WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 | 4 |

«Матью Мэндл 200 ИЗБРАННЫХ СХЕМ ЭЛЕКТРОНИКИ Редакция литературы по информатике и электронике © 1978 Prentice-Hall, Inc. © перевод на русский язык, «Мир», 1985, 1980 ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА Данное ...»

-- [ Страница 2 ] --

3.8. Умножители частоты Усилители радиочастоты класса С можно также использовать для удвоения или утроения частоты входного сигнала. В этом случае применяют обычную схему усилителя лишь с той разницей, что выходной колебательный контур настраивают на частоту, кратную частоте входного сигнала (рис. 3.8). Так, например, если частота входного сигнала 2 МГц, то входной контур должен быть настроен на эту же частоту. Для получения удвоенной частоты колебаний выходной колебательный контур L4C3, а также контур LsC4 должны быть настроены на частоту 4 МГц (рис. 3.8). Входной сигнал периодически с частотой сигнала отпирает транзистор усилителя класса С в течение небольшой части каждого периода колебаний. Возникающие при этом импульсы тока воздействуют на колебательный контур L4C3. При этом в резонансном контуре устанавливается колебательный процесс на резонансной частоте контура, обусловленный обменом энергии между конденсатором и катушкой индуктивности. Потери энергии в контуре компенсируются энергией, передаваемой контуру импульсами тока транзистора. Но частота следования импульсов тока транзистора в удвоителе частоты вдвое меньше резонансной частоты выходного контура. Поэтому коллектор транзистора передает порции энергии в резонансный контур вдвое реже, чем при работе усилителя класса С в режиме усиления. Если настраивать выходной контур на частоту превышающую частоту входного контура, вдвое, втрое, вчетверо и т. д., то к. п. д. преобразования будет соответственно снижаться, так как существенные потери энергии в контуре будут восполняться все реже и реже.

Рис. 3.8. Удвоитель частоты.

ГЛАВА 4 ГЕНЕРАТОРЫ 4.1. Генератор по схеме Армстронга [Этот тип генератора называют также автогенератором с трансформаторной обратной связью. — Прим. ред.] Генераторы звуковых и радиочастотных сигналов широко применяются в радиоэлектронном оборудовании. Они входят в состав связных и других приемников и передатчиков, а также используются в контрольноиспытательной аппаратуре. Существуют два основных типа генераторов: резонансные и релаксационные. Частота сигнала на выходе резонансного генератора определяется резонансной частотой используемых колебательных контуров [Применяются также RС-генераторы гармонических колебаний. — Прим. ред.]. Частота сигналов, производимых релаксационным генератором, определяется параметрами активных и реактивных элементов. Одним из первых генераторов резонансного типа является генератор с обратной связью, построенный по схеме, предложенной Армстронгом (рис. 4.1). Здесь частота генерации определяется резонансной частотой параллельного колебательного контура L2C2. Генерируемые колебания снимаются со вторичной обмотки L3 трансформатора. Обмотка L1, которая также связана с обмоткой L2, служит для установления обратной связи между выходным колебательным контуром и входной цепью базы транзистора. При отпирании транзистора и возникновении коллекторного тока, поступающего в колебательный контур L2C2, в элементах последнего появляются составляющие переменного тока и напряжения. Благодаря действию трансформаторной обратной связи в обмотке L1 возникает переменное напряжение, которое передается на базу транзистора, что вызывает усиление переменной составляющей тока коллектора, поступающего в выходной колебательный контур. Таким образом, благодаря действию положительной обратной связи и колебательным свойствам резонансного контура в нем за сравнительно короткое время устанавливаются непрерывные синусоидальные колебания. Для возбуждения генератора необходимо, чтобы обмотки LI и L2 были правильно сфазированы. Если выводы обмотки LI поменять местами, то обратная связь станет отрицательной и генерации не возникнет [Кроме условия баланса фаз, для установления автоколебаний в генераторе должно также выполняться условие баланса амлитуд. — Прим. ред.]. Конденсатор С3 замыкает переменную составляющую генерируемого тока через цепь эмиттера, развязывая тем самым источник питания по высокой частоте. Катушка индуктивности L4 — высокочастотный дроссель. Частота генерации определяется формулой (4.1) где fр — резонансная частота колебательного контура, Гц;

L — индуктивность контура, Г;

С — емкость контура, Ф.

Рис. 4.1. Генератор с обратной связью по схеме Армстронга. Если С2 в схеме на рис. 4.1 — конденсатор переменной емкости, то частоту генерации можно менять. При этом диапазон изменения частоты определяется диапазоном изменения емкости С2 = С. Индуктивность L = L2 и емкость С = С2 — основные частотно-задающие компоненты. Если в схеме имеются паразитные индуктивности и емкости значительной величины, то при вычислении частоты генерации их необходимо учитывать [Следует также принимать во внимание влияние вспомогательных реактивных элементов C1, Сз, L1, L2, L1. — Прим. ред.]. Это осо-бенно существенно на высоких частотах, где паразитные емкости и распределенные индуктивности сильно влияют на частоту-генерируемого сигнала. Если известна емкость контура, то индуктивность, необходимую для генерирования колебаний заданной частоты f, можно найти из формулы (4.2) Аналогично можно найти нужную величину емкости, если.известна величина индуктивности контура.

4.2. Генератор с регулируемой частотой Генератор, построенный по схеме Армстронга, иногда используется в смесительных каскадах связных приемников в качестве гетеродина, сигнал которого смешивается с входным сигналом в преобразователе частоты. Так, например, в АМ-прием-нике сигнал с несущей частотой 1000 кГц смешивается с сигналом гетеродина частотой 1455 кГц для того, чтобы получить сигнал разностной частоты 455 кГц, который является сигналом промежуточной частоты (ПЧ). Если же частота сигнала равна 600 -кГц, то для получения той же разностной частоты 455 кГц необходимо, чтобы гетеродин генерировал сигнал частотой 1055 кГц. Как видно, частота гетеродина должна регулироваться, причем это регулирование должно производиться синхронно с другими селективными цепями настриваемого приемника. Одна из схем смесителей такого типа показана на рис. 4.2. В качестве катушки индуктивности L1 здесь используется встроенная антенна, представляющая собой катушку, намотанную на ферритовый стержень. Эта катушка соединена последовательно с конденсаторами Ci и С2 и образует с ними последовательный контур, сигналы с которого поступают на затвор полевого транзистора гетеродина. Вместо полевого транзистора могут быть использованы транзисторы других типов. Конденсаторы С2 и СБ, роторы которых имеют общую ось, для точного сопряжения настроек зашунтированы конденсаторами малой емкости. Таким путем поддерживается требуемая разница частот настройки контуров в рабочем диапазоне частот приемника. В схеме, показанной на рис. 4.2, часть энергии усиленного сигнала передается из цепи стока полевого транзистора через трансформатор L3L2 обратной связи в колебательный контур генератора в цепи истока. Выводы катушки L3 подключены так, чтобы имела место положительная обратная связь. Сигнал гетеродина, генерируемый в контуре, образованном катушкой L2 и конденсаторами С4 и Cs, поступает на вывод истока полевого транзистора через разделительный конденсатор Сз;

колебательный контур настроен на частоту гетеродина.

Рис. 4.2. Схема преобразователя частоты. Полевой транзистор работает как смеситель, так как в нем входной модулированный ВЧ-сигнал, приложенный к затвору,, смешивается с сигналом гетеродина, возникающим в колебательном контуре, связанном с цепью истока. В результате смешивания в цепи истока и через катушку LZ протекают токи разных частот, содержащие также составляющую разностной частоты. Все эти токи протекают через колебательный контур L4Сб, настроенный на требуемую разностную (промежуточную) частоту. Поэтому контур отфильтровывает нежелательные сигналы (например, с частотой входного сигнала, с частотой гетеродина, с суммарной частотой и др.). Подстроечный сердечник между индуктивностями L4 и L5 используется для подбора оптимальной связи.

4.3. Генератор по схеме Хартли [Этот тип генератора называют также автогенератором автотрансформаторной обратной связью. — Прим. ред.] с индуктивной трехточкой или с На рис. 4.3 показана схема другого типа генератора с регулируемой частотой. Отличительной особенностью этого генератора является то, что в нем сигналом обратной связи является напряжение, возбуждаемое на части L1 индуктивной катушки;

вся катушка L1L2 вместе с конденсатором переменной емкости C1 образует колебательный контур генератора. Для подачи сигнала обратной связи в цепь базы используются разделительный конденсатор С2 и отвод от индуктивной катушки. Данная схема выполнена на n — р — nтранзисторе, но можно применить и транзистор другого типа, в частности полевой транзистор. Как и для генератора Армстронга, резонансная частота колебательного контура, практически равная частоте генерации, определяется равенством (4.11), в котором следует полагать, что С = С1, a L — суммарная индуктивность катушки. Отвод от катушки индуктивности делит ее на две части: ба-зово-эмиттерную (L1) и коллекторноэмиттерную L2. Конденсаторы С2 и С3 не пропускают постоянных составляющих тока и напряжения в колебательный контур. Коллекторно-эмиттерная катушка индуктивности L2 является выходной индуктивной катушкой каскада. Показанная на рис. 4.3 связь между катушками L2 и L1 и между катушкой L1 и входной цепью транзистора автоматически обеспечивает нужные фазовые соотношения между входной и выходной цепями генератора для возбуждения и поддержания генерируемых колебаний. Выходное напряжение снимается с катушки L3, индуктивно связанной с L2. Высокочастотный дроссель не пропускает токи высокой частоты в цепь источника питания. При работе на высоких частотах на частоту генерации влияют также паразитные индуктивные и емкостные параметры схемы, такие, как собственные емкости транзистора, индуктивность подводящих проводов и емкость монтажа. Чем выше частота генерации, тем более существенным становится воздействие указанных параметров.

Рис. 4.3. Генератор по схеме Хартли.

4.4. Генератор по схеме Колпитса [Этот тип генератора называют также автогенератором с емкостной обратной связью. — Прим. ред.] В генераторе, построенном по схеме Колпитса (рис. 4.4), роль индуктивной катушки с отводом, используемой в генераторе, построенном по схеме Хартли, выполняют два конденсатора переменной емкости, роторы которых объединены и образуют общий вывод. Путем заземления этого вывода колебательный контур генератора подразделяется на две части. В одну часть, обладающую емкостной реактивностью, входит только конденсатор С3;

в другую часть контура, обладающего индуктивной реактивностью, входят индуктивная катушка L1 и конденсатор С2, который используется в качестве элемента обратной связи генератора. Благодаря преобладанию в этой части контура индуктивной реактивности над емкостной обеспечивается необходимая для поддержания колебаний фазировка напряжения обратной связи на конденсаторе С2, подаваемого на вход транзистора.

Рис. 4.4. Генератор по схеме Колпитса.

Резонансная частота колебательного контура (с учетом влияния внутренних емкостей транзистора и емкостей разделительных конденсаторов) определяет частоту генерации. Как обычно в таких схемах, напряжение питания подается через ВЧ-дроссель, который препятствует протеканию тока генерируемой частоты через источник питания. Выходной сигнал для передачи на следующий каскад снимается с катушки L2, связанной трансформаторной связью с катушкой L1.

4.5. Кварцованный генератор Для стабилизации частоты генерации, а также для точной настройки требуемой частоты применяют электромеханические преобразователи из пьезоэлектрического кварца, обладающие высокими частотностабилизирующими свойствами. Основой кварцевого преобразователя является пластина, вырезанная из кристаллического кварца определенным образом. Для создания возможности включения кварцевой пластины в качестве элемента генераторной цепи две противоположные грани этой пластины металлизируют (методом напыления). Затем пластину закрепляют в кварцедержателе, два вывода которого контактируют с металлизированными гранями пластины. Если к выводам кварцедержателя с кварцевой пластиной приложить переменное напряжение, то благодаря обратному пьезоэффекту пластина начинает вибрировать с частотой приложенного напряжения, и одновременно вследствие прямого пьезоэффекта через кварцевую пластину протекает переменный ток той же частоты;

ток через выводы кварцедержателя поступает в генераторную цепь. Закон изменения этого тока такой же, как и в случае, если бы вместо кварцевой пластины между выводами кварцедержателя был бы включен последовательный резонансный контур чрезвычайно высокой добротности. Благодаря этому свойству частота колебаний кварцованного генератора удерживается в очень малой окрестности резонансной частоты кварца. Чаще всего устанавливается такой режим работы, при котором частота генерации незначительно превышает резонансную частоту кварца.

Рис. 4.5. Кварцованный генератор (а) и зависимость импеданса кварца от частоты (б). Принципиальная схема кварцованного генератора показана на рис. 4.5,а. Благодаря резистору R1 напряжение смещения на затворе равно нулю (в случае биполярного транзистора под таким же смещением находилась база). Конденсатор С1 и резистор R2 образуют обычную цепь стабилизации режима по цепи истока (или эмиттера при использовании биполярного транзистора). Колебательный контур в цепи стока (или коллектора биполярного транзистора) составлен из конденсатора переменной емкости С2 и катушки индуктивности L1. На частоте генерации конденсатор С3 шунтирует источник питания. Катушки индуктивности LI и L2 образуют выходной трансформатор. На рис. 4.5,6 изображена упрощенная зависимость модуля импеданса кварца от частоты. Обратная связь в этой схеме возникает благодаря паразитной емкости сток — затвор. Поскольку эта емкость связана с выходным колебательным контуром, через нее протекает высокочастотный ток, который создает на кварце падение напряжения. Так как вблизи резонанса импедане кварца мал по сравнению с импедансом этой емкости, то такой ток имеет емкостную природу и опережает выходное напряжение примерно на 90°. Если при этом кварц на частоте генерации имеет индуктивный импеданс, то падение напряжения на кварце в свою очередь опережает этот ток примерно на 90°, в результате при небольшой индуктивной расстройке выходного контура выполняется условие баланса фаз и при достаточном усилении возникает генерирование колебаний. Наибольшая стабильность кварцевого генератора получается, когда резонансная частота выходного контура находится между точками х и у (рис. 4.5,6), где кварц имеет индуктивный импеданс. Если частота генерации находится вблизи частоты резонанса кварца fp, то случайное изменение температуры может сместить рабочую точку ниже этой частоты и импеданс кварца станет емкостным. При этом нарушится условие баланса фаз и генерирование прекратится.

4.6. Генератор поднесущей с ФАПЧ В цветных телевизионных приемниках при приеме цветных передач необходимо генерировать специальный сигнал несущей взамен аналогичного сигнала, подавляемого на телецентре в процессе передачи. На телецентре несущая модулируется сигналами цветности, что приводит к образованию боковых полос. Однако для уменьшения заполнения полосы частот в спектре, занимаемом сигналами цветности [Благодаря этому достигается уменьшение влияния сигналов цветности в приемниках черно-белого изображения, т. е. улучшается совместимость работы черно-белых и цветных телевизоров. — Прим. ред.], в эфир передаются лишь сигналы боковых полос. Поэтому в приемнике необходимо генерировать такую несущую (называемую цветовой поднесущей) и добавлять ее к сигналам боковых полос. Восстанавливаемые таким образом колебания демодулируются для получения сигналов цветности.

Рис. 4.6. Генератор поднесущей с фазовой автоподстройкод. На рис. 4.6 показана схема генератора поднесущей, позволяющая в окрестности определенной частоты управлять частотой и фазой генерируемого напряжения. Здесь для стабилизации частоты используется кварцованный генератор. Однако для правильной цветопередачи этот генератор должен быть точно синхронизирован с сигналом цветовой вспышки, который передается вместе со строчным гасящим импульсом. Генерируемая поднесущая должна иметь не только ту же частоту, что и сигнал цветовой вспышки (3,58 МГц), но и ту же фазу;

даже слабый дрейф (связанный с набегом фазы) должен автоматически компенсироваться. Для достижения такого жесткого регулирования управляемого кварцованного генератора его частота при помощи фазового детектора сравнивается с частотой входного сигнала вспышки (см. разд. 9.11). Если генератор дрейфует, то вырабатывается корректирующее напряжение, поступающее на вход схемы управляемого реактивного сопротивления. Благодаря этой схеме осуществляется подстройка частоты генерируемого напряжения поднесущей, что существенно улучшает синхронизацию. Генератор поднесущей и управляемое реактивное сопротивление образуют замкнутый контур регулирования, в котором частота генератора управляется величиной регулируемого реактивного сопротивления. Частота выходного напряжения генератора сравнивается с частотой сигнала цветовой вспышки, и вырабатывается сигнал управления величиной реактивного сопротивления. Вследствие этого реактивное сопротивление меняет частоту кварцованного генератора и улучшает синхронизацию генератора с входным сигналом. Схемы такого типа называются схемами фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). С транзистора Т2 выходное напряжение генератора поступает на базу буферного усилителя T3, на выходе которого получается сигнал с частотой кварцованного генератора. Далее этот сигнал через конденсатор С4 подается на вход фазового детектора, где частота сигнала сравнивается с частотой сигнала цветовой вспышки. Резистор R3 служит для регулировки баланса схемы фазового детектора, что оказывает воздействие на цветовой тон (полутона) принимаемого изображения. В схеме управляемой реактивности используется полевой транзистор Т1;

для этой же цели можно также использовать биполярные транзисторы и варикапы. В приведенной схеме напряжение, управляющее полевым транзистором, поступает с точки соединения резисторов R1 и R2. В этой схеме ток стока ПТ запаздывает относительно напряжения генератора поднесу-щей. Поэтому выходной импеданс полевого транзистора, под ключенного к кварцованному генератору через конденсатор С7, эквивалентен некоторой индуктивности L, обладающей некоторым индуктивным сопротивлением XL. Такое положение обусловлено действием конденсатора С6 в цепи обратной связи транзистора T1: напряжение обратной связи, поступающее на затвор T1, отстает относительно выходного напряжения этого транзистора. Поэтому ток стока также запаздывает относительно выходного напряжения T1. Следовательно, выходной импеданс этого транзистора эквивалентен индуктивности и характеризуется некоторым индуктивным сопротивлением (см. гл. 12). Транзистор T1 включен во входную колебательную цепь генератора, и поэтому его реактивное сопротивление добавляется к эквивалентной последовательной LCR-цепи, представляемой кварцевой пластиной. Любое изменение реактивного сопротивления, подключенного к кварцевой пластинке, будет влиять на частоту генерируемого сигнала. При этом даже в кварцованных генераторах можно получить достаточный диапазон перестройки частоты для прецизионной синхронизации с сигналом цветовой синхронизации частотой 3,58 МГц. Индуктивное сопротивление цепи равно отношению амплитуды переменного напряжения, поданного на цепь, к амплитуде переменного тока, протекающего через эту цепь. Поэтому изменение тока в цепи исток — сток транзистора Т1 меняет величину индуктивного сопротивления. Аналогично изменение приложенного напряжения смещения на затворе транзистора TI меняет индуктивное сопротивление, поскольку в этом случае из-за изменения смещения меняется ток в цепи исток — сток. Если изменение напряжения смещения на затворе транзистора TI приводит к увеличению амплитуды переменного тока через транзистор, то индуктивное сопротивление уменьшается,, что эквивалентно уменьшению индуктивности. Уменьшение общей индуктивности резонансной цепи генератора увеличивает частоту генерации. При уменьшении амплитуды переменного тока транзистора Т1 эквивалентная индуктивность увеличивается и частота кварцованного генератора уменьшается. Как показано на рис. 4.6, кварцевый резонатор на частоту 3,58 МГц включен между выходом устройства управляемой реактивности и базовым входом генераторного транзистора. Емкость конденсатора С3 должна быть такова, чтобы его реактивное сопротивление было мало для высших гармонических составляющих кварцевого резонатора и велико для его основной резонансной частоты, на которой работает генератор. Сигнал поднесущей, получающийся на выходе схемы, поступает на демодулятор цвета через резистор Rn.

4.7. Мультивибратор В мультивибраторах, а также блокинг-генераторах (см. разд. 4.9) не используются резонансные LC-контуры. В мультивибраторе частота генерации определяется постоянными времени RС-цепей. Такие генераторы называют релаксационными;

они широко используются в телевизорах, контрольно-измерительной аппаратуре и в других устройствах.

Рис. 4.7. Мультивибратор. Мультивибратор обычно содержит два взаимно связанных транзисторных усилителя, у которых для возбуждения и поддержания колебаний выход второго усилителя подключен к входу первого, а выход первого — к входу второго. На рис. 4.7 показана типичная схема мультивибратора, построенного на транзисторах р — n — р-типа. Несмотря на симметрию схемы, токи транзисторов не будут одинаковыми. Предположим, что в момент включения источника питания ток транзистора Т1 несколько больше тока транзистора T2. Вследствие этого падение напряжения на резисторе R2 будет больше падения напряжения на резисторе R4. Так как напряжение источника коллекторного питания отрицательно, то вследствие изменения падений напряжений на резисторах R2 и R4 потенциал коллектора Т1 станет менее отрицательным, а коллектора Т2 — более отрицательным. Эти изменения через конденсаторы связи С1 и С2 передаются соответственно на базы транзисторов Т2 и Т1, что приведет к еще большему возрастанию тока коллектора Т1 и к уменьшению тока коллектора Т2. Эти изменения коллекторных токов происходят весьма быстро и приводят к насыщению транзистора Г] и запиранию транзистора Т2, после чего всякие изменения проводимости транзисторов прекращаются. В результате описанного процесса конденсаторы Ci и С2 оказываются заряженными до напряжений, близких к Ек (полярность напряжений указана на рис. 4.7). После прекращения изменений коллекторных токов конденсатор С1 сравнительно медленно разряжается из-за протекания через него небольшой части тока коллектора Т1, проходящего через резистор R3 на источник Ек. В результате этого положительный потенциал базы Т2 уменьшается, затем становится отрицательным и транзистор Т2 отпирается. Это приводит к уменьшению отрицательного потенциала коллектора Т2 и к образованию положительного перепада напряжения на базе Т1. Этот быстро протекающий процесс длится до тех пор, пока транзистор Т1 не войдет в режим отсечки, а Т2 — в режим насыщения. Таким образом, возникает состояние, противоположное исходному, которое затем в результате протекания процесса, подобного описанному, вновь переходит в исходное. Таким путем поддерживаются колебания в мультивибраторе;

их форма существенно отличается от синусоидальной. Частота колебаний определяется постоянными времени R3C1 и R1C2. Для того чтобы засинхронизировать частоту колебаний мультивибратора с частотой управляющего внешнего сигнала, этот сигнал подают на резистор R5. Для возможности синхронизации частота управляющего сигнала должна незначительно превышать частоту собственных колебаний мультивибратора. Мультивибратор может также генерировать синхронизированные колебания, частота которых в целое число раз ниже частоты синхронизирующего сигнала. Выходной сигнал снимается с коллектора Т2 через конденсатор С3. Выходной сигнал можно также снимать с коллектора TI, если подавать напряжение синхронизации на резистор R6.

4.8. Мультивибратор кадровой развертки Мультивибраторы часто используют в телевизионных приемниках, например, для генерирования синхронизированного напряжения кадровой развертки, которое затем усиливают в выходном каскаде, и производят вертикальное перемещение луча на экране кинескопа. Иногда мультивибратор объединяют с выходным усилителем (схема на рис. 4.8). Здесь каскад на транзисторе Т3 — усилитель напряжения кадровой развертки, выходное напряжение которого поступает на катушки вертикального отклонения. Это же напряжение подается через конденсатор С4 на сетку кинескопа для гашения луча на время обратного хода кадровой развертки. Цепь обратной связи, состоящая из конденсатора С1 и последовательно включенного с ним резистора R3, связывает коллектор транзистора T3 с базой транзистора Ti, как в обычной схеме мультивибратора. Что касается обратной связи между коллектором Т1 и базой Т3, то она реализуется через эмиттерный повторитель на транзисторе 7Y Таким образом, в рассматриваемой схеме в отличие от традиционной схемы двухтранзисторного мультивибратора используется дополнительный согласующий транзистор Т2. Для синхронизации колебаний мультивибратора с частотой кадровой развертки принимаемой станции на вход мультивибратора подаются синхроимпульсы. Потенциометр R6 служит для регулировки прямого смещения эмиттерного перехода транзистора Т2, что позволяет установить требуемый коэффициент усиления каскада. Меняя коэффициент усиления, можно регулировать амплитуду напряжения кадровой развертки. Регулятор линейности на потенциометре Rg, включенном в цепь формирования пилообразного напряжения, предназначен для регулировки линейности напряжения кадровой развертки. Потенциометр R2 в цепи базы Т1 — регулятор частоты кадров. При помощи этой регулировки синхронизируют частоту колебаний мультивибратора с частотой входных синхроимпульсов и добиваются максимальной стабильности частоты кадровой развертки. Как показано на рисунке, положительный вывод источника питания подключен к эмиттерам всех транзисторов, а отрицательный вывод источника заземлен. Таким способом создается нужное обратное смещение коллекторных переходов транзисторов. Выходное напряжение транзистора T3 формируется на дросселе L1 и поступает непосредственно на кадровые отклоняющие катушки. При этом, поскольку коллекторная цепь представляет собой малое выходное сопротивление для постоянного тока, обеспечивается хорошее согласование с кадровыми катушками, имеющими малое сопротивление.

Рис. 4.8. Мультивибратор кадровой развертки.

4.9. Блокинг-генератор Блокинг-генератор — другой тип релаксационного генератора, который можно синхронизировать внешним сигналом. На рис. 4.9 показана схема блокинг-генератора на р — n — р-тран-зисторе. В этом генераторе закрытый транзистор периодически на короткий промежуток времени отпирается.

Рис. 4.9. Блокинг-генератор. В первый момент после включения источника питания коллекторный ток транзистора нарастает. Этот ток протекает через первичную обмотку трансформатора L1. Переменное магнитное поле, возникающее в процессе нарастания тока через L1, наводит во вторичной обмотке напряжение, которое способствует быстрому нарастанию коллекторного и базового токов транзистора, приводящих к насыщению последнего. Одновременно с этим процессом конденсатор С1 заряжается током базы, что ограничивает ток базы и приводит к запиранию транзистора. Это состояние сохраняется в течение длительного времени разряда конденсатора С1 через резистор R1 до тех пор, пока опять благодаря действию отрицательного напряжения источника питания транзистор снова откроется. Описанный процесс периодически повторяется. Как и в схеме мультивибратора, показанной на рис. 4.7, частота генерации определяется постоянной времени цепи разряда конденсатора. Поэтому величину емкости Ci и сопротивления Ri выбирают из условия получения нужной частоты генерации. Частота генерации также зависит от параметров трансформатора и характеристик транзистора. Для синхронизации блокинг-генератора внешним сигналом можно последовательно с обмоткой LI включить резистор и подавать на него синхронизирующее напряжение.

4.10. Блокииг-генератор кадровой развертки На рис. 4.10 показано применение блокинг-генератора в схеме кадровой развертки телевизионного приемника. В данной схеме используется трехобмоточный трансформатор. Синхроимпульс подается на обмотку L1. В качестве обмоток собственно блокинг-генератора используются обмотки L2 в цепи коллектора и L3 в цепи базы. Благодаря трансформаторной связи между L2 и L3 в цепь базы передается необходимый для возбуждения сигнал положительной обратной связи. Выходное напряжение развертки снимается с резистора R2. Это напряжениедалее поступает на предоконечный или оконечный усилитель кадровой развертки.

Рис. 4.10. Блокинг-генератор кадровой развертки. Как и в случае мультивибратора, применяемого в кадровой развертке, для обеспечения надежной синхронизации используется потенциометр R1, который позволяет максимально приблизить частоту собственных колебаний блокинг-генератора к частоте внешних синхронизирующих сигналов. Резистор R1 регулирует обратное смещение базы;

поскольку при этом меняется постоянная времени R1C1, меняется также скорость уменьшения обратного смещения после запирания транзистора. Потенциометр R3 служит для регулировки напряжения, прикладываемого к эмиттеру, которое влияет на ток коллектора. Таким путем можно управлять амплитудой выходных колебаний и поэтому регулировать по вертикали размер изображения, появляющегося на телевизионном экране. Недостаток рассматриваемой схемы генерирования сигналов кадровой развертки связан с необходимостью применения трех-обмоточного трансформатора. От этого недостатка свободна схема генерирования на основе мультивибратора, изображенная на рис. 4.8. Единственным недостатком этой схемы является необходимость использования большего числа транзисторов. Входное сопротивление схемы, приведенное к обмотке L1 трансформатора, согласуют с выходным сопротивлением источника синхроимпульсов (обычно схемой селектора импульсов синхронизации). Для получения положительной обратной связи обмотки L2 и L3 должны быть правильно сфазированы. Напряженность магнитного поля, создаваемого обмоткой L2, пропорциональна числу витков этой обмотки и величине тока через нее. Большое значение имеет степень связи между обмотками L2 и L3. Нужное число витков обмоток L1, L2 и L3 определяется расчетным путем.

4.11. Блокинг-генератор строчной развертки На рис. 4.11 показан генератор строчной развертки, в котором используется блокинг-генератор. Между базой и землей через конденсатор емкостью 0,01 мкФ включена катушка индуктивности. Эмиттер транзистора Т1 подключен через резистор к отводу катушки, которая делится при этом на две части. В результате между эмиттером и базой образуется цепь автотрансформаторной обратной связи. Перемещая сердечник в катушке индуктивности, изменяют магнитный поток, пронизывающий катушку;

таким путем можно регулировать величину индуктивности и частоту генерации. Как и в других генераторах развертки, о которых упоминалось в этой главе, для получения надежной синхронизации собственную частоту генерации максимально приближают к частоте синхроимпульсов. В телевизионном приемнике генератор строк вырабатывает сигналы, которые перемещают электронный луч по экрану в горизонтальном направлении. Как и в генераторах кадровой развертки, для увеличения сигнала до требуемого уровня перед выходным усилителем строчной развертки иногда используют предварительный усилитель (см. рис. 2.11 и относящийся к нему текст, а также рис. 6.9). Ток, протекающий через нижнюю часть автотрансформаторной катушки, является в основном эмиттерным током транзистора Т1. Этот ток индуцирует в верхней части катушки напряжение, действующее в цепи базы, которое является напряжением обратной связи. При надлежащем построении автотрансформатора блокинггенератор работает устойчиво.

Рис. 4.11. Блокинг-генератор строчной развертки.

Глава 5 ФИЛЬТРЫ И АТТЕНЮАТОРЫ (ОСЛАБИТЕЛИ) 5.1. Общие положения Фильтры применяются для отфильтровывания некоторых сигналов из других сигналов или для предотвращения подачи определенных сигналов к последующему каскаду. Поэтому фильтры используют для того, чтобы ликвидировать нежелательные сигналы и шумы в системе, а также чтобы обеспечить пропускание одних сигналов и задержку других. Фильтры содержат реактивные L- и С-элементы. В отличие от фильтров аттенюаторы и магазины затухания базируются на резистивных элементах, как переменных, так и постоянных. Их функция заключается в ослаблении сигналов при сохранении согласования импедансов входного и выходного каскадов. Благодаря этому уровни сигналов можно изменять без изменения характеристик каскада;

при рассогласовании импедансов характеристики каскада изменялись бы. В этой главе рассмотрены основные типы фильтров и магазинов затухания.

5.2. Фильтры нижних частот типа k Фильтр нижних частот предназначен для пропускания низкочастотных сигналов при ослаблении сигналов более высоких частот. Простейший фильтр нижних частот содержит всего два элемента (рис. 5.1, а): последовательно включенную катушку индуктивности LI и параллельно включенный конденсатор Ci. Если на вход такого четырехполюсника подать сигналы различных частот, то для сигналов низких частот индуктивное сопротивление катушки LI будет малым, и они пройдут на выход. Для сигналов высоких частот индуктивное сопротивление велико, вследствие чего их величина на выходе будет уменьшена. В то же время для сигналов низких частот реактивное сопротивление параллельно включенного конденсатора Ci является высоким, а для сигналов высоких частот шунтирующее действие конденсатора весьма значительно, так что такие сигналы ослабляются.

Рис. 5.1. Фильтры нижних частот типа k и их частотная характеристика. Простейший фильтр, схема которого показана на рис. 5.1, а, называется полусекцией. Иногда его называют также L-образным фильтром, поскольку сочетание элементов L и С напоминает перевернутую букву L [В отечественной литературе фильтр такой конфигурации известен как Г-образный. — Прим. ред.]. Более эффективная фильтрация обеспечивается фильтром с двумя катушками индуктивности (рис. 5.1,6). Такой фильтр называют T-образным, поскольку конфигурация реактивных элементов напоминает заглавную букву Т. Фильтр, показанный на рис. 5.1, в, имеет два шунтирующих конденсатора. Конфигурация его реактивных элементов схожа с греческой буквой я, поэтому такой фильтр называют п- или П-образным фильтром. Характеристики полосы прозрачности фильтра зависят от числа использованных полусекций, а также от других факторов, о которых будет упомянуто ниже. На рис. 5.1, а показана идеализированная частотная характеристика фильтра нижних частот. Частота среза fСр указывает граничную частоту, выше которой ослабляются сигналы, поступающие на фильтр нижних частот. Сигналы ниже fСр существенно не ослабляются. Входной импеданс показанных на рис. 5.1 фильтров не зависит от приложенного напряжения и слабо зависит от числа соединенных друг с другом секций или полусекций [Эта зависимость тем слабее, чем больше n. — Прим. ред.]. Предположим, например, что фильтр состоит из бесконечно большого числа соединенных друг с другом идентичных полусекций, показанных на рис. 5.1, а. При отсутствии резистивных компонентов ни катушка индуктивности, ни конденсатор не потребляют электрической энергии, и по мере заряда и разряда конденсаторов через последовательно включенные катушки индуктивности будет протекать ток. Если последовательно с входом фильтра включить амперметр, то можно определить величину входного тока фильтра. Если Е — величина приложенного к фильтру напряжения, то отношение E/I = Z0 выражает измеряемый в омах входной импеданс фильтра. Входной импеданс Z0 называется характеристическим импедансом системы. Принято считать, что значение Z0 не зависит ни от числа секций фильтра, ни от того, из каких показанных на рис. 5.1 секций он собран. Если фильтр, состоящий из одной или нескольких полусекций, нагружен на резистор сопротивлением Rn = Z0, то ток в нагрузке соответствует току в бесконечно длинной линии;

поэтому и в этом случае E/I=Z0. Характеристический импеданс (сопротивление) называют также итеративным (повторяющимся) импедансом (сопротивлением), а иногда — волновым. Передача максимальной энергии сигнала имеет место тогда, когда нагрузочное сопротивление RH равно характеристическому сопротивлению. Характеристический импеданс определяется следующим выражением:

(5.1) Следовательно, для максимальной передачи энергии сигнала сопротивление RH нагрузки фильтра должно быть согласовано с характеристическим сопротивлением Z0 фильтра.

Фильтры, показанные на рис. 5.1, характеризуются константой k. Константа k действительна для симметричной системы фильтров, в которой произведение последовательно и параллельно включенных реактивных сопротивлений остается постоянным для всех частот сигнала. Поэтому если последовательное и параллельное сопротивления в схеме на рис. 5.1, а обозначим соответственно Z1 и Z2 (любые реактивные и резистивные компоненты), то можно записать где k — постоянная, не зависящая от частоты. Для фильтров нижних частот, показанных на рис. 5.1, полное значение индуктивности можно найти по формуле Z1Z2 = k (5.2) (5.3) где Rн — нагрузочное сопротивление, Ом;

fср — частота среза, Гц;

L1 — полная индуктивность секции, Г. В схеме, показанной на рис. 5.1,6, индуктивность каждого из двух индуктивных элементов равна L1/2, поскольку элементы включены последовательно, а полная индуктивность есть L1.. Аналогично этому в схеме, приведенной на рис. 5.1, в, емкость каждого конденсатора равна C1/2, поскольку каждый шунтирующий конденсатор составляет половину полной емкости. Полная емкость для схем на рис. 5.1 определяется по формуле (5.4) где RH — нагрузочное сопротивление, Ом;

: fср — частота среза, Гц;

Ci — полная емкость, Ф. Частота среза для фильтра нижних частот с константой k определяется выражением (5.5) 5.3. Фильтры нижних частот типа m Если требуется более острый и более четко определенный срез частотной характеристики, который не может быть обеспечен фильтром типа k, то используется фильтр типа пг, производный от фильтра типа k. Фильтр типа m является по существу фильтром типа k с добавлением еще одного элемента, включаемого последовательно или параллельно. Фильтр, показанный на рис. 5.2, а, содержит дополнительную индуктивность L2, чем он и отличается от полусекции исходного фильтра нижних частот, изображенного на рис. 5.1, а. Очевидно, что включенная параллельно цепь из последовательно соединенных L2 и C1 на определенной частоте является резонансной и шунтирует выходные клеммы, так как импеданс цепи с последовательным резонансом на частоте резонанса минимальный [Фильтры типа m строят также, используя взаимную индукцию между индуктивными элементами фильтра типа k. — Прим. ред.]. Фильтр типа М разрабатывают таким образом, чтобы на определенной частоте, находящейся за частотой среза fСР, обеспечивалось (при чисто реактивных элементах) бесконечно большое ослабление сигнала. Импедансы элементов фильтра связаны между собой постоянной т, зависящей от отношения частоты среза fСр к частоте бесконечно большого ослабления foo,. Значение m находится между нулем и единицей и обычно составляет 0,6. Для более острого среза величину m выбирают вблизи нуля. Для фильтра (5.6) На рис. 5.2, б показан эффект воздействия секции типа т на сигналы на частотах f>fcp. На рис. 5.2, в изображен Т-образный фильтр типа т, а на рис. 5.2, г — П-образный фильтр типа т. Следует обратить внимание на то, что дополнительным элементом в схеме на рис. 5.2, г является конденсатор, включенный параллельно индуктивности Lb При таком включении элементов LI и С2 на определенной частоте возникает параллельный резонанс, и высокий импеданс цепи LiC2 на частоте резонанса приводит к сильному ослаблению сигнала. Для фильтра нижних частот типа т, схема которого показана на рис. 5.2, а, параметры элементов фильтра находят из выражений где Rn — сопротивление активной нагрузки.

Рис. 5.2. Фильтры нижних частот типа m и их частотная характер? нижних частот величина m определяется выражением Параметры дополнительных элементов фильтра, показанных на рис. 5.2, а и г, определяются из следующих формул:

5.4. Фильтры верхних частот типа k Фильтр верхних частот пропускает высокочастотные и ослабляет низкочастотные составляющие сигнала. Основная схема фильтра верхних частот, показанная на рис. 5.3, а, состоит из последовательно включенного конденсатора Ci и шунтирующей катушки индуктивности L1. При подаче на вход фильтра сигнала с составляющими различных частот для составляющих с постепенно увеличивающимися частотами емкостное сопротивление конденсатора Ci будет уменьшаться, и они проходят на выход фильтра. Для составляющих сигнала с постепенно понижающимися частотами емкостное сопротивление включенного последовательно конденсатора будет возрастать, поэтому составляющие будут ослабляться. Для низкочастотных составляющих сигнала шунтирующее индуктивное сопротивление L1 мало, и они сильно ослабляются. Для высокочастотных составляющих шунтирующее воздействие индуктивности уменьшается, и они ослабляются меньше. Для таких фильтров справедливы утверждения, сделанные в отношении постоянной k, импеданса Z0 и условия согласования импеданса фильтра с нагрузкой для фильтра нижних частот. По сравнению с полусекцией Г-образного фильтра (рис. 5.3, а) Т-образный фильтр верхних частот (рис. 5.3,6) является более эффективным. На рис. 5.3,0 показан П-образный фильтр, а на рис. 5.3, г — частотная характеристика фильтра верхних частот. Частота среза на графике соответствует такой частоте fcp, ниже которой составляющие сигнала ослабляются. Этим частота среза fСр фильтра верхних частот отличается от частоты среза фильтра нижних частот, которая соответствует частоте, выше которой ослабляются составляющие сигналов. Как и в случае фильтра нижних частот, характеристическое сопротивление определяется выражением (5.11) Рис. 5.3. Фильтры верхних частот типа к и их частотная характеристика. Полную индуктивность фильтра можно записать как (5.12) Полную емкость фильтра можно рассчитать по формуле (5.13) Частота среза фильтра верхних частот (5.14) 5.5. Фильтры верхних частот типа т При фильтрации высоких частот в случае необходимости получения более острого и четкого среза используют производные фильтры типа т, аналогичные рассмотренным НЧ-фильт-рам. Дополнительным элементом основной схемы фильтра верхних частот является конденсатор С2 (рис. 5.4, а). Цепь последовательного резонанса, образованная L1 и С2, производит сильное шунтирующее действие, приводящее к бесконечно большому затуханию в точке f = fоо, расположенной ниже частоты среза (рис. 5.4,6). На рис. 5.4, в показан Т-образный фильтр типа т, в котором дополнительным элементом является С2. В Побразном фильтре (рис. 5.4, г) дополнительным элементом является индуктивность L2, шунтирующая C1 и образующая цепь параллельного резонанса. При резонансе эта цепь имеет высокое последовательное сопротивление для составляющих сигнала с частотами ниже fср, т. е. она обеспечивает сильное ослабление этих составляющих. Для фильтра верхних частот параметр т определяется следующим выражением:

(5.15) Параметры элементов производного фильтра верхних частот типа т определяются из формул Рис. 5.4. Фильтры верхних частот типа т и их частотная характеристика. Дополнительный элемент С2 схемы на рис. 5.4, а и дополнительный элемент L2 схемы на рис. 5.4, г находят из следующих выражений:

5.6. Сбалансированные фильтры Рис. 5.5. Балансировка фильтров. Рассмотренные выше фильтры относятся к фильтрам так называемого несбалансированного типа, поскольку в них по одной из входных и выходных клемм фильтра, объединенных общей линией, находятся под потенциалом земли. Это показано на рис. 5.5, а, где линия Т2 П-образного фильтра нижних частот соединена с землей;

при этом линия Т1 несбалансирована относительно земли. На рис. 5.5, б изображен тот же фильтр в сбалансированном варианте: здесь величина рабочей индуктивности поделена между двумя линиями. Такая схема пригодна для включения между двухпроводными сбалансированными линиями передачи, сбалансированными генераторами, нагрузками и т. п. На рис. 5.5, в показан фильтр нижних частот, образованный из двух Т-образных полусекций. Такая схема позволяет заземлить центральную часть составного фильтра, причем верхняя и нижняя линии фильтра оказываются сбалансированными по отношению к земле. Аналогичный прием использован в системе» изображенной на рис. 5.5, г, где П-образный фильтр верхних, частот типа k построен по сбалансированной схеме.

5.7. Полосовые фильтры Полосовой фильтр пропускает сигналы, частоты которых лежат выше и ниже резонансной частоты в установленных пределах. Ширина полосы пропускания определяется избирательностью (добротностью Q) используемых схем. Поэтому составляющие сигнала с частотами выше и ниже полосы пропускания, будут ослабляться, или отфильтровываться, в то время как составляющие с частотами, находящимися в полосе пропускания,, проходят с умеренным затуханием.

Рис. 5.6. Полосовые фильтры и их частотная характеристика. На рис. 5.6, а показана схема простейшего Г-образного полосового фильтра типа k. Предположим, что последовательная (Li и Ci) и параллельная (С2 и L2) резонансные цепи настроены на резонансную частоту, в окрестности которой находится требуемая полоса пропускания. Тогда для составляющих сигнала на частоте резонанса и вблизи нее цепь последовательного резонанса L1 и С1 представляет низкий импеданс, поэтому такие составляющие легко проходят на выход фильтра. Для этих составляющих цепь параллельного резонанса С2 и L2 имеет высокий импеданс, поэтому затухание, вносимое этой цепью, мало. Для составляющих сигналов с частотами выше или ниже полосы пропускания, определяемой резонансной частотой, последовательная резонансная цепь представляет высокий импеданс. Поэтому амплитуды таких составляющих на выходе очень малы, тем более, что составляющие шунтируются на выходе низким импедансом цепи параллельного резонанса (эта цепь имеет высокий импеданс только для составляющих сигнала с частотами в пределах полосы пропускания).

На рис. 5.6,6 показана частотная характеристика полосового фильтра. Резонансная частота fр для цепи последовательного или параллельного резонанса определяется выражением где fp — резонансная частота, Гц;

L1, L2 — индуктивность, Г;

С1> С2 — емкость, Ф. За ширину полосы пропускания фильтра принимают разность таких частот f2 — f1 (рис. 5.6,6), которым соответствует величина амплитуды на выходе фильтра, равная 0,707 максимального значения амплитуды при частоте f=fР. Добротность Q фильтра выражается отношением резонансной частоты к ширине полосы пропускания фильтра (рис. 5.6,6):

(5.21) Поскольку добротность контура определяется его активными сопротивлениями, то для контура с последовательным резонансом (5.22) где R — эквивалентное последовательное активное сопротивление;

при этом учитываются как активное сопротивление катушки индуктивности (предполагается, что активное сопротивление конденсатора пренебрежимо мало), так и другие активные сопротивления схемы. Для контура с параллельным резонансом добротность находят по формуле где R — эквивалентное шунтирующее контур активное сопротивление потерь. Величины отдельных компонентов полосовых фильтров, показанных на рис. 5.6, можно вычислить по формулам На рис. 5.6, в изображен П-образный полосовой фильтр, на рис. 5.6, г — Т-образный фильтр.

5.8. Заграждающие фильтры Заграждающий фильтр пропускает сигналы, частоты которых находятся выше и ниже установленной полосы задерживания. Поэтому фильтр такого типа задерживает составляющие сигнала в окрестности некоторой частоты. Так же, как и в полосовом фильтре, ширина полосы задерживания заграждающего фильтра определяется добротностью Q используемой цепи. Соображения, касающиеся добротности и частоты резонанса полосового фильтра, а также приведенные в разд. 5.7 формулы для этих величин справедливы и для заграждающего фильтра. На рис. 5.7, а показана основная схема Г-образного заграждающего фильтра типа k. Предположим, что цепи параллельного и последовательного резонансов настроены в резонанс на центральную частоту fр полосы сигналов, которые необходимо задержать. В таком случае цепь параллельного резонанса L1C1 создает высокий импеданс для сигналов на резонансной частоте и поэтому ослабляет их. В то же время прошедшие через параллельный контур сигналы шунтируются на выходе низким импедансом цепи последовательного резонанса L2C2. Для составляющих же сигнала с частотами выше и ниже резонансной частоты контур параллельного резонанса L1С1 имеет низкий импеданс и незначительно ослабляет эти сигналы. В то же время составляющие сигнала, частоты которых отличаются от резонансной для цепи L2C2, незначительно ослабляются этой цепью из-за большой величины импеданса этой цепи. На рис. 5.7,6 показана частотная характеристика заграждающего фильтра. Частота fi соответствует нижней частоте полосы задерживания, а частота fz — верхней. Эта характеристика представляет собой перевернутую кривую избирательности, и ширина полосы задерживания определяется здесь аналогично тому, как это было показано для полосы пропускания полосового фильтра.

Рис. 5.7. Заграждающие фильтры и их частотная характеристика. На рис. 5.7, в изображена схема П-образного заграждающего фильтра, а на рис. 5.7, г — схема Т-образного фильтра. Величины элементов заграждающего фильтра находят по формулам В этих формулах RH, как и раньше, является активным сопротивлением нагрузочного элемента заграждающего фильтра.

5.9. Аттенюаторы (ослабители) Терминами «аттенюатор» и «ослабитель» называют резистив-ные схемы, предназначенные для выполнения одной или обеих из следующих функций: согласование различных импедансов и понижение уровня сигнала. Термины «аттенюатор» и «ослабитель» используются как синонимы. Иногда аттенюатор применяют для уменьшения амплитуды сигнала без согласования импедансов соответствующих схем. В других случаях аттенюатор выполняет обе функции. При согласовании импедансов не обязательно требуется ослабление сигнала. Однако, поскольку в качестве аттенюаторов используются резистивные цепи, с некоторым понижением уровня сигнала приходится мириться. Многие устройства нормально работают при амплитудах сигналов, меньших, чем максимально достижимые амплитуды сигналов, вырабатываемых для работы с этими устройствами. Поэтому уровень вырабатываемых сигналов можно регулировать так, чтобы скомпенсировать понижение амплитуды сигнала, вызванное использованием ослабителей для согласования импедансов.

5.10. Типы переменных аттенюаторов Обычный регулятор уровня громкости на одном потенциометре является своего рода аттенюатором. Он обладает способностью понижать амплитуду сигнала относительно того максимального уровня, который система в состоянии воспроизвести. Однако регулятор уровня на одном потенциометре не сохраняет постоянным выходной импеданс источника. Из схемы на рис. 5,8, а следует, что при установке движка потенциометра в среднее положение входная цепь транзистора шунтирует лишь нижнюю часть потенциометра. При максимальном же уровне громкости, когда движок потенциометра занимает верхнее положение, входная цепь транзистора находится под наивысшим потенциалом потенциометра. При нулевом уровне громкости, когда движок потенциометра имеет потенциал, равный потенциалу земли, вход транзистора также находится под потенциалом земли.

Рис. 5.8. Г-образный аттенюатор. Более удовлетворительные результаты получаются при использовании Г-образных аттенюаторов, символическое обозначение которых показано на рис. 5.8, б. Два переменных резистора соединяют таким образом, что они функционируют, как показано на рис. 5.8, в. Предположим, что номинал каждого из двух переменных резисторов составляет 10 кОм. Для передачи максимальной энергии источника сигнала на базу транзисторного усилителя движки переменных резисторов должны находиться в положении, показанном на рис. 5.8, в. При этом источник входного сигнала нагружен на сопротивление 10 кОм, шунтированное входным импедансом транзистора. С другой стороны, входная базовая цепь транзистора также шунтируется сопротивлением 10 кОм переменного резистора, а также испытывает шунтирующее действие самого источника входного сигнала. Когда движки обоих переменных резисторов находятся в среднем положении (рис. 5.8, г), то как источник входного сигнала, так и вход транзистора шунтированы сопротивлением 10 кОм (вход транзистора шунтирован половиной сопротивления резистора R2, соединенного последовательно с половиной сопротивления резистора R1, поэтому общее сопротивление составляет 10 кОм). В этом случае выходное сопротивление преобразователя между преобразователем входного сигнала и входом транзистора равно 10 кОм. Для положения, соответствующего минимальному, или нулевому, уровню сигнала (рис. 5.8, д), источник шунтируется полным сопротивлением резистора Ri, а транзистор — сопротивлением резистора R2, равным 10 кОм. Поэтому при всех установках движков переменных резисторов выходное сопротивление преобразователя продолжает оставаться равным 10 кОм [Эти рассуждения справедливы при условии, что внутреннее сопротивление источника входных сигналов Rн>R1. — Прим. ред.]. Можно применять также различные Т-образные аттенюаторы. На рис. 5.9, а показано их символическое обозначение. Три переменных резистора соединяют таким образом, как показано на рис. 5.9,6 — г. В схеме на рис. 5.9,6, соответствующей максимальному уровню сигнала, источник входного сигнала непосредственно связан с входом транзистора. При этом как источник, так и транзистор шунтируются резистором R3. На рис. 5.9,в движки переменных резисторов находятся в средних положениях. В этом случае источник входного сигнала также шунтируется сопротивлением 10 кОм, поскольку здесь используются половина резистора R1 и половина резистора R3. Вход транзистора шунтирован сопротивлением того же значения, так как он соединен с землей через половину резистора R2 и половину резистора R3. При установке движков в средние положения между источником входного сигнала и базой транзистора включено последовательное сопротивление 10 кОм.

Для установки минимального уровня громкости движки переменных резисторов должны находиться в положениях, показанных на рис. 5.9, г. В этом случае между источником входного сигнала и базой транзистора включено сопротивление 20 кОм, источник входного сигнала шунтирован резистором R1, а база транзистора — резистором R2;

поэтому шунтирующее сопротивление источника и входа транзистора продолжает оставаться равным 10 кОм.

Рис. 5.9. Т-образный аттенюатор.

Рис. 5.10. Согласование импедансов при помощи Г-образного аттенюатора.

5.11. Типы постоянных аттенюаторов В постоянных, или фиксированных, аттенюаторах используются постоянные (нерегулируемые) резисторы. Такие аттенюаторы бывают двух типов: асимметричные и симметричные. У асимметричных постоянных аттенюаторов импедансы на входе и выходе разной величины. Поэтому их используют для целей согласования импедансов, а также для создания некоторого ослабления сигналов. Симметричные постоянные аттенюаторы имеют одинаковые импедансы на входе и выходе и включаются между двумя устройствами с равными импедансами. Асимметричный и симметричный аттенюаторы могут быть несбалансированными (одна линия заземлена, а другая — нет) или сбалансированными (обе линии не заземлены) (см. рис. 5.5 и относящийся к нему текст).

5.12. Г-образный постоянный аттенюатор На рис. 5.10, а показана исходная схема Г-образного постоянного аттенюатора. Такой асимметричный аттенюатор используется для согласования импеданса источника сигналов с импедансом нагрузочного элемента. Аттенюатор этого типа известен также как аттенюатор с минимальными потерями, поскольку он при выполнении функции согласования импедансов вносит минимум потерь.

Рис. 5.11. Сбалансированный аттенюатор с минимальными потерями и многосекционный аттенюатор. При соответствующем выборе номиналов резисторов Ri и R2 выходной импеданс Z1 будет согласован с импедансом подключаемой к нему цепи. Аналогично входной импеданс Z2 окажется согласованным с эквивалентным сопротивлением питающего источника. Предположим, что источник с выходным импедансом Z1 = 50 Ом должен быть согласован с устройством, импеданс которого Z2 = 300 Ом. Приме-рные номиналы резисторов R-, и R2 должны быть такими, как указано на рис. 5.10,6. При таком условии источник с выходным импедансом Zi = 50 Ом «питает» шунтирующий резистор Ri = 5Q Ом, параллельно которому включены последовательно соединенные R2 = 27Q Ом и Z2 = 300 Ом. По закону Кирхгофа сопротивление R1|| (R2 + Z2)=Z1 = 50 Ом, благодаря чему обеспечивается удовлетворительное согласование импеданса Z1 с сопротивлением подключаемой цепи. В то же время относительно входного импеданса Z2 = 300 Ом включена цепь, состоящая из резистора R2 = 270 Ом, последовательно с которым соединена параллельная ветвь из сопротивления Zi = 50 Ом и резистора Ri = 56 Ом (рис. 5.10, в). Общее сопротивление этой цепи составит приблизительно 295 Ом, что достаточно близко к значению Z2 = 300 Ом для соответствующего согласования импедансов (при использовании резисторов стандартных номиналов). Полная схема согласования импедансов показана на рис. 5.10, г. Между резисторами аттенюатора и импедансами Zi и Z2 устройств, изображенными на рис. 5.10, выполняются соотношения Если Zi меньше Z2, то из (5.32) и (5.33) получаем Если величина R1 известна, то легко находится R2:

Если же Ri и R2 неизвестны, их значения можно найти из формул (5.32) и (5.33). На практике в качестве Ri и R2 используются резисторы стандартных номиналов, наиболее близких к расчетным значениям. На рис. 5.11 изображена сбалансированная схема Г-образно-го аттенюатора. Схему такой конфигурации часто называют U-образным аттенюатором. В этой схеме номинал каждого последовательного резистора составляет половину значения резистора в схеме на рис. 5.10, а. Поэтому в качестве сбалансированного варианта схемы, изображенной на рис. 5.10, г, используется схема, показанная на рис. 5.11,6. Если аттенюаторы соединены последовательно (рис. 5.11, в), то полученную систему часто называют многосекционным (многозвенным) аттенюатором. Затухание, обеспечиваемое аттенюатором, увеличивается пропорционально числу используемых полусекций.

5.13. Т- и Н-образные аттенюаторы На рис. 5.12, а показан Т-образный аттенюатор. Это симметричный аттенюатор, в котором импеданс устройства на входе совпадает с импедансом устройства на выходе. Единственное назначение такого аттенюатора — ослабление сигнала. Поскольку согласования импедансов не требуется, номиналы резисторов Ri идентичны, а номиналы Ri и R2 выбирают из условия обеспечения требуемой степени ослабления. Аттенюатор, показанный на рис. 5,12, а, является несбалансированным, a сбалансированный вариант Тобразного аттенюатора приведен на рис. 5.12,6. В сбалансированном аттенюаторе вместо резисторов R1 используются резисторы R1/2.

Рис. 5.12. Симметричные Т-, Н-, П- и 0-образные аттенюаторы. Для нахождения величин Ri и R2 следует соотнести их с требуемой степенью ослабления напряжения или тока сигнала. Поэтому уравнения, используемые для определения R1 и R2, включают отношение напряжений v между входом и выходом аттенюатора, выражающее требуемое ослабление. Коэффициент v может быть также получен на основе отношения токов сигналов. Если сигнал с амплитудой напряжения 100 В необходимо ослабить для получения выходного сигнала напряжением 10 В, то отношение напряжений v будет равно 10. В этом случае для Т-образного аттенюатора, показанного на рис. 5.12, справедливы следующие соотношения:

5.14. П- и О-образные аттенюаторы На рис. 5.12, в показан П-образный симметричный несбалансированный аттенюатор. Сбалансированный вариант аттенюатора изображен на рис. 5.12, г;

поскольку полученная конфигурация схожа с буквой О, такой аттенюатор часто называют О-образным. Так как импедансы на входе и выходе аттенюатора одинаковы, величины резисторов служат не для согласования импедансов, а для обеспечения требуемой степени ослабления сигналов. Как и в случае Т-образных аттенюаторов, уравнения для нахождения значений резисторов выражаются через величину v требуемого отношения напряжений:

5.15. Мостовые Т- и Н-образные аттенюаторы Иногда параллельно последовательным резисторам Т- и Н-образных аттенюаторов включают дополнительный резистор;

в этом случае образуется мостовой аттенюатор. Схемы мостовых Т- и Н-образных аттенюаторов показаны соответственно на рис. 5.13, а и б. В этих схемах значения R1 и R2 равны импедансу Z: Вследствие выбора значений R1 и R2 равными омической величине импеданса Z необходимо рассчитывать лишь номиналы резисторов R3 и R4. Соответствующие формулы для их расчета имеют вид R1 = R2 = Z.

(5.41) где смысл и тот же, что и в разд. 5.13.

Рис. 5.13. Мостовые Т- и Н-образные аттенюаторы.

5.16. Фильтр частичного подавления одной боковой полосы В телевидении для воспроизведения мелких деталей используется полоса модулирующих сигналов до 4 МГц. При амплитудной модуляции каждому модулирующему сигналу соответствуют две боковые полосы, причем эти полосы отстоят от несущей на частоту, равную частоте модулирующего сигнала. Поэтому если телевизионную несущую модулирует сигнал частотой 4 МГц, одна боковая полоса будет находиться на 4 МГц выше, а другая- — на 4 МГц ниже несущей частоты. Требуемая общая полоса составит 8 МГц;

кроме того, необходима некоторая дополнительная полоса для размещения ЧМ-несущей. Такое использование спектра нерационально;

поэтому в передатчике подавляется большая часть нижней боковой полосы, так что общая полоса излучения телевизионной станции имеет вид, показанный на рис. 5.14, а. Поскольку нежелательно обострять срез частотной характеристики в области НЧ-сигналов, что привело бы к необходимости использования дополнительной схемы и критичности получаемой при этом характеристики, часть нижней боковой полосы остается неподавленной и называется частично подавленной. Поэтому несущая изображения отстоит на 1,25 МГц относительно НЧ-границы отведенного спектра, а несущая звукового сопровождения размещена на 0,25 МГц ниже верхней границы отведенного для данной станции спектра частот. Как будет показано в разд. 9.12, фильтр подавления боковой полосы устанавливают на выходе промодулированной несущей изображения перед антенной системой. Схема такого фильтра боковой полосы представлена на рис. 5.14,6. Фильтр состоит из фильтров верхних и нижних частот, описанных ранее в этой главе (см. также разд. 15.8 и рис. 15.9).

Рис. 5.14. Полоса частот телевизионной станции и фильтр частичного подавления одной боковой полосы. В фильтре частичного подавления боковой полосы, изображенном на рис. 5.14, для нежелательных сигналов нижней боковой полосы катушки индуктивности L4 и L5 представляют малое реактивное сопротивление. Эти сигналы шунтируются цепями последовательного резонанса С6 и L6, а также С? и L7. К фильтру нижних частот подключена концевая корректирующая секция C5R2, что необходимо, поскольку такие фильтры часто составляют из секций линий из коаксиального кабеля и этот резистор сводит к минимуму отражения в кабеле. Для полезных сигналов верхней боковой полосы реактивные сопротивления конденсаторов Ci и С2 малы, так что сигналы поступают на фильтр верхних частот. Конденсатор С3 и индуктивность LI, а также конденсатор С4 и индуктивность L2 имеют низкое шунтирующее полное сопротивление для сигналов, частоты которых примерно на 1,25 МГц ниже несущей частоты изображения. Поэтому такие сигналы ослабляются. Совместное действие фильтра верхних частот с фильтром нижних частот приводит к подавлению и ослаблению соответствующей части нижней боковой полосы сигнала (рис. 5.14, а). Для сведения к минимуму отражений секция фильтра верхних частот типа m нагружена на резистор R1.

Глава 6 МОДУЛЯЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА 6.1. Основные виды модуляции Модуляция по существу является процессом изменения сигнала радиочастотной несущей таким образом, чтобы стала возможной передача некоторой информации. Такая необходимость возникает, например, в радиовещании, которое служит для передачи низкочастотных звуковых сигналов, содержащих информацию в виде речи и музыки с полосой от 30 Гц до 20 кГц. Сигналы указанной полосы частот не могут быть переданы электрическим способом на сколько-нибудь значительные расстояния. Поэтому должны быть использованы радиочастотные сигналы, способные распространяться на большие расстояния. Так как радиочастотные сигналы могут быть переданы на требуемые расстояния, это свойство и используется для передачи звуковой информации. Аналогично этому сигналы изображения (видеосигналы) модулируют радиочастотные колебания несущей, так что последняя «переносит» информацию о изображении (см. разд. 15.1 — 15.4). Радиочастотная несущая модулируется путем изменения формы ее колебаний в соответствии с модулирующими сигналами. Известны несколько способов достижения такого изменения, к ним относятся амплитудная (AM), частотная (ЧМ) и фазовая модуляции (ФМ). Во всех трех случаях появляются сигналы боковых полос, которые вместе с несущей образуют составной модулированный передаваемый сигнал. Наряду с описанием усилителя и других устройств в данной книге представлены сведения и о специальных модулирующих устройствах.

6.2. Режим однотактной AM При амплитудной модуляции амплитуда колебаний несущей частоты изменяется звуковыми или видеосигналами, что вызывает появление сигналов боковых частот или боковых полос. Более подробно это описано в следующих разделах данной главы. Сигналы боковых полос и несущая образуют составное колебание, амплитуда которого изменяется в соответствии с модулирующим сигналом. В случае транзисторных цепей для амплитудной модуляции колебаний несущей могут быть использованы несколько способов. Один из них состоит в модуляции напряжения смещения транзистора. В этом случае рабочая точка, соответствующая немодулированному напряжению смещения, находится за пределами отсечки и амплитуда колебаний несущей устанавливается таким образом, чтобы немодулированные пики оказались посреди области между состояниями насыщения и отсечки. Модулирующее напряжение включается последовательно с постоянным напряжением смещения, приложенным к базе. Поэтому результирующее напряжение смещения будет изменяться в соответствии с модулирующими сигналами, в результате чего выходной сигнал окажется модулированным. В биполярных транзисторах, таким образом, необходимо изменять ток базы. В случае же канальных приборов вследствие их очень высокого входного сопротивления можно было бы просто изменять входное напряжение. Аналогично этому при достаточно большом сопротивлении, включенном в цепь базы, вторичную обмотку модулирующего трансформатора можно было бы включить последовательно с эмиттером для изменения смещения в соответствии с модулирующим сигналом. При любом способе модуляции путем изменения смещения может произойти перегрузка модуляционного каскада, так что необходимо следить за тем, чтобы удерживать модулирующий сигнал, в пределах границ, определяемых пределами возможного размаха тока коллектора (от нуля до тока насыщения). Широко используется схема модуляции в цепи коллектора (или в цепи стока в случае полевого транзистора). Однотакт-ная схема такого способа модуляции показана на рис. 6.1. Модулирующий сигнал вводится последовательно в цепь питания коллектора транзистора Т1 оконечного каскада усилителя несущей, работающего в режиме класса С. Для этой цели используется вторичная обмотка L5 выходного звукового (или видео-) трансформатора, называемого модулирующим трансформатором. Для получения несущей применяется генератор с кварцевой стабилизацией частоты, сигнал которого усиливается до требуемого уровня при помощи нескольких последовательно включенных каскадов усиления класса С (см. разд. 15.1 и рис. 15.1). Перед модулятором на транзисторе Т2 также обычно используется несколько каскадов усиления звуковых сигналов. На первый из этих каскадов поступает сигнал от микрофона или другого источника (телефона, магнитофона и т. д.). В схеме, показанной на рис. 6.1, колебания несущей на выходе резонансного контура в отсутствие модуляции имеют постоянную амплитуду. Поскольку ток коллектора транзистора Т1 усилителя класса С протекает через вторичную обмотку модулирующего трансформатора, любое падение напряжения на этой вторичной обмотке будет складываться или вычитаться из. напряжения, прикладываемого к коллектору. (Ссылка на напряжение используется для пояснения процесса, поскольку любое изменение приложенного напряжения в режиме класса С вызывает изменение коллекторного тока. Поэтому в процессе-модуляции изменяются также и уровни мощности.) Функционально модулятор является обычной высококачественной системой усиления звуковых сигналов. Когда на микрофон (или другой звуковой преобразователь) воздействует звук, на выходе L4 появляется отображающий его сигнал. В случае-положительного полупериода звукового колебания на выходе-верхний конец обмотки L5 находится под положительным потенциалом, а нижний — под отрицательным. При этом условии напряжение звуковой частоты эффективно увеличивает напряжение, приложенное к усилителю класса С, поскольку полярность звукового колебания совпадает с полярностью положительного напряжения источника коллекторного питания +17. В этом случае (рис. 6.1) амплитуда колебаний несущей увеличивается на величину, равную амплитуде звукового модулирующего сигнала. При отрицательном выходном звуковом модулирующем сигнале верхний конец обмотки L5 будет находиться под отрицательным потенциалом, а нижний — под положительным. Это напряжение в данном случае имеет полярность, обратную полярности напряжения источника питания +U, и общее напряжение, приложенное к усилителю класса С, уменьшается. В этом случае, как показано на рис. 6.1, амплитуда колебаний несущей уменьшается. Если к модулятору больше не прикладываются: звуковые сигналы, амплитуда несущей опять принимает свое первоначальное значение, соответствующее номинальной мощности несущей.

Рис. 6.1. Однотактная схема амплитудной модуляции. Если эквивалентное активное сопротивление колебательного контура имеет постоянное значение, то мощность несущей изменяется пропорционально квадрату напряжения. Поэтому при: полном размахе модуляции пиковая выходная мощность колебания несущей усилителя класса С достигает величины, в четыре раза превышающей уровень мощности немодулированной несущей. В соответствии с этим при полной (100%ной) модуляции амплитуда колебаний несущей изменяется от нуля до удвоенной амплитуды немодулированной несущей.

Рис. 62. а — перемодуляция;

б — 50%-ная модуляция;

в — частота верхней боковой полосы модуляции;

г — частота нижней боковой полосы модуляции.

В процессе модуляции средний ток коллектора, поступающий к усилителю класса С от источника питания, не изменяется, поскольку последовательные увеличения тока коллектора,, вызываемые модулятором, уравновешиваются аналогичными: уменьшениями тока коллектора. При 100%-ной модуляции выходная мощность модулятора должна быть равна половине входной мощности усилителя класса С. В этом определении под входной мощностью усилителя класса С понимается произведение постоянного напряжения коллектора усилителя класса С на постоянный ток коллектора. Во время передачи звуковых, музыкальных или видеосигналов глубина модуляции постоянно изменяется вследствие изменений амплитуды, которые имеют место для различных уровней громкости, прикладываемых к входу модулятора. Глубина модуляции определяется отношением мощности модулирующего сигнала к половине входной мощности усилителя несущей. Если амплитуда модулирующего сигнала слишком велика, это может привести к перемодуляции (рис. 6.2, а). При перемодуляции в течение короткого интервала времени амплитуда несущей падает до нуля, вследствие чего возникают искажения. Поэтому необходимо следить за тем, чтобы пики звукового модулирующего сигнала не приводили к глубине модуляции, превышающей 100%. Если уменьшить глубину модуляции, то (рис. 6.2, б) изменение амплитуды составного сигнала несущей становится менее отчетливым. Как показано на рис. 6.2, в и г, в процессе амплитудной модуляции для каждой частоты модулирующего сигнала образуются две боковые частоты модуляции радиочастотных сигналов. Поэтому, если несущая имеет частоту 1000 кГц и модулирована сигналом частотой 400 Гц, частота сигнала одной боковой полосы будет на 400 Гц больше частоты несущей, т. е. будет равна 1000,4 кГц, а частота сигнала другой боковой полосы будет на 400 Гц меньше частоты несущей, т. е. 999,6 кГц. Если бы несущая была модулирована сигналом частотой 1000 Гц, сигнал верхней боковой полосы имел бы частоту 1001 кГц, а сигнал нижней боковой полосы — 999 кГц. При наличии в модулирующем сигнале колебаний нескольких частот образуется несколько боковых частот модулированных колебаний. Изменения амплитуды модулированных колебаний, показанных на рис. 6.1, свидетельствуют об изменении мощности составного сигнала, включающего составляющие боковых полос, В процессе амплитудной модуляции амплитуда колебаний собственно несущей частоты не изменяется, однако мощности сигналов боковых полос изменяются пропорционально уровням амплитуды модулирующего сигнала. В случае модуляции в цепи коллектора мощность сигнала боковой полосы определяется модулятором. Поэтому сигнал, показанный на рис. 6.1, представляет собой сумму несущей и составляющих боковых полос. Если составное колебание с изменениями амплитуды подвергнуть процессу фильтрации для удаления составляющих верхней и нижней боковых полос модуляции, останется сигнал несущей постоянной амплитуды. В схеме, показанной на рис. 6.1, коэффициент трансформации модулирующего трансформатора выбирается таким образом, чтобы обеспечить согласование выходного импеданса трансформатора с импедансом усилителя класса С. Модулированная несущая прикладывается к параллельному резонансному контуру и передается на вторичную обмотку L2, с которой колебания снимаются для подачи в антенную систему (в случае модуляции при высоком уровне сигнала) или на вход линейного усилителя класса В (при низком уровне сигнала).

6.3. Режим двухтактной AM На рис. 6.3 показана схема выходного усилителя несущей класса С и модулятора, работающих в режиме двухтактной модуляции. Процесс модуляции идентичен ранее описанному, за исключением того, что двухтактная схема является симметричной, обеспечивает большую выходную мощность и меньшие гармонические искажения радиочастотного и звукового (или видео-) сигналов. Обратите внимание на то, что линия подачи питания через включенную последовательно вторичную обмотку модулирующего трансформатора соединена со средним отводом индуктивности резонансного контура. Благодаря этому обеспечивается симметрия двухтактной схемы. К верхнему и нижнему отводам катушки индуктивности схемы параллельного резонанса подключены конденсаторы для перекрестной нейтрализации (гл. 3). Для улучшения симметрии такой схемы и обеспечения возможности заземления ротора хорошо подходят переменные конденсаторы с разрезными статорами. Заземление ротора уменьшает опасность поражения электрическим током при настройке каскадов усиления мощности класса С. Как обычно, в радиочастотной передающей схеме ДВЧ служит для развязки радиочастотного сигнала. При отсутствии дросселя некоторая часть сигнала попадала бы в схему модулятора и в источник питания, что приводило бы к уменьшению общего уровня мощности радиочастотного сигнала, обеспечиваемого данной системой.

Рис. 6.3. Двухтактная схема амплитудной модуляции.

6.4. Ширина полосы ЧМ В процессе частотной модуляции звуковой модулирующий сигнал вызывает смещение частоты несущей вверх и вниз относительно ее обычной резонансной частоты (называемой также средней частотой) со скоростью, определяемой частотой модулирующего сигнала (см. разд. 15.2). Поэтому при звуковом частотномодулирующем сигнале частотой 500 Гц частота несущей отклоняется вверх и вниз от средней частоты 500 раз в секунду. Величина отклонения зависит от амплитуды модулирующего сигнала. Например, если в случае звукового сигнала 500 Гц несущая отклоняется выше и ниже средней частоты на 15 кГц, то увеличение амплитуды звукового сигнала может увеличить девиацию до 20 кГц по каждую сторону от средней частоты при той же частоте модулирующего сигнала 500 Гц. При еще большем увеличении амплитуды звукового сигнала частота несущей может отклониться на 30 кГц по каждую сторону от средней частоты (при той же частоте модулирующего сигнала). В случае модулирующего сигнала частотой 1000 Гц частота несущей отклоняется выше и ниже средней частоты 1000 раз в секунду, а величина отклонения будет определяться амплитудой модулирующего сигнала частотой 1000 Гц.

Рис. 6.4 Ширина спектра излучения радиопередающей станции с частотной модуляцией сигналов. В случае стандартного ЧМ-радиовещания (88 — 108 МГц) максимально допустимая девиация, установленная Федеральной комиссией связи (США), составляет 75 кГц по каждую сторону от средней частоты. Поэтому максимальная девиация частоты равна 150 кГц. Выше и ниже этой максимальной девиации отводятся две боковые полосы по 25 кГц, служащие для защиты от паразитного проникновения сигналов соседних по частоте станций, которые могут создать помехи данной станции. На рис. 6.4 показан спектр полосы частот одной станции с частотной модуляцией. ЧМ-канал звукового сопровождения в телевещании имеет гораздо меньшую ширину полосы (50 кГц) при максимальной девиации 25 кГц по каждую сторону от средней частоты.

6.5. Коэффициенты частотной модуляции На рис. 6.5 показаны временные диаграммы ЧМ-колебаний несущей и колебаний звукового модулирующего сигнала одной частоты. В моменты, когда величина звукового модулирующего сигнала принимает нулевое значение, частота ЧМ-несущей равна средней частоте.

Рис. 6.5. ЧМ-несущая и модулирующий сигнал. Как и в процессе амплитудной модуляции, при частотной модуляции образуются боковые полосы. Однако если при AM частота каждой составляющей звукового модулирующего сигнала вызывает появление двух боковых частот, то при ЧМ частоте каждой составляющей звукового модулирующего сигнала соответствует ряд боковых частот. Боковые частоты отстоят друг от друга на частоту, равную частоте модулирующего сигнала. Поэтому, если для модуляции используется сигнал частотой 1 кГц, первые две боковые частоты отстоят от несущей на 1 кГц, причем одна боковая частота находится выше, а другая — ниже несущей. Следующая пара боковых частот будет отстоять от соседних с ними еще на 1 кГц. Боковые частоты, ближайшие к несущей частоте, имеют наибольшую амплитуду, поэтому для последующего процесса детектирования в приемнике имеет значение только несколько боковых частот по каждую сторону от несущей. В стандартном ЧМрадиовещании следует учитывать до восьми боковых частот, образованных в процессе модуляции. Это основывается на отношении девиации несущей к уровню звукового сигнала. Для частотной модуляции отношение отклонения (девиации) частоты несущей к частоте модулирующего сигнала, вызывающего девиацию частоты несущей, называется индексом модуляции (не путать с коэффициентом девиации, речь о котором пойдет ниже). Индекс модуляции mf определяется отношением (6.1) где AfH — девиация частоты несущей и fм — частота модулирующего сигнала. В отличие от индекса модуляции коэффициент девиации определяется максимальными значениями девиации частоты и частоты модулирующего сигнала:

Для любого индекса модуляции от 1 до 10 число имеющих значение боковых полос может быть найдено из следующей таблицы: Число боковых Индекс модуляции полос по каждую сторону от несущей 1 2 2 3 4 4 5 6 7 8 9 7 8 9 10 12 13 Мощность боковой полосы при ЧМ представляется несущей, поэтому во время процесса модуляции амплитуда несущей несколько изменяется. Когда изображается составной сигнал несущей (с составляющими боковых полос), амплитуда колебания кажется постоянной (рис. 6.5), причем очевидными представляются лишь изменения частоты выше и ниже средней частоты.

6.6. Обеспечение стабильности частоты несущей при ЧМ Как будет показано в гл. 15, частотная модуляция может быть реализована двумя методами: прямым и косвенным. В системе прямой модуляции необходимо стабилизировать частоту несущей. Для осуществления этого используется фазовый детектор, вырабатывающий корректирующее напряжение, которое подается на реактансный каскад, обеспечивающий стабильность частоты несущей. Один из вариантов функциональной связи фазового детектора (дискриминатора) с остальными элементами устройства управления частотой ЧМколебаний, а также принципиальная схема дискриминатора изображены на рис. 6.6.

Рис. 6.6. Схема обеспечения стабильности частоты несущей. Устройство автоматической регулировки частоты называется дискриминатором. Он используется для поддержания частоты ЧМ-генератора в окрестности отведенной средней частоты несущей. В то же время дискриминатор должен позволять частоте генератора смещаться в соответствии с модулирующими сигналами. Приведенные на схеме рис. 6.6 генераторы, усилители класса С и другие устройства аналогичны уже рассмотренным ранее. В фазовом дискриминаторе на катушку индуктивности L2 через конденсатор связи Се подается опорное напряжение, которое образуется в резонансном контуре L1C7 смесителя. В то же время благодаря трансформаторной связи между катушкой LI и катушками LS и L4 выходное напряжение смесителя поступает на два плеча дискриминатора с соблюдением фазовых соотношений, описываемых в гл. 7. Фазовый дискриминатор формирует выходной корректирующий сигнал, прикладываемый к реактансному каскаду, который в свою очередь управляет частотой генератора с регулируемой частотой (гл. 12). Генератор с кварцевой стабилизацией вырабатывает колебания стабильной опорной частоты;

обычно эта частота значительно ниже частоты требуемой ЧМ-несущей, поскольку генератор более низких частот работает более стабильно. Поэтому, если, например, частота колебаний генератора с кварцевой стабилизацией равна 4,25 МГц, то, используя ряд удвоителей и утроителей частоты, повышают эту частоту до тех пор, пока она не окажется близкой к частоте сигнала, вырабатываемого оконечным радиочастотным усилителем класса С. В данном конкретном ЧМ-передатчике частота несущей равна 105 МГц и находится в пределах стандартного диапазона частот, отведенного для ЧМ-радиовещания (от 88 до 108 МГц). Этот сигнал частотой 105 МГц получен умножением частоты ЧМ-генератора, которая также выбирается ниже частоты несущей. Малая девиация на такой низкой частоте в этой модулирующей системе повышается до требуемой для вещания величины при помощи схем умножения частоты, которые не только повышают частоту генератора, но одновременно повышают и величину отклонения частоты несущей. Поэтому девиация частоты, получаемая при помощи реактансного каскада, может составлять всего несколько килогерц, но затем она повышается до требуемого значения путем последовательного умножения частоты модулированной несущей. Так, например, пусть генератор с регулируемой частотой предназначен для работы на средней частоте 5,833 МГц, а ряд последовательно включенных удвоителей и утроителей для данной радиостанции повышает несущую частоту в 18 раз, т. е. до ~105 МГц. Если девиация частоты равна 4 кГц, то в процессе умножения частоты это значение будет утроено, удвоено и вновь утроено и достигнет значения 72 кГц, что близко к максимально разрешенной девиации в этой полосе частот, отведенной для ЧМ-радиовещания. Сигнал, получаемый на выходе оконечного радиочастотного усилителя класса С, а также сигнал с выхода оконечного усилителя кварцованного генератора поступают в смеситель. В случае схемы, показанной на рис. 6.6, эти сигналы имеют частоты 105 и 102 МГц, и на выходе смесителя образуется разностная частота 3 МГц. Разностный сигнал частотой 3 МГц подается на фазовый дискриминатор, настроенный на эту частоту. Если сигналы на входе смесителя не изменяются, то частота выходного сигнала смесителя остается равной 3 МГц и напряжение на выходе фазового дискриминатора (на R2 и R5) равно нулю. В этом случае к реактансному каскаду не прикладывается никакого корректирующего напряжения и средняя частота генератора с регулируемой частотой не меняется. Фазовый дискриминатор не вырабатывает выходного сигнала при постоянстве частот подаваемых на него сигналов вследствие того, что падения напряжений на R2 и R?, равны по величине, но противоположны по знаку и поэтому компенсируют друг друга;

более подробно это объясняется при описании работы дискриминатора ЧМ-сигналов в гл. 7. Если же средняя частота генератора с регулируемой частотой уходит от требуемого значения, то в процессе смешивания частот получается сигнал, отличный от сигнала частотой 3 МГц. В этом случае один диод дискриминатора проводит лучше другого и на выходных резисторах R2 и Rs образуются различные падения напряжений. В результате этого возникает напряжение корректировки, которое прикладывается к реактансному каскаду, который в свою очередь корректирует частоту генератора с регулируемой частотой до требуемого значения 105 МГц. Увеличение или уменьшение относительно 3 МГц частоты сигнала на выходе смесителя определяет знак потенциала на выходе дискриминатора относительно земли. В свою очередь знак этого потенциала определяет, будет ли реактансный каскад увеличивать или уменьшать частоту генератора с регулируемой частотой (см. гл. 12). Конденсатор С2 на входе реактансного каскада оказывает низкое реактивное сопротивление для радиочастотных сигналов и поэтому отфильтровывает их, предотвращая поступление на вход реактансного каскада. Таким образом, составляющие частотной модуляции, имеющиеся в фазовом дискриминаторе, не влияют на работу реактансного каскада. Реактивное сопротивление С2 достаточно мало для сигналов радиочастоты, но не оказывает шунтирующего действия на постоянную составляющую напряжения, вырабатываемого дискриминатором. Поэтому конденсатор С2 не влияет на поступление корректирующего сигнала на реактансный каскад. В обычных условиях работы частота генератора с регулируемой частотой быстро не меняется. Вследствие этого медленный дрейф частоты этого генератора обусловливает появление напряжения корректировки, а быстрые изменения, вызванные процессом модуляции, эффективно отфильтровываются цепью из конденсатора С2 и резистора Ri.

6.7. Балансный модулятор В гл. 15 описываются балансные модуляторы (рис. 15.3), выполняющие двойную функцию: модуляции несущей для получения боковых полос и подавления этой несущей с тем, чтобы на выходе присутствовали только сигналы боковых полос. На рис. 6.7 показана схема балансного модулятора такого типа на двух р — n — р-транзисторах. Обратите внимание на то, что сигнал радиочастотной несущей прикладывается к обмотке L4 трансформатора, обеспечивающего передачу сигнала на обмотку L3. Последняя обмотка включена последовательно с источником напряжения питания. Поэтому радиочастотный входной сигнал прикладывается в фазе к обеим базам транзисторов T1 и Т4. Следовательно, любой полупериод радиочастотного сигнала создает на обеих базах одинаковое изменение прямого смещения. Поэтому если, например, полярность напряжения на L3 обратна прямому (отрицательному) смещению, действующему между базой и эмиттером, то уменьшение этого смещения уменьшает ток обоих коллекторов. Поскольку коллекторы транзисторов TI и Т2 включены по двухтактной схеме, их коллекторные токи проходят в направлениях, показанных на рис. 6.7 стрелками.

Изменения токов в L5 и L6 равны и противоположны по знаку, вследствие чего изменения токов, представляющих радиочастотные сигналы, взаимно уничтожаются (предполагается, что схема сбалансирована, а транзисторы и конденсаторы С3 и С4 являются идентичными).

Рис. 6.7. Балансный модулятор. Вторичная обмотка L2 входного трансформатора, через который подаются сигналы звуковых частот, имеет центральный отвод, поэтому к базам транзисторов прикладываются напряжения, сдвинутые по фазе относительно друг друга на 180°, что свойственно двухтактной схеме. Вследствие того что сигналы звуковых частот вызывают в транзисторах TI и Т2 изменения коллекторных токов, токи несущей частоты в каждом транзисторе модулируются. При этом возникают боковые частоты модуляции, резонансными схемами для которых являются контуры, образованные C3L5 и C4L6. Такие резонансные схемы имеют низкий импеданс для звуковых сигналов, поскольку частоты последних далеки от резонансных частот этих контуров, поэтому звуковые сигналы на выходе ослабляются. Вследствие подавления несущей на выходе системы балансного модулятора действуют только сигналы боковых полос модуляции. Конденсаторы C1 и С2 на входе представляют низкое реактивное сопротивление для радиочастотных сигналов, и поэтому через них осуществляется подача радиочастотных сигналов к базам транзисторов. Однако для сигналов звуковых частот, появляющихся на обмотке L2, эти конденсаторы обладают очень высоким реактивным сопротивлением, и поэтому сигналы не шунтируются.

6.8. Предварительная коррекция При частотной модуляции схема предварительной коррекции повышает отношение сигнал/шум для звуковых сигналов более высоких частот. Эта схема компенсирует шумы, вызываемые элементами схемы, причем такие нежелательные шумы заметнее при более широком диапазоне сигналов звуковых частот. Поскольку при ЧМ частотная характеристика в области звуковых частот простирается до 15 кГц, схема предварительной коррекции увеличивает усиление сигналов более высоких частот, поднимая их уровень выше уровня амплитуды шумового сигнала. Такая схема удобна для использования на практике и функционально оправдана, поскольку шумовые сигналы имеют фиксированную амплитуду по отношению к сигналам на данной частоте.

Рис. 6.8. Схема предварительной коррекции. В соответствий с правилами, установленными Федеральной комиссией связи, коррекция начинается на частоте ~400 Гц, на частоте 1,5 кГц увеличение усиления достигает 2 дБ, на частоте 2 кГц — 3 дБ. На частоте 2,5 кГц усиление увеличивается на 5 дБ, причем начиная с этой частоты нарастание усиления носит практически линейный характер, достигая 70 дБ на частоте 15 кГц. Как показано на рис. 6.8, основную схему предварительной коррекции образует комбинация из резистора и конденсатора. Конденсатор С1 является конденсатором связи, однако его величина выбирается такой, чтобы он имел относительно высокое реактивное сопротивление для сигналов более низких частот и очень низкое сопротивление для сигналов более высоких частот. Поэтому номинал С1 меньше номинала обычного конденсатора связи. Постоянная времени R1C1 = 75 мкс и выбирается из соображений обеспечения наибольшего отношения сигнал/шум, но без чрезмерного увеличения девиации ЧМ-несущей вследствие увеличения амплитуды сигнала более высокой частоты. Необычно большие уровни сигнала в процессе модуляции могут привести к девиации несущей за пределы отведенной полосы пропускания. При использовании в передатчике схемы предварительной коррекции сигналов в приемнике должна применяться схема компенсации для устранения эффекта повышения амплитуды звуковых сигналов более высоких частот. Эффект, обратный получаемому при помощи схемы предварительной коррекции, достигается схемой компенсации, более подробно описанной в гл. 7. Такая схема для стереофонического радиовещания рассматривается в гл. 15 (рис. 15.8);

схему предварительной коррекции не следует путать с корректирующей схемой (цепью) (рис. 15.3).

6.9. Ввод импульсов синхронизации в состав телевизионного сигнала В телевидении для передачи видеоинформации используется амплитудная модуляция, а для звукового сопровождения — частотная модуляция. Передача видеоинформации отличается от обычного АМрадиовещания необходимостью излучения служебных импульсов различного типа с целью обеспечения синхронизации схем развертки в приемнике в соответствии с хронированием передатчика. В строго определенные моменты времени должны быть переданы импульсы кадровой и строчной разверток.

Рис. 6.9. Телевизионные синхронизирующие сигналы. В черно-белом телевидении стандартная развертка состоит из 525 горизонтальных линий, т. е. строк, составляющих кадр, которые повторяются 30 раз в секунду. В итоге скорость развертки равна 15750 строка/с, что определяет частоту генератора строчной (горизонтальной) развертки как на передающей станции, так и в приемнике. Генератор кадровой развертки формирует сигнал, повторяющийся с частотой 60 Гц и содержащий гасящий импульс. Длительность такого сигнала составляет ~850 мкс (он повторяется дважды в течение каждого кадра), а интервал обратного хода соответствует примерно времени развертки 30 строк. Поэтому для воспроизведения изображения остается ~480 строк. Под действием напряжения вертикальной развертки электронный луч, двигаясь по горизонтали (строке), постепенно смещается вниз. При этом 262,5 строки образуют поле (field);

два таких поля, чередуясь благодаря чересстрочной развертке (строки второго поля находятся между строк первого поля), составляют полный кадр с 525 строками. Этот процесс схож с использованием в кинопроекторе обтюратора для мгновенного гашения изображения с тем, чтобы оно для уменьшения мерцаний проецировалось на экран во время передачи каждого кадра дважды. На рис. 6.9 проиллюстрированы различные телевизионные синхросигналы. Строчные синхроимпульсы находятся на строчных гасящих импульсах, благодаря чему линий обратного хода не видно. Видеоинформация передается в интервалы времени между строчными гасящими импульсами. При передаче кадровых синхроимпульсов также необходимо гасить экран, но уже на более длительное время, чем при передаче строчных синхроимпульсов. Однако в течение времени запирания трубки кадровым гасящим импульсом необходимо осуществлять синхронизацию генератора строчной развертки, так как иначе по окончании действия кадрового гасящего импульса невозможно засин-хронизовать генератор строчной развертки. Поэтому в начале кадрового гасящего импульса вводят серию коротких импульсов (называемых уравнивающими импульсами). Уравнивающие импульсы имеют слишком малую длительность, чтобы запустить генератор кадровой развертки, однако они обеспечивают синхронизацию генератора строчной развертки. Импульс кадровой (полевой) синхронизации состоит как бы из серии импульсов. Такие импульсы, более подробно рассматриваемые в гл. 14, подаются на интегратор для формирования сигнала нужной амплитуды с целью обеспечения запуска генератора кадровой развертки. «Врезки» между импульсами предназначаются для обеспечения синхронизации генератора строчной развертки. После импульса кадровой развертки следуют дополнительные уравнивающие импульсы, предназначенные для обеспечения синхронизации генератора строчной развертки. Частота повторения уравнивающих импульсов составляет 31,5 кГц, т. е. в два раза превышает частоту строчной развертки, равную 15750 Гц.

Рис. 6.10. Схема ввода в видеосигнал уравнивающих импульсов. Для ввода уравнивающих импульсов в полный видеосигнал передатчика применяется несколько схем. На рис. 6.10 показана одна из таких схем, используемая для ввода 18 уравнивающих импульсов в полный видеосигнал во время периода передачи кадрового гасящего импульса. Во время ввода уравнивающих импульсов сигналы строчной синхронизации не передаются. Требуемый стробирующий сигнал состоит из импульса, длительность которого равна длительности девяти строк, а частота повторения 60 Гц. Такой стробирующий импульс прикладывается к первичной обмотке L1 входного трансформатора и передается во вторичные обмотки L2 и L3. Конденсаторы C1 и С2 включены между линиями питания положительным и отрицательным напряжениями и землей. Поэтому вторичные обмотки L2 и LZ аналогичны вторичной обмотке с центральным отводом, обеспечивающей реверсирование фаз сигналов, как и в случае двухтактной схемы: сигнал на базе транзистора Т2 находится в противофазе с сигналом на базе транзистора T3. Вследствие использования n — р — n-транзисторов положительный сигнал на базе складывается с прямым смещением и увеличивает проводимость, в то время как отрицательный сигнал уменьшает прямое смещение и уменьшает проводимость или совсем запирает транзистор. Вначале предположим, что стробирующего импульса нет. Смещение, приложенное между базой и эмиттером транзистора T2, имеет обратное направление, поэтому этот транзистор заперт. Поскольку транзистор Т2 включен последовательно с транзистором Т1, то и последний заперт, хотя к базе транзистора Т1 прикладывается последовательность уравнивающих импульсов;

поэтому на выходе схемы импульсов нет. К транзистору же Тз прикладывается прямое смещение, и поэтому он открыт. Следовательно, сигналы строчной синхронизации, поступающие на базу транзистора Т4, усиливаются и выделяются на выходном резисторе R1. В течение интервала времени, отводимого для ввода уравнивающих импульсов в полный видеосигнал, к базам Т2 и Тз прикладывается стробирующий импульс. Амплитуда положительного импульса, прикладываемого к базе транзистора Т2, превышает уровень отрицательного обратного смещения, и транзистор Т2 начинает проводить ток. Одновременно и транзистор Т1 также начинает работать, и так как к его базе прикладываются уравнивающие импульсы, то они выделяются на резисторе R1. Стробирующий импульс, прикладываемый к транзистору Тз, представляет для этого транзистора отрицательное смещение, запирающее его. В этом случае в течение интервала длительности стробирующего импульса, равного девяти строкам, импульсы строчной синхронизации на выход не передаются, поскольку Т4 включен последовательно с транзистором Тз и поэтому также заперт. Таким образом, импульсы строчной синхронизации не проходят на выход в течение времени следования уравнивающих импульсов, и выходная последовательность сигналов состоит из импульсов строчной синхронизации с 18 уравнивающими импульсами, вводимыми во время передачи импульса кадровой синхронизации.

6.10. Ввод кадровых синхроимпульсов Как было показано на рис. 6.9, за шестью уравнивающими импульсами следует шесть кадровых синхроимпульсов. Для ввода требуемого числа кадровых синхроимпульсов используется другая схема стробирования (рис. 6.11). В этой схеме к транзистору Т3 прикладывается стробирующий импульс, длительность которого равна длительности трех строк. Этот импульс задерживается на время, равное длительности трех строк, относительно стробирующего сигнала длительностью девять строк с тем, чтобы ввести импульсы кадровой синхронизации после ввода первых шести уравнивающих импульсов.

Рис. 6.11. Схема ввода в видеосигнал импульсов кадровой синхронизации. Как показано на рис. 6.11, объединенные ранее импульсы строчной синхронизации и уравнивающие импульсы прикладываются к базе транзистора Т1 и выделяются на выходном резисторе Rл независимо от работы схемы стробирования. Однако транзисторы Т2 и Г3 включены последовательно, причем их совместной нагрузкой также является резистор Ri. Поскольку через резистор Rs к базе транзистора T3 прикладывается отрицательное напряжение, то при отсутствии стробирующего импульса транзистор T2 заперт, и тем самым цепь проводимости транзистора Т2 разорвана. Следовательно, при воздействии на базу транзистора Т2 непрерывной последовательности импульсов кадровой синхронизации на выход схемы эти импульсы не проходят. Когда же на вход базы транзистора Т3 поступает стробирующий импульс длительностью три строки, причем положительный потенциал импульса достаточно велик, то транзистор Г3 отпирается, вследствие чего начинает проводить и транзистор 7Y В этом случае кадровые синхроимпульсы усиливаются транзистором Т2;

они выделяются на выходном резисторе Ri и занимают место над шестью центральными уравнивающими импульсами. Такое объединение импульсов двух типов увеличивает крутизну передних фронтов импульсов кадровой синхронизации вследствие малого времени нарастания уравнивающих импульсов. Поскольку при объединении двух импульсов их амплитуды складываются, за схемой стробирования помещена схема ограничения, устраняющая любые выбросы амплитуды сигналов. Как показано на схеме, в ограничителе используется полевой транзистор Т4 с напряжением смещения, устанавливаемым таким образом, чтобы срезание пиков сигналов производилось на требуемом уровне. Одновременно схема ограничения инвертирует сигналы, поэтому на ее выходе они имеют полярность, соответствующую полярности импульсов на входах трех транзисторов.

6.11. Схемы объединения сигналов После формирования различных сигналов синхронизации строчной и кадровой разверток необходимо их объединить с информативными сигналами изображения для получения полного видеосигнала, используемого для модуляции несущей. На рис. 6.12 показана типичная схема объединения сигналов. Полный сигнал синхронизации (строк и кадров) поступает на базу транзистора Гь причем усиленному сигналу на выходном резисторе импульсы стробирования помех не создают. На базы транзисторов Т2, Т3 и Г4 подается отрицательное напряжение смещения. Поэтому при поступлении видеосигнала на базу транзистора Т2 этот сигнал усиливается и выделяется на выходном нагрузочном резисторе. Однако при подаче на базу транзистора T4 сигнала гашения с полярностью, противоположной прямому (отрицательному) смещению, транзистор 74 запирается. Поскольку транзисторы Т2, Г3 и Г4 включены последовательно, запирание любого из них приводит к запиранию двух других. По этой причине при подаче сигнала изображения на базу Г 2 выходной сигнал отсутствует (этот сигнал нежелателен во время интервалов передачи импульсов гашения и синхронизации). Запирание транзистора 74 и двух других, включенных с ним последовательно, приводит к появлению на выходном резисторе импульса гашения.

Рис. 6.12. Схема объединения синхронизирующих импульсов и сигнала изображения. Аналогично этому при подаче кадрового гасящего импульса на базу транзистора Т3 прямое смещение этого транзистора уменьшается, и он запирается. И в этом случае имеет место разрыв цепи для последовательно включенных трех транзисторов, и на выходе схемы видеосигналы отсутствуют. Резкое уменьшение амплитуды на выходном резисторе соответствует кадровому гасящему импульсу. Если на выходном резисторе появляются синхроимпульсы;

строк или кадров, то они размещаются на гасящих импульсах, аналогично тому, как уравнивающие импульсы размещаются, на кадровом гасящем импульсе (см. рис. 6.9). Видеосигналы передаются между гасящими импульсами, поэтому в этой схеме осуществляется объединение полного видеосигнала. Обычно за схемой объединения следуют дополнительные усилители с тем, чтобы поднять напряжение полного видеосигнала до уровня, необходимого для модуляции несущей изображения.

Глава 7 ДЕМОДУЛЯТОРЫ И СХЕМЫ АРГ, АРУ И ДРУГИЕ 7.1. Детектор АМ-сигналов В связных радиоприемных устройствах для выделения звуковых составляющих из амплитудномодулированной ВЧ-несу-щей широко используется диодный детектор (демодулятор). Общий вид такой схемы приведен на рис. 7.1. Эта же схема используется для детектирования видеосигналов в телевидении, а также для получения напряжений автоматической регулировки громкости (АГР) или автоматической регулировки усиления (АРУ). Как показано на рис. 7.1, АМ-несущая с выхода резонансного контура подается через трансформатор на резонансную L2С1-цепь детектора с высоким импедансом. Модулированная несущая представляет собой составной сигнал, содержащий несущую и боковые полосы (см. гл. 6 и 15). Твердотельный диод пропускает только положительные полуволны (импульсы) модулированных колебаний, и эти пульсирующие импульсы поступают на фильтрующую R1C2-цепь (рис. 7.1). Далее изменения амплитуды пульсирующих импульсов преобразуются в низкочастотное напряжение, повторяющее звуковой или видеосигнал, который использовался для модуляции несущей. Такие звуковые сигналы выделяются на резисторе R1 и при помощи ползунка реостата (регулирующего громкость) через конденсатор С3 подаются на усилитель. Разделительный конденсатор С3 пропускает звуковые или НЧ-сигналы, а постоянная составляющая сигнала выделяется на этом конденсаторе.

Рис. 7.1. Диодный детектор АМ-сигналов. а — модулированный радиочастотный сигнал от предшествующего ПЧ-усилителя;

б — выпрямляющее действие-диода;

в — формирование огибающей фильтрующим конденсатором. При немодулированной несущей сигналы, подаваемые на.детектор, имеют неизменную амплитуду;

в этом случае средний уровень напряжения пульсаций имеет неизменную величину, и на Ri будет выделяться постоянное напряжение, что соответствует отсутствию звукового сигнала на выходе детектора. Если же амплитуда составного сигнала изменяется (рис. 7.1,а), то на выходе детектора появляются звуковые сигналы. Любой полуволне входного сигнала положительной полярности соответствует полуволна напряжения положительной полярности на обмотке L2, действующего от верхнего зажима обмотки к ее нижнему зажиму. Под воздействием этого напряжения диод отпирается и конденсатор С2 заряжается до максимального значения амплитуды напряжения данной полуволны. Во время отрицательной полуволны входного сигнала диод закрыт и конденсатор начинает разряжаться через резистор Ri. Однако постоянная времени R1C2 устанавливается настолько большой, что до начала действия следующей положительной полуволны сигнала конденсатор разрядится не очень значительно. В случае если колебание второго положительного полупериода имеет более высокую амплитуду, то конденсатор зарядится до этого нового максимального значения амплитуды. Если же амплитуда поступающего сигнала уменьшается, то конденсатор заряжается до этого меньшего значения амплитуды полуволны. Поэтому С2 ведет себя как конденсатор фильтра и преобразует радиочастотное пульсирующее колебание в низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется в соответствии с изменением амплитуды звукового сигнала (даже наивысшая составляющая частоты такого колебания много ниже частоты радиочастотного колебания несущей). Пульсирующее радиочастотное колебание показано на рис. 7.1,6, а выделяемое на резисторе R1 колебание звуковой частоты — на рис. 7.1, в. Детектор, схема которого приведена на рис. 7.1, может работать в качестве приемника без каких-либо дополнительных схем, если выводы антенны соединить с выводами обмотки L2, а резистор Ri заменить головным телефоном. Однако без предварительного усиления АМ-несущей или дополнительного усиления звуковых сигналов принимаемые сигналы довольно слабые, причем избирательность и усиление оказываются минимальными. Тем не менее сигналы местных (близких) станций могут прослушиваться в телефоне с достаточной громкостью.

7.2. Регенеративный детектор В схеме регенеративного детектора применяется катушка обратной связи для передачи части усиленного сигнала на вход схемы;

здесь используется положительная (регенеративная) обратная связь. Регенеративный детектор находит применение в основном в радиолюбительских и портативных коротковолновых приемниках. Он обеспечивает хорошую избирательность и высокую чувствительность и по своим характеристикам сопоставим с диодным детектором вместе с каскадом радиочастотного усилителя. К недостаткам регенеративного детектора относятся неустойчивость режима усиления, если регенерация происходит слишком близко к точке генерации. Кроме того, при работе в режиме свободных колебаний имеет место излучение сигнала. Это излучение приводит к появлению в близко расположенных приемниках нежелательных шумов.

Рис. 7.2. Регенеративный детектор. На рис. 7.2 показана схема регенеративного детектора на транзисторе. Поступающий АМ-сигнал подается на резонансный контур через трансформатор, образованный обмотками L1 и L3. Транзистор включен по обычной схеме с заземленным эмиттером, и детектирование (выпрямление) осуществляется на участке база — эмиттер, который ведет себя подобно обычному детектирующему диоду. Изменяющийся базовый ток транзистора оказывает соответствующее воздействие на ток коллектора, поскольку транзистор работает в режиме усиления. Звуковой сигнал выделяется на обмотке L4, а при помощи обмотки L5 он подается на каскад усиления сигналов звуковой частоты. Составляющие радиочастотного сигнала, действующие в цепи коллектора, отфильтровываются конденсатором С3, оказывающим очень низкое емкостное сопротивление радиочастотным сигналам. Часть энергии радиочастотных сигналов благодаря трансформаторной связи между обмотками L2 и L3 передается во входной резонансный контур. Фазировка обмотки Li устанавливается такой, чтобы сигнал обратной связи находился в фазе с напряжением входного сигнала, поступающего во входной резонансный контур. При выполнении этого условия сигналы обратной связи усиливают входные сигналы и коэффициент усиления схемы увеличивается. Катушку индуктивности L2 обычно называют катушкой обратной связи. Коэффициент связи между L2 и L3 можно изменять для регулировки степени обратной связи. Возможно также зафиксировать положение катушки L2, а коэффициент обратной связи регулировать переменным резистором R1. Как и в случае диодного детектора, рассмотренного ранее, на вход регенеративного детектора могут подаваться сигналы от каскада предварительного усиления радиочастотных сигналов или непосредственно от резонансной цепи антенны. Вместо L4 может использоваться телефон. Если при помощи резистора Ri постепенно увеличивать положительную обратную связь, то можно достигнуть точки максимальной эффективности, которая находится чуть ниже точки самовозбуждения приемника, который переходит в режим работы с незатухающими колебаниями. Если это происходит, то приемник генерирует свой собственный сигнал, искажающий радиоприем. Однако режим автоколебаний используется для приема телеграфных сигналов типа кода Морзе, которые являются немодулированными (точнее, колебания немодулированной несущей периодически прерываются для представления точек и тире кода). При приеме таких сигналов регенеративным детектором возникает процесс гетеродинирования: вследствие биений приходящих сигналов с генерируемыми сигналами образуется новое колебание, имеющее разностную частоту. При нулевом биении, когда приходящий и генерируемый сигналы имеют одну и ту же частоту, разностного сигнала не образуется. При увеличений разности частот двух сигналов частота звукового сигнала также увеличивается. Поэтому если частота приходящего сигнала кГц, а частота генерируемого сигнала 3000,5 кГц, то образуется звуковой тон разностной частоты 500 Гц. Детектор, работающий в режиме незатухающих колебаний, называется автодинным детектором. Если используются диоды-или другие детекторы, в которых для возбуждения автоколебаний обратная связь не применяется, то для приема непрерывных немодулированных кодовых сигналов необходимо применять отдельный генератор для подачи генерируемых им сигналов на детектор.

7.3. Фазовый детектор Схему фазового детектора, показанную на рис. 7.3, нельзя отнести к схемам типа демодулятора, как две предыдущие схемы. Эта схема детектирует разность фаз двух сигналов, так что при наличии разности фаз могут быть приняты определенные меры по корректированию (см. разд. 4.6, 6.6, 6.7, 15.2 и 15.3). Фазовый детектор часто называют также фазовым дискриминатором или частотным компаратором. Схема фазового детектора, показанная на рис. 7.3, близка к схеме дискриминатора (демодулятора) ЧМ-сигналов, изображенного на рис. 7.5, а их основные рабочие характеристики практически идентичны. Поэтому анализ схемы, данный в этом разделе, применим и к схеме, показанной на рис. 7.5. В демодулирующей системе (рис. 7.5) индуктивность L4 связана с Lb т. е. она не является вторичной обмоткой трансформатора L4L5, как это имеет место в схеме, изображенной на рис. 7.3.

Рис. 7.3. Фазовый детектор.

Рис. 7.4. Векторные диаграммы фазового детектора. Подлежащий анализу сигнал прикладывается к входной обмотке LI и трансформируется во вторичную обмотку, состоящую из L2 — L3. Вторичная обмотка шунтируется конденсатором переменной емкости Сь благодаря чему образуется параллельный резонансный контур, настроенный на частоту контрольного (опорного) сигнала, который прикладывается к первичной обмотке L5 трансформатора и наводится на L4. Если оба сигнала имеют идентичные частоты, то при хорошей балансировке системы прикладываемые к диодам сигналы одинаковы. В этом случае токи диодов протекают в направлениях, показанных на рис. 7.3 стрелками, создавая выпрямленный сигнал. Каждый диод проводит через полупериод, вследствие чего через диоды протекают пульсирующие токи. Однако пульсации напряжения на резисторах Ri и R2 сводятся к минимуму благодаря фильтрующему действию конденсаторов С2 и С3, так что через Ri и R2 протекают практически постоянные токи. Вследствие использования центрального отвода в обмотке L2 — L3 и равенства резисторов R1 и R2 падения напряжений на этих выходных резисторах равны и противоположны по знаку;

поэтому при равенстве частот сигналов выходное напряжение равно нулю. Работу схемы легче всего понять из анализа фазовых соотношений в рассматриваемом компараторе. На векторной диаграмме, приведенной на рис. 7.4, а, показаны соотношения фаз напряжений при равенстве частот обоих входных сигналов, когда входной колебательный контур находится в состоянии резонанса. В этом случае действующая в контуре индуцированная э д. с. Eинд изменяется в фазе с током Iк, протекающим через элементы (активные и реактивные) контура. Такое положение обусловлено тем, что при резонансе реактивное емкостное сопротивление контура равно по величине и обратно по знаку индуктивному реактивному сопротивлению контура;

эти сопротивления компенсируются, так что контур имеет лишь активное сопротивление. Поэтому между з. д. с., действующей в контуре,, и током контура нет ни опережения, ни отставания. Напряжение опорного сигнала EL± на вторичной обмотке L4. сдвинуто по фазе на 180° относительно индуцированной э.д. с,. EИНД. Поэтому EL4 показано на рис. 7.4, а в виде вектора, направленного противоложно вектору Еинл. Поскольку катушка L4 связана с входом и выходом системы, каждый диод подвержен воздействию двух сигналов: опорного и входного. Однако общее напряжение на каждом диоде является не арифметической, а векторной суммой напряжений сигналов. Это объясняется тем, что падение напряжения EL на нижней половине вторичной обмотки, отсчитываемое от средней точки этой обмотки, опережает на 90° ток 1К, протекающий через эту часть обмотки, по этой же причине падение напряжения EL2 на верхней половине вторичной обмотки, также отсчитываемое от средней точки этой обмотки, должно отставать от вектора Iк на 90°;

таким образом, при резонансе напряжение дэ на диоде Д1 равно векторной сумме EL4 и EL2, а напряжение Eд2 на диоде Д2 равно векторной сумме EL4 и EL3, Напряжения Eдх и Eд2 показаны на рис. 7.4, а в виде диагоналей параллелограммов. Если входной сигнал на L1 отличается от опорного сигнала на L5, то фазовые соотношения сигналов в рассматриваемом компараторе изменяются, в результате чего один из диодов проводит лучше другого. Поэтому падение напряжения на одном из выходных резисторов становится больше падения напряжения на другом резисторе и их суммарное падение напряжение перестает быть равным нулю, причем его величина и полярность зависят от разности этих падений напряжений. При изменении частоты входного сигнала колебательный контур (L2 — L3)C1 выходит из резонанса и ток Iк во вторичноГс обмотке не изменяется в фазе с э.д. с. EHHR. Это объясняется тем, что колебательный контур на частоте выше или ниже резонанса имеет индуктивное или емкостное сопротивление. Если ток отстает от э.д.с. EИНД, то векторная диаграмма принимает вид, показанный на рис. 7.4,6. Но между Iк и EL2 или EL3 сохраняется разность фаз, равная 90°. В результате этого напряжение на диоде Д1 увеличивается, а на диоде Д2 уменьшается, В этом случае диоды проводят неодинаково, и на выходе ком-ларатора появляется напряжение. Изменение частоты входного сигнала в другом направлении приводит к увеличению д2 и уменьшению дх. Появляется выходное напряжение, полярность которого противоположна полярности напряжения, образующегося в предыдущем случае.

7.4. Дискриминатор ЧМ-сигналов Одним из наиболее ранних типов детектора частотно-модулированных сигналов является дискриминатор, схема которого показана на рис. 7.5. Его все еще можно встретить в некоторых приемниках, хотя для демодуляции ЧМ-сигналов чаще используется детектор отношений (ratio detector). Описание этого детектора дается в разд. 7.5.

Рис. 7.5. Дискриминатор ЧМ-сигналов. В схеме, изображенной на рис. 7.5, ЧМ-несущая (от каскадов усиления ПЧ) поступает на L1 и наводит напряжение во вторичной обмотке L4. Часть входного сигнала при помощи обмотки L5 подается на выход схемы дискриминатора. Другой способ отвода части сигнала предполагает отказ от L4 и связь с L1 через последовательно включенный конденсатор. Если поступающая на вход несущая не модулирована, схема является симметричной и через каждый диод проходит ток одинаковой величины. Диоды проводят по очереди, т. е. Д1 проводит в тот полупериод, когда сигнал на верхнем выводе обмотки L2 положительный, а на нижнем выводе обмотки L3 отрицательный. Диод Д2 проводит в другой полупериод сигнала. Вследствие этого токи поочередно (в зависимости от частоты: сигнала несущей) протекают через резисторы Rl и R2 в направлениях, показанных стрелками. Конденсаторы С3 и С4 разряжаются через резисторы и благодаря этому обеспечивают фильтрацию радиочастотных составляющих. Результатом этого является преобразование пульсирующих колебаний в постоянные напряжения на резисторах. Поскольку полярности напряжений на R1 и R2 противоположны, то при равенстве падений напряжений на резисторах напряжение на выходных зажимах равно нулю. Если частота ЧМ-несущей изменяется, то вследствие нарушения баланса схемы один из диодов проводит лучше другого. Если, например,, диод Д1 проводит сильнее диода Д2, то падение напряжения на R1 увеличивается и на выходе схемы появляется напряжение,, причем верхний зажим находится под положительным потенциалом, а нижний — под отрицательным. Если частота несущей изменилась в противоположном направлении, то диод Д2 проводит сильнее диода Дь падение напряжения на R2 увеличивается, а на Ri уменьшается. В этом случае результирующая разность потенциалов на выходных зажимах имеет обратную полярность. Поэтому, если модулированная частота несущей отклоняется вверх или вниз относительно номинального (среднего) значения, то детектор формирует на выходе низкочастотный сигнал, положительный и отрицательный полупериоды которого представляют один период звуковой частоты. При ЧМ частота несущей отклоняется выше и ниже средней частоты со скоростью, пропорциональной частоте звукового сигнала. Величина отклонения определяется амплитудой звукового модулирующего сигнала. Поэтому на выходе детектора образуется звуковая составляющая ЧМ-сигнала несущей. Разбаланс схемы, вызванный девиацией частоты ЧМ-несущей, является результатом изменений фаз между поступающими сигналами и сигналами, наводимыми на L4. Векторные диаграммы для таких разностей фаз рассматривались в разд. 7.3, где аналогичная схема используется для целей контроля и коррекции по частоте и фазе радиочастотной несущей. ЧМ-детектор типа дискриминатора чувствителен также и к изменениям амплитуды и поэтому будет детектировать АМ-сигналы (такие, как шумы) на ЧМ-несущей. Следовательно, перед подачей на.дискриминатор сигналы ЧМ-несущей необходимо ограничивать. Это осуществляется при помощи ограничителей напряжения, которые срезают амплитуду сигнала выше определенного уровня (см. гл. 11).

7.5. Детектор отношений ЧМ-сигналов Детектор отношений частотно-модулированных сигналов (рис. 7.6) имеет преимущество перед дискриминатором: перед детектором не требуется устанавливать каскад ограничения, поскольку детектор отношений нечувствителен к амплитудной модуляции. По сравнению со схемой дискриминатора (рис. 7.5) диоды детектора отношений включены в одном направлении. Токи через резисторы Ri и R2 не разветвляются в средней точке, а имеют одинаковое направление, показанное стрелками. Поэтому при наличии немодулированной несущей оба диода проводят во время отрицательной полуволны напряжения на вторичной обмотке, получаемого при подаче входного сигнала на LI (если бы оба диода были включены в обратном направлении, функции схемы были теми же, за исключением того что диоды проводили бы во время положительной полуволны напряжения на вторичной обмотке). Когда оба диода находятся в состоянии проводимости, на резисторах R1 и R2 образуется почти постоянное выходное напряжение, так как в моменты запирания диодов конденсаторы С3 и С4 разряжаются через резисторы, обеспечивая фильтрацию переменных составляющих пульсаций постоянного напряжения, образуемых из-за периодического отпирания и запирания диодов.

Рис. 7.6. Детектор отношений ЧМ-сигналов. Если поступающая несущая модулирована по частоте, вследствие чего ее частота отклонена от средней частоты, один диод будет проводить сильнее другого, как это описано в разд. 7.3 и 7.4 для схем фазового детектора и дискриминатора. Предположим, например, что немодулированная несущая вызывает падение напряжения на каждом выходном резисторе, равное 2 В. Тогда напряжение на двух резисторах, включенных последовательно, равно 4 В. Предположим также, что частота несущей отклоняется от средней частоты так, что диод Д1 проводит слабее диода Д2, в результате чего напряжение на Ri может уменьшиться до 1 В, а на R2 — увеличиться до 3 В. Общее падение напряжения на двух резисторах останется равным 4 В, в то время как напряжение на каждом резисторе изменяется. Аналогично при отклонении частоты в другом направлении диод Д2 проводит слабее Д1 и падение напряжения на R2 уменьшается до 1 В, а на R1 увеличивается до 3 В. И в этом случае общее напряжение остается равным 4 В, однако напряжение на каждом резисторе изменяется. Это означает, что изменяется соотношение напряжений, причем сигнал звуковой частоты можно снимать с любого резистора, а не с обоих, как в случае дискриминатора. Емкость шунтирующего конденсатора С6 гораздо больше емкости конденсатора Сз или С4. Поэтому конденсатор С6, заряженный до полного напряжения, падающего на последовательно включенных резисторах, противодействует любому неожиданному изменению напряжения. Вследствие таких характеристик заряда конденсатор С6 эффективно ослабляет резкие выбросы напряжения, а также другие АМ-сигналы, наложенные на ЧМ-несущую.

7.6. Схема ослабления звуковых сигналов более высоких частот Для компенсации действия схемы предварительной коррекции, введенной в процессе модуляции (см. разд. 6.8), между демодулятором и усилителем сигналов звуковой частоты в приемниках ЧМ-сигналов устанавливают специальную схему, компенсирующую постепенный подъем уровня звуковых сигналов более высоких частот с тем, чтобы они стали пропорциональными уровням сигналов, поступающих на микрофон передающей станции.

Рис. 7.7. Схема ослабления звуковых сигналов более высоких частот. На рис. 7.7 приведена схема компенсации такого подъема амплитуд. По существу схема ведет себя как фильтр нижних частот, поскольку шунтирующее действие конденсаторов Ci и С2 возрастает для более высокочастотных составляющих сигнала» Последовательно включенные резисторы Ri и R2 вместе с шунтирующими конденсаторами имеют постоянную времени, соответствующую постоянной времени схемы предварительной коррекции, используемой в процессе модуляции. Конденсатор Cs является обычным конденсатором связи, а резистор R3 — регулятором громкости. Схема, показанная на рис. 7.7, может быть упрощена путем исключения элементов Rz и С2 и изменения значений Ri и Ci таким образом, чтобы они имели требуемую постоянную времени. Однако для получения более плавного линейного перехода предпочтительнее схема, показанная на рис. 7.7.

7.7. Видеодетектор На рис. 7.8 показана типичная схема диодного видеодетектора, используемая в черно-белых телевизионных приемниках. В этой схеме полный видеосигнал с выхода последнего каскада усилителя промежуточной частоты (УПЧ) поступает на первичную обмотку L1 трансформатора. Индуктивность этой обмотки вместе с емкостью схемы составляет резонансную цепь на промежуточной частоте сигнала. Емкость, необходимая для получения резонанса, может быть образована из емкостей монтажа, внутренних емкостей между выводами транзистора и других паразитных емкостей. (Сигналы ПЧ находятся в области частот около 40 МГц и имеют характеристики, аналогичные характеристикам других ВЧ-сигналов.) Рис. 7.8. Видеодетектор. Сигнал ПЧ через трансформатор LiL2 прикладывается к. диодному детектору. В течение полупериода ПЧ, соответствующего положительному потенциалу верхнего вывода обмотки L2, диод заперт, так как в это время к нему прикладывается напряжение обратной полярности. Однако при отрицательной полярности напряжения ПЧ, когда верхний вывод обмотки L2 находится под отрицательным потенциалом, диод оказывается в проводящем состоянии. При отпертом диоде электроны проходят через диод и нагрузочный резистор Rs и замыкаются через землю на нижний вывод обмотки L2. Поэтому на резисторе R2 имеет место падение напряжения, т. е. (см. рис. 7.8) начинается формирование детектированного видеосигнала. Падение напряжения на R2 пропорционально амплитуде поступающего полного видеосигнала, который выпрямляется во время процесса детектирования. Емкостная цепь, шунтирующая резистор R?, фильтрует пульсирующее напряжение, получающееся в процессе выпрямления, и огибающая этих пульсаций сигнала образует детектированный видеосигнал. Емкость этой цепи достаточна для фильтрации пульсирующего радиочастотного сигнала, но слишком мала для сглаживания изменений напряжения на частотах ниже 5 МГц. В дополнение к процессу детектирования в этой схеме происходит также процесс гетеродинирования (смешения). Если, например, ПЧ звукового сигнала составляет 41,25 МГц, а ПЧ сигнала изображения 45,75 МГц, то в результате смешения получается сигнал разностной частоты 4,5 МГц. Этот сигнал затем подается на отдельный канал ПЧ звука и демодулируется детектором ЧМ-сигналов (таким, как детектор отношений, описанный в разд. 7.5). Катушки индуктивности L3 и L4 способствуют подавлению сигналов частот существенно выше 4,5 МГц, хотя часто они рассчитаны так, чтобы пропускать сигналы верхнего участка видеочастотного диапазона (для подъема частотной характеристики на этом участке с целью обеспечения воспроизведения мелких деталей на экране кинескопа). Настройка связи между катушками L1 и L2 часто упрощается применением регулируемых сердечников (на рис. 7.8 регулировка обозначена стрелками, расположенными около этих катушек). Такие сердечники позволяют осуществлять настройку на частоты, обеспечивающие оптимальную полосу пропускания. Конденсатор C1 и резистор R1 образуют цепь развязки сигнала от источника питания. Величина сопротивления резистора R1 выбирается с учетом получения нужного коллекторного напряжения транзистора УПЧ. Конденсатор d, шунтирующий источник питания, одновременно замыкает цепь сигнала через эмит-терную цепь транзистора УПЧ. Как показано в разд. 1.6, такое блокирование питающего источника применяется в усилителях любого типа. На рис. 7.9 приведена схема демодулирующей системы для цветных телевизионных приемников. Сигналы ПЧ с коллектора последнего каскада УПЧ подаются на диодный детектор сигналов звукового сопровождения частотой 4,5 МГц, а также на видеодетектор. Поскольку в схеме имеются заграждающие фильтры, предназначенные для сведения к минимуму помех на экране кинескопа, сигналы звукового сопровождения также ослабляются, поэтому здесь используют отдельную схему детектора звука (см. гл. 3 и 5). В детекторе сигналов звукового сопровождения ПЧ-сигналы изображения и звука смешиваются для получения нового ПЧсигнала частотой 4,5 МГц (в черно-белом приемнике этот сигнал частотой 4,5 МГц получается в видеодетекторе). Сигналы, направляемые на диодный видеодетектор, демоду-лируются, так что выделяются видеосигналы, используя которые получают телевизионное изображение. Перед видеодетектором находится заграждающий фильтр на промежуточную частоту сигналов звукового сопровождения 41,25 МГц, предназначенный для сведения к минимуму помех, которые могли бы вызвать эти сигналы при их попадании на кинескоп. Конденсатор Сб и катушка L2 образуют последовательную резонансную цепь на частоте 41,25 МГц;

вследствие низкого полного сопротивления этой цепи на резонансной частоте сигналы этой частоты шунтируются. Конденсатор связи С2 блокирует источник напряжения, питающий коллектор через резистор R3, а индуктивный элемент является обычной последовательно включенной.корректирующей катушкой каскада усиления видеосигналов (см. рис. 1.12 и соответствующие пояснения).

Рис. 7.9. Демодулятор цветного телевизионного приемника.

7.8. Автоматическая регулировка громкости Схема автоматической регулировки громкости (АРГ) широко используется в радио- и других связных приемниках для обеспечения относительно постоянного уровня громкости на выходе независимо от уровня принимаемого сигнала. Выходной уровень громкости, поддерживаемый системой АРГ, устанавливается регулятором громкости. Когда приемник перестраивают со станции с высоким уровнем сигнала на удаленную станцию с низким уровнем сигнала, разность амплитуд поступающих сигналов будет автоматически выравниваться, так же, впрочем, как и в случае, если имеет место явление замирания сигнала. Системы АРГ работают в широком диапазоне изменений уровней принимаемых сигналов, хотя при приеме очень мощных сигналов местной станции и очень слабых сигналов удаленной станции диапазон корректирования этой системы может оказаться недостаточным.

Pages:     | 1 || 3 | 4 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.