления амплидина существенно превышает усиление, которое можно получить в случае, когда энергия с одного генератора подается в обмотку возбуждения второго, более мощного генератора с целью усиления. Если сравнить обычный генератор с амплидином, то коэффициент усиления по мощности амплидина может иметь значения 25000 — 50000, в то время как усиление обычного генератора постоянного тока находится в пределах примерно 25 — 100. Таким образом, мощность подводимая к обмотке возбуждения амплидина, может составлять всего несколько ватт, а выходная мощность при этом.равна более 20000 Вт. Схема амплидина изображена на рис. 13.13. Верхняя и нижняя щетки замкнуты накоротко, как показано на рисунке, что обеспечивает протекание больших токов в этой цепи. Следовательно если до замыкания щеток выходной ток был равен 100 А при токе возбуждения ~4 А, то при короткозамкнутых щетках ток возбуждения, равный -0,2 А, будет достаточен для получения той же величины тока 100 А.

Рис. 13.13. Схема амплидина. Ток короткого замыкания якоря создает сильное поперечное поле- этот эффект называется реакцией якоря. При вращении якоря его обмотки.пересекают это поле, и в них индуцируется напряжение, сдвинутое по отношению к полю возбуждения на 90°. Поэтому для получения максимальной мощности в нагрузке используются дополнительные щетки, сдвинутые по отношению к первым на 90°. Магнитное поле, обусловленное реакцией якоря, и поле, которое ее вызывает, сдвинуты по фазе на 90°. Управляющее магнитное поле и поле реакции нагрузки отличаются по фазе на 180° Такой фазовый сдвиг вызывает эффект компенсации, который приводит к уменьшению выходной мощности, а его действие можно сравнить с действием обратной связи в усилителях. Эффект компенсации можно минимизировать путем введения специальной компенсирующей обмотки L2. Компенсирующая обмотка обычно располагается на отдельном полюсе и имеет число витков, которое должно обеспечивать компенсацию магнитного поля, обусловленного нагрузкой. Так как поле возбуждения амплидина можно изменять, это устройство можно использовать для управления скоростью вращения двигателей постоянного тока. Кроме того, амплидин можно применять в качестве возбудителя для другого генератора с целью регулирования последнего. Так как для возбуждения амплидина требуется небольшая мощность, то проблемы стабилизации напряжения амплидина, как правило, не возникает. По этой причине амплидин можно использовать для регулирования напряжения мощных генераторов.

13.15. Схемы с фотоэлементами Светочувствительные фотоэлементы весьма широко используются во всех областях электроники для преобразования света в электрические сигналы. Они находят применение в киноаппаратуре, промышленных системах контроля, устройствах защиты, в системах регулирования уличного освещения. По краю-кинопленки имеются светлые и темные участки, соответствующие звуковому сопровождению фильма. Свет, проходящий через эти участки, изменяет свою интенсивность. Эти изменения воспринимаются фотоэлементом и.преобразуются в электрические звуковые сигналы, которые затем усиливаются и воспроизводятся динамиком. В промышленных установках присутствие, отсутствие или изменение светового потока вызывают замыкание или размыкание соответствующих реле, которые приводят в действие сервомеханизмы (см. разд. 13.12 — 13.14). В защитных устройствах, например в системах охраны или системах защиты машин, прерывание луча света вызывает подачу сигнала тревоги или выключает рабочий процесс машины. В домашних и уличных системах освещения с наступлением темноты фотоэлемент включает освещение. Фотоэлементы бывают двух типов: на основе фотоэлектрического и фоторезистивного эффектов. Схема, в которой используется фотоэлемент с фотоэлектрическим эффектом, изображена на рис. 13.14, а. Такой фотоэлемент вырабатывает электрическое напряжение, и до тех пор, пока на него падает свет, в замкнутой цепи протекает ток. В фотоэлементе с фоторезистивным эффектом (рис. 13.14,6) под действием света изменяется сопротивление, а следовательно, и проводимость. Таким образом, для работы схем с фоторезистивным элементом требуется внешний источник напряжения. Фотоэлементы изготовляют разнообразных типов: в виде вакуумных или газонаполненных ламп, полупроводниковых диодов или транзисторов. Полупроводниковые фотоэлементы, в которых в качестве светочувствительного материала используется селен, работают на принципе фотоэлектрического эффекта. Они имеют высокую чувствительность и находят широкое применение в тех случаях, когда частота изменения светового потока не превосходит 2000 Гц. Фототранзисторы обладают также высокой светочувствительностью, но могут работать при значительно более высоких частотах по сравнению с селеновыми фотоэлементами. Основным представителем класса фотопроводящих приборов является фотосопротивление. Фотосопротивления изготовляют из сульфида кадмия;

они также имеют очень высокую светочувствительность. Однако область применения этих приборов ограничивается низкими частотами, поэтому их применяют главным образом в переключающих (релейных) схемах. (Выпускавшиеся ранее фотоэлементы вакуумного типа имели высокую светочувствительность и хорошие частотные характеристики, в то время как рабочая частота газонаполненных фотоэлементов не превышала 10 кГц.) Рис. 13.14. Схемы с фотоэлементами (а — г) и условные обозначения последних (д — ж). В фотоэлектрических релейных схемах для увеличения тока, поступающего в обмотку реле, используются транзисторные усилители. На рис. 13.14, в показано реле с нормально разомкнутыми контактами, хотя в случае необходимости могут использоваться реле и с нормально замкнутыми контактами. Напряжение, снимаемое с фотоэлемента, в соответствующей полярности прикладывается к транзистору р — n — р-типа и создает на его базе прямое смещение. При увеличении интенсивности света, падающего на фотоэлемент, с последнего будет сниматься более высокое напряжение и будет протекать больший ток через транзистор. При достаточной величине тока через транзистор реле замыкается, а когда интенсивность света уменьшится ниже заданного уровня, реле размыкается. На рис. 13.14,г показана схема, приводящая в действие реле при помощи фоторезистивного элемента. В этой схеме светочувствительный резистор, или фоторезистор, включен последовательно с источником прямого смещения в цепь базы транзистора. Как показано на рисунке, на эмиттере транзистора создается положительный потенциал от источника, а его отрицательный полюс приложен к базе через фоторезистор. При небольшом световом потоке, падающем на фоторезистор, сопротивление последнего будет большим, и создаваемое смещение базы транзистора недостаточно для его отпирания. При увеличении интенсивности светового потока проводимость фотоэлемента возрастает, увеличивается прямое смещение базы транзистора и возникающий ток транзистора включает реле. По мере увеличения проводимости фоторезистора увеличивается ток между базой и эмиттером и транзистор усиливает это изменение тока. Бели чувствительность реле низкая (для его переключения требуется большая величина тока), используется дополнительный каскад усиления. На рис. 13.14, д показано условное обозначение светодиода. Такие приборы применяются для индикации включения электронных устройств или определенного режима их работы. Свето-диоды излучают свет, когда между анодом (А) и катодом (К) приложено напряжение ~5 В. Условное обозначение фотодиода показано на рис. 13.14, е. Такие приборы вырабатывают напряжение на выходных зажимах при воздействии на них световой энергии. На рис. 13.14, ж показано условное обозначение фототранзистора.

13.16. Основные измерительные схемы Применяемая в вольтметре схема, обеспечивающая измерение напряжений разных диапазонов, показана на рис. 13.15, а. В качестве основного измерителя в приборе используется мил-ли- или микроамперметр, а последовательно с измерителем подключаются резисторы с различным сопротивлением. Последовательные резисторы служат для ограничения максимально допустимого тока, протекающего через измеритель, до величины, которая определяется внутренней катушкой измерителя. Таким образом, независимо от диапазона измеряемого напряжения напряжение, прикладываемое к катушке измерителя, не превышает установленного значения. Величину сопротивления последовательного резистора, требуемую для измерения в пределах определенной шкалы, можно найти из следующего выражения: где Rn — сопротивление одного из последовательных резисторов;

7 RH — внутреннее сопротивление измерителя;

А — множитель, на который следует умножить показание прибора.

Rн = R„(R-1), (13.1) Рис. 13.15. Схемы вольтметра (а) и амперметра (б). Таким образом, если в вольтметре с максимальным пределом измерения 5 В используется измеритель от 0 до 1 мА с внутренним сопротивлением Rи=50 Ом, то вначале нужно определить падение напряжения на внутреннем сопротивлении измерителя. При токе I=1 мА E = IRи =0,001 -50 = 0,05 (В). Эта величина меньше 5 В в 5/0,05=100 раз. Следовательно, из уравнения (13.1) получим Rп = 50.(100 — 1) = 50*99 = 4950 Ом. Измерительный прибо(р с максимальным током 50 мкА обладает в измерительных схемах более высокой чувствительностью по сравнению с измерителем, максимальный ток которого равен 1 мА. Чувствительность вольтметра (Ом/В) показывает величину множителя, на который нужно умножить сопротивление резистора, чтобы увеличить шкалу измерителя на 1 В. Измеритель чувствительностью 20 000 Ом/В оказывает меньший нагрузочный эффект на схему, в которой производится измерение, по сравнению с измерителем чувствительностью 1000 Ом/В. Схема амперметра, в которой также используется переключатель для выбора различных диапазонов измерения, показана на рис. 13.15,6. Диапазоны измерения от миллиампер до ампер можно получить путем использования соответствующих шунтирующих резисторов. Через шунтирующий резистор протекает избыточный ток, и таким образом предотвращается протекание через измеритель больших токов, превышающих максимально-допустимую величину, соответствующую полному отклонению стрелки прибора. Сопротивление шунтирующего резистора, обеспечивающего определенный диапазон измерения тока, можно найти из уравнения (13.2) где Rш — сопротивление шунтирующего резистора;

Rи — внутреннее сопротивление измерителя;

N — множитель, на который следует умножить показание прибора. Таким образом, если миллиамперметр имеет основной диапазон измерений от 0 до 3 мА и требуется расширить диапазон измерений до 9 мА, то N = 3. Если внутреннее сопротивление измерителя равно 28 Ом, то сопротивление шунтирующего резистора Рис. 13.16. Схемы комбинированного вольтметра и миллиамперметра (а) и омметра (б). Если вольтметр, амперметр « другие измерительные приборы объединяют вместе, то требуется применять специальный переключатель. Прибор такого типа, включающий в себя вольтметр и амперметр, изображен на рис. 13.16, а. Заметим, что при измерении напряжения резисторы подключаются последовательно с выводами прибора. При измерении тока используются два контакта переключателя, которые присоединяют шунтирующий резистор параллельно измерителю. Типичная схема омметра приведена на рис. 13.16,6. Для обеспечения более широких пределов измерения сопротивлений миллиамперметр, используемый в омметре, должен иметь более-высокую чувствительность. В приведенной схеме резистор R1 служит для ограничения тока, протекающего через измерительный прибор, в допустимых пределах. Переменный резистор R2 обеспечивает возможность регулировки нулевого положения стрелки прибора при изменении напряжения источника питания. Шкала в таких приборах калибруется таким образом, что нулевое положение соответствует полному отклонению стрелки вправо. Следовательно, при измерении сопротивлений их большему значению соответствует большее отклонение стрелки влево. При измерении больших сопротивлений через прибор протекает очень малый ток и стрелка отклоняется влево, где шкала фиксирует большие величины сопротивлений.

Глава 14 ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ 14.1. Особенности интегральных схем Интегральные схемы (ИС) представляют собой микроминиатюрные устройства из полупроводниковых элементов, таких, как транзисторы, резисторы и диоды. Используя специальную технологию, различные элементы соединяют между собой таким образом, чтобы они могли выполнять определенную функцию: усиление, генерирование сигналов или формирование импульсов. В интегральных схемах отдельные микроэлементы объединены в одной полупроводниковой монолитной пластине (chip). Когда монолитные пластины соединяют друг с другом для получения некоторой электронной схемы (усилителя звуковой частоты или схемы обработки цифровых сигналов), такие ИС называют составными. Интегральные схемы могут содержать сотни элементов весьма малой площади, размеры которых иногда ограничиваются лишь возможностью изготовления выводов. Часто интегральные пластины являются частью модуля, который содержит в своем составе ряд других элементов (катушки индуктивности, мощные транзисторы и т. п.), необходимых при создании таких устройств, как амплитудный детектор, звуковой усилитель, свип-генератор, выходные усилители разверток телевизионного приемника. Интегральные схемы также являются основой ручных калькуляторов, электронных систем слежения и других подобных устройств, объединяющих электронные и механические блоки. Для изготовления интегральных схем применяются различные технологические процессы, включающие травление необходимого рисунка схемы, тепловую обработку, изготовление маски, химическое травление, фотообработку. Кроме того, используются операции диффузии и вакуумного осаждения для соединения элементов в единую структуру. Часть ИС, показанная на рис. 14.1, а, содержит два резистора, конденсатор, транзистор и межэлементные соединения и является интегральной реализацией каскада усилительной схемы» приведенного на рис. 14.1,6. Изображение части ИС на рис. 14.1, а дает, конечно, весьма приближенное представление о реальной интегральной схеме.

Рис. 14.1. Интегральное представление (а) каскада усилителя (б).

14.2. Применение интегральных схем в модулях Типичная схема модуля, показанная на рис. 14.2, содержит УПЧ звука, детектор и выходной звуковой усилитель. На корпусе такого модуля обычно имеется специальный выступ для установки его на шасси, на котором имеется соответствующий выступу вырез. Схема, изображенная на рис. 14.2, может быть схемой модуля обработки звуковых сигналов ЧМрадиоприемника или модуля ЧМ звукового сопровождения в телевизионном приемнике. Первая интегральная схема HCi содержит несколько каскадов УПЧ, и сигнал с ее выхода подается на входной трансформатор ЧМдетектора. Перемещением сердечника обеспечивается возможность подстройки частоты в процессе регулировки. Далее сигнал подается на схему ИС2, содержащую частотный детектор и один или два каскада звукового усиления, которые позволяют получить амплитуду сигнала, необходимую для подачи на динамик. Как показано на рис. 14.2, для обеспечения работы ИС используются внешние резисторы и конденсаторы. В тех случаях, когда в модуле применяется один резистор для подачи напряжения питания на несколько интегральных схем, номинальная мощность этого резистора должна быть больше, чем в случае одной ИС. Таким образом, иногда оказывается более целесообразно применять в схемах внешние элементы. Так, используют навесные катушки индуктивности, поскольку пока нет возможности изготовлять их методами интегральной технологии. Для изготовления емкостей в интегральных схемах приходится применять дополнительные технологические процессы. Поэтому часто более удобным оказывается их замещение навесными конденсаторами. Внешние катушки индуктивности приходится использовать всегда, когда требуется осуществлять настройку ча стоты.

Рис. 14.2. Схема модуля с интегральными схемами. Типичная схема выводов ИС, включающей два звуковых усилителя для стереофонического устройства, показана на рис. 14.3. Выступы на корпусе ИС располагаются с той стороны, которая обращена к панели для включения ИС (или к печатной плате в случае присоединения методом пайки). Выемка, изображенная на рисунке сверху, служит началом нумерации выводов. Такая интегральная схема имеет размеры 6,5х6,5хl,5 мм и выходную мощность порядка нескольких ватт на один канал и содержит в себе все необходимые каскады для обработки входных сигналов.

Рис. 14.3. Схема выводов ИС.

14.3. Многоэмиттерные транзисторы в схемах ТТЛ-типа В интегральных логических схемах часто используются мно-гоэмиттерные транзисторы (МЭТ) (рис. 14.4, а). Такие транзисторы удобно применять для многовходовых логических вентилей, так как это упрощает процесс изготовления интегральных схем. Применение многоэмиттерного транзистора в схеме логического вентиля показано на рис. 14.4,6. Здесь три эмиттера транзистора Т1 n — р — n-типа являются входными зажимами схемы. Транзистор Т2 инвертирует сигнал, поэтому оба транзистора T1 и Т2 формируют логику отрицания. Эта схема представляет транзисторно-транзисторный логический (ТТЛ) вентиль типа И-НЕ (см. гл. 8). Оба транзистора — в схеме n — р — n-типа, поэтому при работе в нормальном (неинверсном) режиме прямое смещение на базе имеет положительную полярность относительно эмиттера. На базу МЭТ через резистор R1 подается положительный потенциал (несколько вольт). При подаче хотя бы на один из входов МЭТ отрицательного или даже небольшого положительного потенциала (не более — 0,5 В) эмиттерный ток МЭТ почти равен току базы МЭТ, а ток базы транзистора Т2 практически равен нулю, и транзистор Т2 заперт. Если же на все входы МЭТ будут поданы положительные потенциалы выше 1 — 2 В, то токи эмиттеров МЭТ становятся практически равными нулю, а ток базы МЭТ оказывается равным току базы транзистора Т2.

Рис. 14.4 Многоэмиттерный транзистор fa) и логическая схема ТТЛ-типа на его основе (б). В этом случае транзистор T2 открыт и находится в состоянии насыщения. Выходной каскад на транзисторе Т2 работает как инвертор, а МЭТ выполняет функции логической схемы И. Применение многоэмиттерных транзисторов и логических устройств ТТЛ-типа позволяет минимизировать число элементов, составляющих интегральную схему. Использование непосредственной связи между транзисторами исключает применение переходного конденсатора, способствует повышению быстродействия и помехоустойчивости логической схемы этого типа, выполняющей логическую функцию И-НЕ. Иногда применяют многоэмиттерные транзисторы с четырьмя-пятью входами, но большее число эмиттеров приводит к снижению помехоустойчивости схемы.

14.4. Интегральные схемы с дополняющими МОП-транзисторами Схемы с дополняющими МОП-транзисторами представляют собой специальный тип интегральных схем и были впервые разработаны фирмой RCA. Термин «МОП» означает, что транзистор имеет структуру металл — окисел — полупроводник. Как показано на рис. 14.5, а, схема состоит из двух дополняющих полевых транзисторов МОП-типа с р- и я-каналами. Схемы указанного типа имеют ряд преимуществ в отношении технологии их изготовления и могут использоваться как в цифровых, так и в линейных аналоговых системах.

Рис. 14.5. Интегральные схемы с дополняющими МОП-транзисторами. При отсутствии входных сигналов схемы МОП-типа с дополняющими транзисторами, по существу, не потребляют никакой мощности. Логические системы из таких схем, содержащие около 100 вентилей, потребляют мощность менее 0,1 мВт. Как показано на рис. 14.5, полевые транзисторы МОП-типа с р- и n каналами соединены параллельно и, таким образом, имеют характеристики противоположной полярности. Следовательно, если транзистор с р-каналом открыт, то транзистор с я-каналом находится в закрытом состоянии. По этой причине рабочий ток в схеме весьма мал, а к. п. д. схемы очень высок. При работе в цифровых системах, где используются импульсные сигналы малой длительности, транзисторы работают поочередно, обеспечивая также очень незначительное потребление мощности. При увеличении скорости переключения средняя мощность вентиля возрастает, хотя, если скорость переключения не превышает 10 кГц, значение рассеиваемой мощности составляет не более 1 мкВт на вентиль. С повышением частоты сигнала увеличивается частота повторения импульсов тока, и поэтому несколько возрастает потребляемая мощность. Благодаря особенностям передаточной характеристики схемы МОП-типа с дополняющими транзисторами имеют высокую помехоустойчивость. Различные фирмы выпускают интегральные цифровые схемы такого типа, которые могут хорошо работать на частотах до нескольких мегагерц. Таким образом, МОП-схемы с дополняющими транзисторами могут с успехом применяться не только в вычислительных устройствах, но также в системах связи и измерительной аппаратуре. Как показано на рис. 14.5,6, в схему может быть введен дополнительный резистор Rь обеспечивающий линейный режим работы. Этот резистор включают между входным и выходным зажимами, так что он является цепью обратной связи, которая автоматически корректирует дрейф, появляющийся на выходе схемы. Так как при нормальной работе вентиля через него протекает ток незначительной величины, то падение напряжения на резисторе R1 практически отсутствует. Это позволяет применять высокоомный резистор R1 величиной в несколько десятков мегом, что обеспечивает эффективное разделение сигналов на входе и выходе. Схема, изображенная на рис. 14.5,6, может использоваться для построения генератора или усилителя. В схеме генератора с кварцевой стабилизацией частоты кварцевую пластину включают параллельно резистору R1. Кварц ведет себя как резонансный контур в цепи обратной связи на частоте сигнала, обеспечивая высокую стабильность частоты колебаний (см. рис. 4.5).

14.5. Логические схемы инжекционного типа Термин «интегральные логические схемы инжекционного типа» (схемы инжекционной логики — PL) относится к интегральным схемам, достоинства которых особенно очевидны в биполярных схемах с большим уровнем интеграции (БИС). Логические схемы инжекционного типа потребляют очень незначительную мощность, просты, так как содержат минимальное количество схемных элементов, и обладают высокой эффективностью. Так, например, на одной полупроводниковой пластине можно изготовить систему, содержащую до 3000 вентилей, или систему памяти объемом 10000 двоичных разрядов. Важной характеристикой инжекционных схем является универсальность их применения в электронных схемах. Они могут применяться в производстве недорогих электронных часов, в которых потребление мощности не превышает нескольких микроватт. Несмотря на очень малое потребление энергии, такие схемы обеспечивают достаточно большую амплитуду сигнала и тем самым делают возможной работу цифрового устройства отображения на светодиодах. Схемы инжекционного типа могут также использоваться в цифровых вольтметрах, цифровых блоках настройки, в линейных схемах радио- и телевизионных приемников. Но главное применение инжекционных схем — логические матрицы, устройства считывания информации из постоянных запоминающих устройств, а также системы обработки логических сигналов в калькуляторах. Инжекционные схемы, включающие два дополняющих транзистора, выполняют роль вентиля (рис. 14.6, а). Многоколлекторный транзистор n — р — n-типа применяется в качестве инвертора, а транзистор р — n — ртипа служит либо в качестве нагрузки, либо является источником тока. На входе и выходе схемы не используется ни одного резистора.

Рис. 14.6. Логические схемы инжекционного типа. Типичная схема инжекционного типа показана на рис. 14.6,a. Здесь в виде двух пересекающихся окружностей изображен источник тока, который присоединен к многоколлекторному транзистору n — р — n типа (см. также рис. 2.3). Источник тока может быть транзистором р — n — р-типа, как показано на рис. 14.6,6. В такой схеме первый транзистор р — n — р-типа является вентилем, который инжектирует неосновные носители в базу второго транзистора n — р — n-типа, являющегося инвертором. Второй транзистор можно.рассматривать как нагрузку, следовательно, отпадает необходимость в применении обычных резисторов (см. разд. 14.3). Схемы инжекционного типа работают очень устойчиво при различных видах сигналов, а потребляемая мощность не увеличивается с возрастанием частоты. Кроме того, такие схемы обладают высокой помехоустойчивостью при действии шумов и нежелательных сигналов.

Рис. 14.7. Схема вентиля ИЛИ-НЕ инжекционного типа.

14.6. Схема вентиля ИЛИ-НЕ инжекционного типа На рис. 14.7 изображена схема логического двухвходового вентиля ИЛИ-НЕ. Схема имеет два выхода, один из которых является выходом с отрицанием (ИЛИ-НЕ), а второй выход — неинвертированный (ИЛИ). В таком вентиле использованы три схемы инжекционного типа, а источники постоянного тока образованы инжекционными транзисторами, являющимися неотъемлемой частью интегральной схемы. Коллекторы каждой из входных инжекционных схем соединены между собой перекрестно, т. е. верхний коллектор схемы А соединен с нижним коллектором схемы В и наоборот. Выход схемы А подан на базу дополнительной инжекционной схемы, которая является инвертором. Благодаря этому при подаче сигнала на вход А на выходе этой схемы он инвертируется;

вторая схема инвертирует сигнал вторично и возвращает его в исходное состояние. Когда же сигнал подается на вход В, то он инвертируется только один раз, и поэтому полярность сигнала на выходе окажется противоположной сигналу на входе.

Рис. 14.8. Схема фиксации с диодами Шоттки. При подаче сигнала на вход А он появляется на выходе после второго инвертора в неинвертированном виде. Однако с первой инжекционной схемы этот же сигнал подается и на выход нижней схемы, а так как здесь он не подвергается повторной операции инвертирования, на нижнем выходе вентиля сигнал появляется в инвертированном виде (А). Аналогичным образом при подаче импульса на вход В на нижнем коллекторе схемы и на выходе он появится в инвертированном виде (В). Выходной сигнал с верхнего коллектора нижней схемы подается одновременно на верхнюю схему и выходной инвертор. Следовательно, на верхнем выходе этот сигнал появится в неинвертированном виде. Таким образом, выходные сигналы в такой схеме появляются в случае подачи сигнала ИЛИ на вход Л, ИЛИ на вход В, ИЛИ на оба входа вместе, а выходной сигнал получается как в инвертированном, так и в неинвертированном виде. Путем добавления других схем, аналогичных показанной на рис. 14.7, можно получить схему с большим числом входов и выходов.

14.7. Схема фиксации с диодами Шоттки Для улучшения характеристик логических схем в интегральной технике широко применяются специальные приборы, называемые диодами Шоттки. Эти диоды выполняют функции переключения с значительно более высокой скоростью, чем обычные диоды. Кроме того, благодаря небольшому падению напряжения на диодах Шоттки потери мощности в таких диодах минимальны. Условное изображение диодов Шоттки (рис. 14.8) отличается от принятого для обычных диодов. В схеме на рис. 14.8 диоды Шоттки используются для фиксации выходных сигналов вентилей инжекционного типа. Эти диоды ограничивают амплитуду сигналов, подаваемых на вход логических схем, и уменьшают время переключения, которое имело бы место при чрезмерно большой амплитуде сигналов. Применение фиксирующих диодов Шоттки позволяет увеличить скорость переключения инжекционного вентиля примерно в 5 — 6 раз. Приведенная на рисунке схема применяется в вентилях инжекционного типа фирмы IBM для уменьшения амплитуд сигналов, превышающих 500 мВ, до уровня 150 — 300 мВ.

Глава 15 ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ СХЕМЫ ПЕРЕДАЮЩИХ И ПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ 15.1. Передатчик АМ-сигналов Рис. 15.1. Блок-схема передатчика с A.M. Схема передающего устройства, показанная на рис. 15.1, применяется для генерирования АМ-сигналов, которые передаются в широковещательных радиосистемах. (Соответствующий приемник АМ-сигналов рассмотрен в разд. 15.5). Как показано на рис. 15.1, высокочастотный генератор с кварцевой стабилизацией генерирует колебания несущей частоты. С выхода генератора колебания подаются на стандартный буферный усилитель класса С или умножитель частоты, после чего амплитуда и частота сигнала принимают такие значения, которые требуются для управления высокочастотным усилителем мощности. Сигналы с микрофона, звукоснимателя или магнитофона подаются на предварительный усилитель. Далее для повышения амплитуды сигнала применяются звуковой усилитель и выходной усилитель мощности, с выхода которого сигнал используется для модуляции несущей (более подробно см. гл. 6). Если сигнал с модулирующего усилителя класса С подается непосредственно в антенну, как показано на рисунке, то такую схему называют схемой модуляции на высоком уровне мощности (модуляция осуществляется при наибольшей мощности несущей). Если же после модулятора используется линейный усилитель класса В (показан штриховой линией), выход которого присоединяется к антенне, тогда имеет место схема модуляции на низком уровне мощности (модуляция производится при наименьшей мощности несущей). В результате амплитудной модуляции для каждого сигнала звуковой частоты образуются сигналы верхней и нижней боковых частот. Таким образом, если несущая частота 100 кГц модулируется сигналом частотой 1000 Гц, то образуются сигналы с частотами 101 и 99 кГц. Это сигналы боковых полос, и вместе с несущей они образуют сложный радиосигнал, амплитуда высокочастотных колебаний которого изменяется с частотой модулирующего звукового сигнала. Так как боковые составляющие отстоят от несущей на частоту модулирующего сигнала, то при большей частоте модулирующего сигнала боковые составляющие будут дальше отстоять от несущей частоты, и, следовательно, для передачи и приема будет требоваться более широкая полоса частот.

15.2. Одноканальный передатчик с ЧМ Существует несколько методов получения ЧМ-сигналов, Блок-схема передатчика с непосредственной частотной модуляцией приведена на рис. 15.2. Неотъемлемой частью такой схемы является реактансная схема. Для получения сигнала, модулированного по частоте, требуется изменять частоту несущей со скоростью, зависящей от частоты модулирующего сигнала. Таким образом, если частота модулирующего сигнала равна 100 Гц, частота несущей после модуляции будет отклоняться от средней частоты в обе стороны 100 раз в секунду. Аналогично, если частота модулирующего сигнала равна 2 кГц, то частота модулированного сигнала будет изменяться 2000 раз в секунду. Величина же отклонения частоты от ее среднего значения опре-дечяется амплитудой модулирующего сигнала. При увеличении амплитуды модулирующего сигнала отклонение частоты несущей от среднего значения возрастает. Поскольку частота несущей непрерывно изменяется в процессе частотной модуляции, генератор несущей должен позволять осуществлять перестройку частоты. Для того чтобы частота несущей была стабильной, применяется кварцованный автогенератор. Кроме того, для той же цели используется схема автоматической подстройки частоты.

Рис. 15.2. Блок-схема передатчика с непосредственной ЧМ. Генератор с регулируемой частотой в схеме на рис. 15.2 имеет частоту, равную ~ 1/18 частоты несущей. Таким образом, если частота несущей равна 90 МГц, то частота генератора составит 5 МГц. Максимальное отклонение (девиация) частоты поддерживается в пределах 4,2 кГц с тем, чтобы обеспечить линейную частотную модуляцию. Если, например, отклонение частоты генератора равно 4 кГц, то отклонение частоты на выходе составит 72 кГц, так как за счет умножения отклонение частоты также увеличивается в 18 раз. В данной схеме кварцованный автогензратор вырабатывает колебания частотой 2,8 МГц. Затем эта частота удваивается до 5,6 МГц и подается на смеситель, на который также поступают сигналы частотой 5 МГц от генератора с регулируемой частотой. На выходе смесителя образуется сигнал разностной частоты 600 кГц, который поступает на схему автоматической подстройки частоты (АПЧ). При работе схемы в ней поддерживается устойчивое состояние. Если частота генератора отклоняется от значения 5 МГц, то сигнал разностной частоты на выходе смесителя не будет совпадать с резонансной частотой, на которую настроена схема АПЧ. В результате на выходе схемы АПЧ появится напряжение, которое будет действовать как управляющий сигнал, корректирующий уход частоты генератора (см. также разд. 4.6). Как показано на рисунке, управляющий сигнал с выхода схемы АПЧ проходит через фильтр нижних частот и подается на реактансную схему. Последняя осуществляет коррекцию ухода частоты генератора с регулируемой частотой (см. гл. 12). Фильтр нижних частот используется для того, чтобы модулирующие колебания, которые содержатся в сигнале 0,6 МГц, не попадали на реактансную схему. Этот фильтр обычно пропускает сигналы частотой не более 10 Гц. Благодаря исключению сигналов звуковой частоты они не будут оказывать влияния на функцию управления. Если же звуковые составляющие не будут отфильтрованы, то они приведут к появлению реактивности, противоположной по знаку той, которая возникает под действием сигналов, подаваемых с модулирующей схемы. В результате частотная модуляция несущей может свестись к нулю. Так как уход частоты генератора с регулируемой частотой происходит с очень небольшой скоростью, то изменение напряжения на выходе схемы АПЧ происходит с частотой значительно ниже 10 Гц, т. е. в пределах полосы фильтра нижних частот. Другой метод получения ЧМ-сигналов представлен на рис. 15.3. Вначале осуществляется амплитудная модуляция, которая затем преобразуется в частотную путем смещения боковых составляющих на 90° и воссоединения боковых составляющих и несущей. Здесь используется маломощная частотная модуляция, поэтому образуются только две боковые составляющие достаточной амплитуды. Путем сдвига фазы боковых составляющих получается фазовая модуляция, которая может быть преобразована в частотную при помощи схемы коррекции. В схеме на рис. 15.3 используется кварцованный автогенератор, сигналы которого после умножения частоты образуют несущую. Звуковые сигналы с усилительного выходного каскада подаются на балансный модулятор, на который поступают также сигналы с кварцованного автогенератора. В балансном модуляторе осуществляется амплитудная модуляция несущей звуковыми сигналами. Две боковые составляющие АМ-сигнала подаются на квадратурную фазосдвигающую схему. Две боковые полосы затем объединяются с несущей, которая подается от кварцованного автогенератора через буферный усилитель. Таким образом, осуществляется косвенная частотная модуляция. В последующих каскадах происходит умножение частоты до требуемого значения. В балансном модуляторе несущая подавляется, так что на его выходе получаются только сигналы боковых составляющих (см. гл. 6).

Рис. 15.3. Блок-схема передатчика с косвенной ЧМ. При фазовой модуляции девиация несущей является функцией частоты звукового модулирующего сигнала, умноженной на максимально допустимый сдвиг фазы. Следовательно, более высокой частоте звукового сигнала будет соответствовать большая величина девиации несущей в отличие от частотной модуляции, где девиация зависит только от амплитуды звукового сигнала. Для уравнивания девиации с тем, чтобы она соответствовала значению, которое имеет место при ЧМ, вводится корректирующая цепь, показанная на рис. 15.3. Эта цепь состоит из последовательного резистора и параллельного конденсатора. Сопротивление pesncTqpa выбирается таким образом, чтобы оно было значительно больше реактивного сопротивления конденсатора во всем диапазоне звуковых частот. Поэтому осуществляется компенсация характеристик, полученных во время фазовой модуляции сигналов, и на выходе сигнал приобретает свойства ЧМ-сигнала. Выходной сигнал с корректирующей цепи снимается с конденсатора, поэтому амплитуда сигналов изменяется в зависимости от частоты. На низких частотах конденсатор имеет большое реактивное сопротивление и оказывает слабое шунтирующее действие В этом случае амплитуда сигнала, по существу, полностью передается на следующий каскад. Однако на более высоких частотах реактивное сопротивление конденсатора уменьшается так что он оказывает более сильное шунтирующее влияние Поэтому при возрастании частоты амплитуда сигналов поступающих с корректирующей схемы на выходной уси-титель уменьшается. Эта операция, обратная процессу фазовой модуляции, приводит к компенсации последней. В результате осуществляется процесс, эквивалентный стандартной частотной МОДУЛЯЦИИ, при которой одинаковым амплитудам звуковых сигналов соответствуют одинаковые отклонения частоты несущей независимо от частоты.

15.3. Многоканальный передатчик с ЧМ Как было показано ранее в разд. 6.4, в радиовещательных ЧМ-системах 100%-ная модуляция определяется как девиация частоты по 75 кГц в обе стороны от несущей. В ЧМ стерео- или других многоканальных системах передача должна осуществляться таким образом, чтобы спектр частот оставался в заданных пределах определяемых указанной 100%-ной модуляцией. Таким образом, в процессе стереопередачи различные модулирующие сигналы не должны приводить к превышению пределов определяемых 100%-ной модуляцией. В системах высокого качества модулирующие звуковые сигналы обычно находятся в диапазоне частот 30 Гц- 15 кГц. Могут быть использованы и более высокие модулирующие частоты но при условии, что их амплитуда не будет слишком велика и полоса частот не превысит заданных пределов. При более высокой частоте модулирующих сигналов скорость девиации несущей возрастает. Таким образом, применение более высокочастотных модулирующих сигналов позволяет реализовать удобный метод формирования сигналов в многоканальных (стерео-) системах.

Рис. 15.4. Стереопередатчик с ЧМ. Пои передаче стереосигналов должна обеспечиваться совместимость т. е. возможность приема как стерео-, так и обычным одноканальным приемником. Для обеспечения совместимости стереостанции ведут передачу моносигнала, получаемого сложением двух сигналов от разных источников. При этом звуковые сигналы с левого и правого микрофонов подаются на модулирующую схему основного ЧМ-передатчика, который является основным каналом. Такой способ иллюстрируется на рис. 15.4, ?де сигналы левого (Л), и правого (П) каналов подаются на моносмеситель. Эти сигналы затем поступают на модулятор генератор несущей и другие схемы, составляющие основной ЧМ-передатчик. Для передачи стереосигналов требуются дополнительные схемы, которые образуют отдельно левый и правый каналы. С этой целью формируется разностный сигнал путем вычитания правого сигнала из левого (правый и левый сигналы подаются на смеситель со сдвигом фаз 180°). Разностный сигнал используется для модуляции дополнительной несущей (называемой поднесущей) по амплитуде (AM), в результате чего образуются боковые составляющие. Эти боковые составляющие отдельно модулируют несущую по частоте. Поднесущая частота подавляется, и поэтому при приеме стереосигналов она должна восстанавливаться в приемнике (см. разд. 15.7). Частота поднесущей равна 38 кГц (генератор вырабатывает частоту 19 кГц, которая затем удваивается для получения требуемой частоты 38 кГц). Сигнал частотой 19 кГц также передается (путем модуляции несущей) для синхронизации стерео-детектора в приемнике. При этом сигнал частотой 19 кГц, называемый пилотсигналом, осуществляет неглубокую модуляцию несущей (приблизительно 10%). Этого оказывается достаточно для удвоения этой частоты с целью восстановления поднесущей 38 кГц в приемнике. В приемнике поднесущая демодулируется вместе с боковыми составляющими стереосигнала (см. рис. 9.6). Боковые составляющие, которые получаются в результате модуляции поднесущей частотой 38 кГц разностным сигналом, не совпадают с модулирующими моносигналами;

боковые составляющие располагаются в диапазоне частот 23 — 53 кГц. Как и в случае моносигнала, диапазон частот звуковых стереосигналов находится в пределах 30 Гц — 15 кГц. Таким образом, многоканальный модулирующий сигнал при ЧМстереопередаче состоит из моносигнала (Л + П), частота которого лежит в звуковом диапазоне 30 Гц — 15 кГц, пилот-сигнала (поднесущей) частотой 19 кГц и (Л — П)-сигнала (23 — 53 кГц) с подавленной при передаче несущей частотой 38 кГц. При передаче музыкальных записей производится также модуляция основной несущей сигналами по двум каналам при помощи вспомогательного генератора, как показано на рисунке штриховыми линиями. Метод совмещения каналов (subsidiary communications authorization — SCA) позволяет в передающей станции использовать дополнительные каналы, кроме канала обычного радиовещания. ЧМ-канал используется для радиовещания, а совмещенный (SCA) канал — только для передачи сигналов со звукоснимателя, например для звукового сопровождения и других вспомогательных целей. Как показано на рис. 15.4, вспомогательный генератор является по существу миниатюрным ЧМ-пе-редатчиком (по сравнению с основным передатчиком) с частотой поднесущей 67 кГц.

15.4. Телевизионный передатчик В телевидении изображение передается по способу амплитудной модуляции несущей, как и при обычной АМ-радиопере-даче. Для передачи сигналов звукового сопровождения используется частотная модуляция. Разность между частотами несущей изображения и несущей звука составляет 4,5 МГц (см. рис. 5.14, а). При передаче черно-белого изображения требуется передавать и сигналы для синхронизации кадровой и строчной разверток. Однако в цветном телевидении при модуляции несущей используются, кроме того, сигналы цветности и дополнительные синхронизирующие сигналы. В черно-белом телевизионном приемнике задающий генератор вырабатывает колебания основной частоты, из которых получают сигналы для схем развертки. Частота колебаний задающего генератора равна 31,5 кГц. Для получения частоты строчной (развертки 15750 Гц она делится на два, а для получения частоты кадровой развертки 60 Гц ее делят на 7, 5, 5 и 3. В случае передачи цветного изображения эти частоты несколько отличаются из-за особенностей ширины спектра и синхронизации. При цветной передаче требуется генерировать под-несущую и осуществлять ее модуляцию для получения боковых составляющих сигналов цветности, а затем несущую требуется подавить ввиду того, что отведенная для передачи полоса частот ограничена. Поэтому в приемнике несущую следует восстановить и смешать с боковыми составляющими для последующей демодуляции цветоразностных сигналов. Таким образом, частота строчной развертки в цветном телевизионном приемнике равна 15734,264 Гц, а частота поднесу-щей при этом составляет 3,579545 МГц (3,58 МГц). Частота кадровой развертки в цветном телевизионном приемнике равна 59,94 Гц. Так как частоты строчной и кадровой разверток в цветном приемнике близки к соответствующим частотам в черно-белом приемнике, то при нормальных условиях работы не возникает никаких проблем при переходе от приема черно-белого изображения к цветному. Основные блоки передающего устройства цветного телевидения показаны на рис. 15.5. Передающая камера цветного телевидения со специальной передающей трубкой и линзовой системой воспринимает три основных цвета изображения. Исходя из принципа аддитивности цвета, такими цветами являются красный (R), синий (В) и зеленый (G). Как следует из схемы, приведенной на рис. 15.5, схемы усиления и развертки формируют на выходе три составляющих (сигналы красного, зеленого и синего) передаваемого изображения. Сигналы R, G и В далее подаются на три матричные схемы, две из которых содержат фазоинверторы. Выходные сигналы матриц обозначены У, 7 и Q. Сигнал У, как было отмечено выше, называют яркостным сигналом. Он получается сложением трех сигналов основных цветов — красного, зеленого и синего — в соотношении 0,3:0,59:0,11. Соблюдение такого соотношения необходимо для компенсации неодинаковой чувствительности глаза человека к различным цветам.

Рис. 15.5. Блок-схема цветного телевизионного передатчика. Два основных цветоразностных сигнала состоят из I-сигнала (в фазе) и Q-сигнала (квадратурного). Сигнал I содержит 0,6 сигнала красного, 0,28 сигнала зеленого и 032 сигнала синего. Соотношение этих составляющих для сигнала Q следующее: R : G : B = 0,21 : 0,52 : 0,13. Сигналы I и Q подаются на балансные модуляторы, где они модулируют две поднесущие частотой 3,58 МГц, сдвинутые по фазе на 90°, причем сигнал I опережает сигнал Q. В балансных модуляторах поднесущая и сигналы I и Q подавляются, а на выход проходят только боковые колебания поднесущей. Сигнал У через фильтр поступает на сумматор, куда подаются также выходные сигналы с балансных модуляторов. Формирователь сигналов цветовой синхронизации, на который поступают сигналы от генератора частотой 3,58 МГц, вырабатывает 9-периодный сигнал частотой 3,58 МГц, который передается на заднем уступе строчного гасящего импульса и служит для синхронизации генератора поднесущей в приемнике (см. разд. 4.6). Все сигналы, включая синхронизирующие сигналы и гасящие импульсы строк и полей, складываются в сумматоре. Сформированный таким образом полный телевизионный сигнал подается на усилитель-модулятор, где при необходимости он усиливается, и затем поступает на оконечный модуляционный каскад, работающий в режиме усиления класса С. Как и в других передатчиках с AM, здесь используется генератор с кварцевой стабилизацией. Сигналы с этого генератора умножаются по частоте, усиливаются и подаются на усилитель класса С. Для передачи сигналов звукового сопровождения используется отдельный передатчик с ЧМ. Таким образом, в телевизионном передающем устройстве используются два передатчика: один с амплитудной, а другой с частотной модуляцией.

15.5. Приемник АМ-сигналов Блок-схема приемника АМ-сигналов изображена на рис. 15.6. Здесь представлена супергетеродинная схема приема, которая положена в основу большинства приемников, используемых в системах связи. Сигнал с выхода антенны через ВЧ-усилитель (см. рис. 3.4) поступает на преобразователь частоты, включающий в себя гетеродин и смеситель. В приемниках с низкой чувствительностью высокочастотного усилителя может и не быть;

тогда сигнал с выхода антенны подается непосредственно на преобразователь, как показано на рисунке штриховой линией (см. также рис. 4.2). Гетеродин преобразователя вырабатывает колебания требуемой частоты, которые, смешиваясь в смесителе с принимаемыми колебаниями модулированной несущей, образуют на выходе смесителя колебания промежуточной (разностной) частоты. Значение промежуточной частоты 455 кГц является стандартным для радиовещательных приемников [Промежуточная частота приемников, используемых в различных областях радиоэлектроники, изменяется в очень широких пределах. — Прим. Ред].

Рис. 15.6. Блок-схема супергетеродинного приемника. Со смесителя сигнал подается на усилитель промежуточной частоты для дополнительного усиления и фильтрации мешающих сигналов, которые появляются в процессе гетеродинирова-ния. После усиления сигнал промежуточной частоты демодули-руется в детекторе, и выделяется звуковой сигнал. Так как звуковые сигналы на выходе детектора довольно слабые, их усиливают в обычном звуковом усилителе до уровня, необходимого для их дальнейшего воспроизведения в громкоговорителе. Независимо от частоты принимаемых сигналов промежуточная частота приемника сохраняет определенное значение. Для этого настроечные конденсаторы высокочастотного усилителя, смесителя и гетеродина связывают между собой, так что в процессе настройки их роторы вращаются одновременно. Параллельно каждому из основных конденсаторов настройки включают подстроечный конденсатор небольшой емкости для обеспечения точной настройки во всем диапазоне работы приемника (см. рис. 4.2). Таким образом, независимо от частоты принимаемого сигнала гетеродин обеспечивает получение сигнала промежуточной (строго фиксированной) частоты;

обычно частота гетеродина выше несущей частоты сигнала. Следовательно, если станция ведет передачу на частоте несущей 1000 кГц, то для получения разностной частоты 455 кГц частота колебаний гетеродина должна быть равна 1455 кГц.

15.6. Одноканальный приемник ЧМ-сигналов Блок-схема одноканального приемника ЧМ-сигналов изображена на рис. 15.7. Эта схема аналогична схеме приемника АМ-сигналов (рис. 15.6), за исключением того, что здесь используется частотный, а не амплитудный детектор (см. гл. 7).

Рис. 15.7. Блок-схема одноканального приемника ЧМ-сигналов.

Хотя блок-схемы AM- и ЧМ-приемников схожи, тем не менее имеется существенное различие между их схемными реализациями, обусловленное тем, что ЧМ-приемники используются в диапазоне существенно более высоких частот. Так как радиовещательная полоса частот с частотной модуляцией лежит в пределах 88 — 108 МГц, входная часть смесителя и гетеродин должны строиться таким образом, чтобы минимизировать потери,, действующие на высоких частотах. Стандартное значение промежуточной частоты здесь равно 10,7 МГц, и так же, как и в приемнике АМ-сигналов, при перестройке приемника оно сохраняется неизменным. Как и в случае АМ-приемника, гетеродин вырабатывает колебания, частота которых на 10,7 МГц выше частоты принимаемого сигнала. При приеме сигналов различной частоты гетеродин отслеживает настройку ВЧ-усилителя и смесителя и обеспечивает получение фиксированного значения промежуточной частоты. Каскады УПЧ также должны проектироваться с учетом их работы на более высоких частотах и обеспечивать минимальные потери на этих частотах. В схеме применяется специальный детектор, чувствительный к изменениям частоты сигнала, описанный в гл. 7. После детектора вводится цепь частотной коррекции для компенсации частот сигнала, «подчеркнутых» передатчиком (см. разд. 6.8).

15.7. Многоканальный приемник ЧМ-сигналов Рис. 15.8. Блок-схема стереоприемника ЧМ-сигналов. Как было показано в разд. 15.3, многоканальная система позволяет передавать несколько сигналов одновременно. Такая необходимость возникает в ЧМ-стереовещашш для передачи дополнительных боковых составляющих, которые требуются при нескольких звуковых каналах. Для модуляции используется дополнительная несущая, называемая поднесущей, которая и позволяет получить необходимые боковые составляющие в спектре сигнала. После получения боковых полос поднесущая подавляется в передатчике с целью экономии полосы частот. Следовательно, в приемнике поднесущая должна быть восстановлена и вместе с боковыми составляющими подана на детектор. Частота поднесущей равна 38 кГц. Так как сигнал такой частоты должен воспроизводиться в приемнике с высокой точностью, то производится передача сигналов, используемых приемником для синхронизации. Таким синхронизирующим сигналом является пилот-сигнал, т. е. поднесущая частотой 19 кГц. В приемнике эта частота удваивается до требуемого значения 38 кГц, Блок-схема многоканального (стерео-) ЧМ-приемника показана на рис. 15.8. Заметим, что первый блок представляет собой одноканальный ЧМ-приемник, состоящий из блока настройки, УПЧ и детектора. Корректирующая цепь здесь исключена, так как она используется в последующих схемах. Напряжение на выходе детектора содержит все виды принятых сигналов. В случае, когда принимается стереосигнал, сигнал на выходе детектора содержит боковые составляющие левого (Л) и правого (П) сигналов, пилот-сигнал поднесущей и моносигнал;

перечисленные сигналы образуют составной (полный) ЧМ-сигнал. Как показано на рис. 15.8, для увеличения амплитуды полного сигнала до величины, необходимой для его последующей обработки, применяется специальный усилитель. Сигнал с выхода этого усилителя подается на резонансный усилитель, настроенный на частоту 19 кГц, и заградительный фильтр, настроенный на такую же частоту. С усилителя сигнал поступает на схему удвоения частоты до 38 кГц и далее подается на мостовой балансный демодулятор. Заградительный фильтр пропускает сигналы всех частот, кроме пилот-поднесу-щей частотой 19 кГц. Следовательно, на его выходе будут со держаться (Л + П) -сигналы в диапазоне 50 Гц — 15 кГц, боковые составляющие (Л — П) с полосой частот 23 — 53 кГц и сигнал частотой 67 кГц, предназначенный для приема сигналов только определенной станции. Такой дополнительный сигнал передается с целью музыкального сопровождения передачи или обеспечения служебной связи. Для приема этих специальных сигналов необходимо иметь декодирующее устройство. В обычных радиовещательных стереоприемниках дополнительные сигналы подавляются при помощи заградительного фильтра, настроенного на частоту 67 кГц. После этого остальные сигналы подаются на балансный мостовой демодулятор вместе с поднесущей частотой 38 кГц. В демодуляторе боковые составляющие смешиваются с под-несущей и производится их совместное детектирование. Корректирование сигналов левого и правого каналов осуществляется отдельно для каждого канала, а общий потенциометр между каналами позволяет регулировать баланс сигналов левого и правого каналов (см. разд. 9.9). Сигналы левого и правого каналов затем поступают на отдельные усилители и, наконец, на два отдельных громкоговорителя стереосистемы.

15.8. Телевизионный приемник Основные блоки цветного телевизионного приемника показаны на рис. 15.9. Блоки, изображенные на рисунке двойными линиями, необходимы для приема сигналов цветного изображения.

Рис. 15.9. Блок-схема цветного телевизионного приемника. В блоке настройки (переключателе телевизионных программ) имеются две секции: для приема в диапазоне метровых волн и в диапазоне дециметровых волн. Выходы с этих секций подаются на общий вход усилителя промежуточной частоты. В цветном телевизионном приемнике УПЧ должен иметь более широкую полосу частот для обеспечения хорошей цветопередачи изображения. Поэтому УПЧ должен пропускать сигналы сшириной спектра до 4,2 МГц. При такой широкой полосе вели-ка возможность возникновения помех, поэтому должны быть, предусмотрены меры по частичному снижению уровня звуковых сигналов. В результате на входе видеодетектора амплитуда несущей звука будет несколько меньше, а для ее детектирования используется отдельный детектор в звуковом канале (см. гл.7). Промежуточная частота в звуковом канале равна 4,5 МГц, так же как и в черно-белом телевизионном приемнике. Сигналы цветности с выхода видеоусилителей подаются на соответствующие детекторы через полосовые усилители, как показано на рис. 15.9. Сигнал яркости У, несущий информацию о яркости передаваемой сцены и обеспечивающий передачу черно-белого изображения, подается на катод трехпрожекторного цветного кинескопа. На внутренней поверхности переднего стекла колбы кинескопа нанесено множество триад люминофорных кружков с красным, синим и зеленым цветами свечения, на которые направлены электронные лучи соответствующих электронных прожекторов. Таким образом, при приеме черно-белого изображения в цветном приемнике должны светиться все три цветных люминофора, свечение которых, смешиваясь, дает черно-белое изображение. Три цветоразностных сигнала (исключая сигнал У) поступают каждый на отдельную управляющую сетку трехпрожекторного кинескопа. Усилитель импульсов цветовой синхронизации пропускает сигнал частотой 3,58 МГц (см. разд. 4.6) и обеспечивает синхронизацию генератора поднесущей частотой 3,58 МГц. Выходной сигнал этого генератора поступает на детекторы сигналов цветности, где боковые колебания поднесущей смешиваются с самой поднесущей и происходит детектирование цветоразностных сигналов. Синхронизирующие сигналы с видеоусилителя подаются на схемы строчной и кадровой разверток (см. гл. 2 и 4). Так же, как и в черно-белом телевизионном приемнике, импульсы с устройства строчной развертки после увеличения их амплитуды и выпрямления используются для получения высокого напряжения, подаваемого на второй анод кинескопа. Для стабилизации высокого напряжения часто применяется высоковольтный стабилизатор. Для фокусирующего электрода также вырабатывается дополнительное напряжение. (Такая схема была описана в гл. 2.) В системах строчной и кадровой разверток имеются схемы сведения лучей, которые служат для точной регулировки совмещения трех цветных изображений на экране кинескопа. Это позволяет создать такие условия, когда каждый луч направляется в определенную точку экрана, благодаря чему обеспечивается соответствующее воспроизведение цветов на экране кинескопа.

Оглавление Предисловие редактора перевода Предисловие Глава 1. Усилители звуковой частоты и видеоусилители 1.1. Усилители с общим эмиттером и общим истоком 1.2. Усилители с общей базой и общим затвором 1.3. Усилители с общим коллектором и общим стоком 1 4. Классификация усилителей 1.5. Типы связи между каскадами 1.6. Цепи развязки 1.7. Регуляторы тембра 1.8. Отрицательная обратная связь 1..9. Видеоусилители 1.10. Фазоинверторы 1.11. Двухтактные усилители Глава 2. Усилители специального назначения 2.1. Схема Дарлингтона 2.2. Операционные усилители 2.3. Дифференциальные усилители 2.4. Усилитель сигнала выключения канала цветности 2.5. Полосовой усилитель сигналов цветности 2.6,. Усилитель сигналов цветности 2.7. Схема стробирования цветовой вспышки 2.8. Магнитные усилители 2.9. Магнитный усилитель с самонасыщением 2.1Q. Двухтактный магнитный усилитель 2.11. Выходные усилители блоков кадровой и строчной разверток 2.12. Усилитель ЧМ-пилот-сигнала Глава 3. Усилители промежуточной и высокой частоты 3.1. Принципиальная схема УПЧ 3.2. Заграждающие фильтры входного каскада УПЧ 3.3. Каскады УПЧ на полевых транзисторах 3.4. ВЧ-усилитель 3.5. Линейный усилитель класса В 3.6. Однотактный усилитель класса С 3.7. Двухтактный усилитель класса С 3.8. Умножители частоты Глава 4. Генераторы 4.1. Генератор по схеме Армстронга 4.2. Генератор с регулируемой частотой 4.3. Генератор по схеме Хартли 4.4. Генератор по схеме Колпитса 4.5. Кварцованный генератор 4.6. Генератор поднесущей с ФАПЧ 4.7. Мультивибратор 4.8. Мультивибратор кадровой развертки 4.9. Блокинг-генератор 4.10. Блокинг-генератор кадровой развертки 4.11. Блокинг-генератор строчной развертки Глава 5. Фильтры и аттенюаторы (ослабители) 5.1. Общие положения 5.2. Фильтры нижних частот типа k 5.3. Фильтры нижних частот типа т 5.4. Фильтры верхних частот типа k Ь.5. Фильтры верхних частот типа т 5.6. Сбалансированные фильтры 5.7. Полосовые фильтры 5 8. Заграждающие фильтры 5.9. Аттенюаторы (ослабители) 5.10. Типы переменных аттенюаторов 5.11. Типы постоянных аттенюаторов 5.12. Г-образный постоянный аттенюатор 5.13. Т- и Н-образные аттенюаторы 5.14. П- и О-образные аттенюаторы 5.15. Мостовые Т- и Н-образные аттенюаторы 5.16. Фильтр частичного подавления одной боковой полосы Глава 6. Модуляционные устройства 6.1. Основные виды модуляции 6.2. Режим одпотактной AM 6.3. Режим двухтактной AM 6.4. Ширина полосы ЧМ 6.5. Коэффициенты частотной модуляции 6.6. Обеспечение стабильности частоты несущей при ЧМ 6.7. Балансный модулятор 6.8. Предварительная коррекция 6.9. Ввод импульсов синхронизации в состав телевизионного сигнала 6.10. Ввод кадровых синхроимпульсов 6.11. Схемы объединения сигналов Глава 7. Демодуляторы и схемы АРГ, АРУ и другие 7.1. Детектор АМ-сигналов 7.2. Регенеративный детектор 7.3. Фазовый детектор 7.4. Дискриминатор ЧМ-сигналов. 7.5. Детектор отношений ЧМ-сигналов 7.6. Схема ослабления звуковых сигналов более высоких частот 7.7. Видеодетектор 7.8. Автоматическая регулировка громкости 7.9. Основная схема АРУ 7.10. Ключевая схема АРУ 7.11. Автоматическая подстройка частоты 7.12. Автоматическая регулировка усиления сигналов цветности 7.13. Демодулятор цветоразностных сигналов В — Y и R — У Глава 8. Цифровые схемы 8.1. Общие положения. 8.2. Статический триггер 8.3. Схема ИЛИ 8.4. Схемы ИЛИ-НЕ, И, И-НЕ 8.5. Сложные логические схемы 8.6. Резисторно-транзисторные и диодно-транзисторные логические схемы 8 7. Логика с непосредственными связями 8.8. Схема ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 8.9. Представление двоичного числа в прямом и обратном кодах Глава 9. Мостовые схемы 9.1. Мостик Уитстона 9.2. L- и С-мостики Уитстона 9.3. Мост Овена 9.4. Мост Максвелла 9.5. Мост Вина 9.6. Резонансный мост 9.7. Мост Хея 9.8. Мост Шеринга 9.9. Детектор мостового типа 9.10. Мостовой выпрямитель 9.11. Мостовой фазовый детектор 9.12. Мостовой антенный переключатель Глава 10. Источники питания и схемы управления 10.1. Общие сведения об источниках питания 10.2. Однополупериодный выпрямитель 10.3. Двухполупериодный выпрямитель 10.4. Удвоитель напряжения 10.5. Утроитель напряжения 10.6. Высоковольтные схемы 10.7. Мостовой выпрямитель 10.8. Стабилизаторы напряжения 10.9. Прерыватели и преобразователи 10.10. Схемы с регулируемым напряжением 10.11. Схемы с тиристорами 10.12. Фазосдвигающая цепь 10.13. Схема с игнитроном 10.14. Двухполупериодная схема с игнитронами Глава 11. Цепи преобразования формы сигналов 11.1. Интегрирующая цепь 11.2. Дифференцирующая цепь 11.3. Интегрирующе-дифференцирующая цепь 11.4. Последовательный диодный ограничитель 11.5. Параллельный диодный ограничитель 11..6. Двусторонний ограничитель 11.7. Выравнивание амплитуд 11.8. Схемы фиксации уровня 11.9. Формирование пилообразных сигналов 11.10. Преобразование пилообразного напряжения в пилообразный ток Глава 12. Реактансные схемы 12.1. Основная схема с управляемым реактивным сопротивлением 12.2. Реактансная схема RC-типа 12.3. Реактансная схема RL-тuпa 12.4. Схема подстройки с двумя варакторами 12.5. Схема с одним варактором Глава 13. Специальные устройства и системы 13.1. Делитель частоты на блокинг-генераторе 13.2. Делитель частоты накопительного типа 13.3. Удвоитель частоты 13.4. Одностабильный мультивибратор 13.5. Триггер Шмитта 13.6. Селектор синхроимпульсов 13.7. Индикатор настройки............ 13.8. Система переключения рода работы магнитофона....

13.9. Схема гашения 13.10. Система переключения AM- и ЧМ-сигналов в стереоприемнике 13.11. Системы управления 13.12. Сельсины 13.13. Дифференциальные сельсины 13.14. Электромашинный усилитель — амплидин 13.15. Схемы с фотоэлементами 13.16. Основные измерительные схемы Глава 14. Интегральные схемы 14.1. Особенности интегральных схем 14.2. Применение интегральных схем в модулях 14.3. Многоэмиттерные транзисторы в схемах ТТЛ-типа 14.4. Интегральные схемы с дополняющими МОП-транзисторами 14.5. Логические схемы инжекционного типа 14.6. Схема вентиля ИЛИ-НЕ инжекционного типа 14.7. Схема фиксации с диодами Шоттки Глава 15. Функциональные схемы передающих и приемных устройств 15.1. Передатчик АМ-сигналов 15.2. Одноканальный передатчик с ЧМ 15.3. Многоканальный передатчик с ЧМ 15.4. Телевизионный передатчик 15.5. Приемник АМ-сигналов 15.6. Одноканальный приемник ЧМ-сигналов 15.7. Многоканальный приемник ЧМ-сигналов 15.8. Телевизионный приемник ББК 32.852 М98 УДК 621. Мэндл М.

М98 200 избранных схем электроники: Пер. с англ. 2-е изд., стереотип., — М.: Мир, 1985. — с. 350, ил.

В книге американского автора рассматриваются принципы построения широ кого набора схем, в том числе усилителей звуковых частот, видеоусилителей, избирательных и резонансных схем генераторов, модуляторов и демодуляторов, источников питания. Описывается также структура более сложных узлов: передающей аппаратуры радио и телевидения, радиоприемных устройств с AM и Ф.М, телевизионных приемников, главным образом цветного изображения. Прилагается достаточно полный словарь современных терминов по радиоэлектронике. Для широких кругов читателей, имеющих дело с импульсной техникой, техникой связи, автоматикой и телемеханикой.

2401000000-510 М--------------инф.письмо 041(01)-85 Редакция литературы по информатике и электронике © 1978 Prentice-Hall, Inc. © перевод на русский язык, «Мир», 1985, ББК 32.852 6Ф0. Матью Мэндл 200 ИЗБРАННЫХ СХЕМ ЭЛЕКТРОНИКИ Старший научный редактор Л. П. Якименко Младший научный редактор Е. П. Орлова Художник Т. С. Андреева Художественный редактор Н. М. Иванов Технический редактор И. М. Кренделева Корректоры Л. В. Байкова, Г. С. Заерко, Н. Н. Яковлева ИБ № Сдано в набор 16.05.85. Подписано к печати 29.10.85. Формат 60Х90 1/1б. Бумага типографская N 1. Гарнитура латинская. Печать высокая. Объем 11,00 бум. л. Усл. печ. л. 22,00. Уч.-изд. л. 21 93 Усл. кр.-отт. 22,00. Изд. № 6/4453. Тираж 30000 экз. Зак. 1137. Цена 1 р. 90 к. ИЗДАТЕЛЬСТВО «МИР» Москва, 1-й Рижский пер., 2. Московская типография № 11 Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли. Москва, 113105, Нагатинская ул., д. 1.

Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 ||



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.