WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     || 2 | 3 | 4 |
-- [ Страница 1 ] --

Матью Мэндл 200 ИЗБРАННЫХ СХЕМ ЭЛЕКТРОНИКИ Редакция литературы по информатике и электронике © 1978 Prentice-Hall, Inc. © перевод на русский язык, «Мир», 1985, 1980 ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА Данное

пособие, в котором содержатся все основные схемы электроники, рассчитано на весьма многочисленную читательскую аудиторию. Круг потенциальных читателей книги не ограничивается студентами, техниками и инженерами, работающими в областях радиотехники, электроники, автоматики и смежных областях. Ввиду глубокого и широкого проникновения методов и средств современной радиотехники и электроники практически во все сферы человеческой деятельности книга будет пользоваться спросом у специалистов, занятых в самых различных областях науки и техники, у студентов разных специальностей и огромной армии радиолюбителей. Такая направленность издания и определила ряд его отличительных особенностей. Так, изложение принципов построения схем и описание их работы базируются главным образом на чисто качественных представлениях, иллюстрируемых в некоторых случаях временными или векторными диаграммами. Приводимые в книге формульные соотношения даются без выводов, но с пояснением их использования на практике. Описание схем является в большинстве случаев весьма кратким. Благодаря этому в книге небольшого объема удалось собрать не только основные (базовые) схемы, но и их разновидности. Автор стремился возможно проще, с ориентацией на практическое использование преподнести основные свойства и характеристики схем. Рассмотрение схем проводится обычно в следующем порядке: назначение схемы, принципы ее построения и работы, основные характеристики и соотношения параметров схемы и отличительные особенности последних. Большое количество иллюстративного материала относится к узлам аппаратуры цветного и черно-белого телевидения. Условные изображения некоторых элементов и схем в книге отличаются от принятых в советской литературе. Однако знакомство наших читателей с символикой, применяемой в иностранной литературе, полезно. Интерес представляют приводимые в книге аббревиатуры (мы старались их отразить в указателе терминов), а также словарь терминов по радиоэлектронике. При переводе книги и толковании некоторых понятий внесены изменения с учетом принятых у нас представлений. Подробно составленное оглавление и предметный указатель облегчают нахождение нужного материала в книге. Перевод книги выполнен В. И. Ворониным и Н. Я. Щербаком. Я. С. Ицхоки ПРЕДИСЛОВИЕ Книга дает возможность читателю получить сведения о 200 базовых схемах, применяемых во всех областях электроники. Необходимые данные по определенному типу схемы (например, усилители, генераторы) можно найти, обратившись к предметному указателю. Приводятся принципы построения каждой схемы, поясняются выполняемые ею функции. Рассматриваются разновидности многих схем и особенности их применения в различных устройствах. В тех случаях, когда несколько схем выполняют схожие функции или характеристики схем частично совпадают, в тексте даются перекрестные ссылки. Излагаются принципы модуляции и демодуляции сигналов и формирования колебаний специальной формы. Обсуждаются особенности построения схем как на биполярных, так и на полевых транзисторах (с затвором на р — n-переходе и с изолированным затвором). Описываются интегральные схемы, схемы типа металл — окисел — полупроводник на дополняющих транзисторах, схемы инжекционного типа и др. В настоящем, дополненном и исправленном издании приведено значительно большее количество схем на полупроводниковых приборах, чем в предыдущем, изменены некоторые иллюстрации и добавлены новые. В соответствии с принятыми международными стандартами изменены некоторые символы, термины и аббревиатуры. Расширен словарь, содержащий термины и выражения, наиболее употребительные в области радиоэлектроники. Таким образом, студенты, техники и инженеры могут найти в книге дополнительные сведения об электронных схемах, которые будут полезны при изучении и анализе схем, а также справочные данные, необходимые в практике проектирования и монтажа схем. Если в процессе проектирования, анализа или модификации схемы требуется определить величины различных параметров, можно воспользоваться приведенными в книге уравнениями, выражающими основные зависимости между параметрами схемы. М. Мэндл Глава 1 УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ И ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ 1.1. Усилители с общим эмиттером и общим истоком Усилители содержат транзисторы, а также такие элементы, как резисторы, конденсаторы и катушки индуктивности. Параметры используемых элементов (их номиналы и напряжения) зависят от требований, предъявляемых к усилителю, а также от типа применяемых транзисторов. С появлением транзисторов различных типов стали возможны новые конфигурации схем усилителей. В биополярном р — n — р- или n — р — n-транзисторе создаются чередующиеся в определенном порядке области с различным видом проводимости, образующие базу, эмиттер и коллектор. Транзистор называется биполярным, поскольку перенос зарядов в нем осуществляется как электронами, так и дырками. В полевых же (униполярных) транзисторах заряды переносятся носителями одного вида: либо электронами, либо дырками. Полевые транзисторы (ПТ) имеют три области, называемые затвором, истоком и стоком, В зависимости от вида используемых носителей различают два типа полевых транзисторов: р- и я-канальные. Разным типам транзисторов соответствуют различные характеристики, описываемые более подробно в этом разделе. Наиболее распространенная схема построения усилителя на биполярном транзисторе — схема с общим (заземленным) эмиттером (ОЭ);

варианты таких схем показаны на рис. 11.1. Термин «общий эмиттер» указывает на то, что в соответствующей схеме сопротивление между выводом эмиттера и землей для сигнала мало, но из этого не следует, что оно во всех случаях мало и для постоянного тока. Так, например, в схемах показанных на рис. 1.1, а и б, эмиттеры непосредственно заземлены, а в схеме на рис. 1.1, в между эмиттером и землей включено сопротивление, зашунтированное конденсатором. Поэтому, если реактивное сопротивление этого конденсатора для сигнала мало, можно считать, что для сигнала эмиттер практически заземлен. Для работы в классе А (разд. 1.4) напряжение смещения между базой и эмиттером должно быть прямым (отпирающим), а между коллектором и эмиттером — обратным (запирающим). Для получения такого смещения полярности источников питания выбирают в зависимости от типа используемого транзистора. Для транзистора р — n — р-типа (рис. 11 Л, а) плюс источника смещения должен быть подключен к эмиттеру ртипа, а минус — к базе я-типа. Таким образом, прямое смещение получается при отрицательном потенциале базы относительно эмиттера. Для обратного смещения коллектора р-типа его потенциал должен быть отрицательным. Для этого источник питания подключается положительным полюсом к эмиттеру, а отрицательным к коллектору. Входной сигнал создает на резисторе R1 падение напряжения, которое алгебраически складывается с постоянным смещающим напряжением. В результате этого суммарный потенциал базы изменяется в соответствии с сигналом. С изменением потенциала базы меняется ток коллектора, а следовательно, и напряжение на резисторе R2. При положительной полуволне входного напряжения прямое смещение уменьшается и ток через R2 соответственно уменьшается. Падение напряжения на R2 также уменьшается, в результате чего между входным и выходным сигналами образуется сдвиг фаз в 180°. Если используется транзистор n — р — n-типа (рис. 1.1,6), то полярность обоих источников питания меняется на обратную. При этом базовый переход также оказывается смещенным в прямом направлении, а коллекторный — в обратном. Как и в предыдущем случае, между входным и выходным сигналами образуется сдвиг фаз в 180°. На рис. 1.1,а и б изображены основные элементы усилителя, а схема усилителя, применяемая на практике, приведена на рис. 1.1,6. Здесь конденсатор С1 не пропускает постоянной составляющей входного сигнала, но имеет малое реактивное сопротивление для его переменной составляющей, которая таким образом поступает на резистор R2. (Это так называемая RC-связь;

более подробно она описана в разд. 1.5). Напряжение прямого смещения базы поступает с делителя напряжения Ri — R2, который подключен к источнику питания. Нужная величина прямого смещения базы транзистора получается при надлежащем выборе отношения величин сопротивлений R1 и R2. При этом в транзисторе n — р — n-типа потенциал базы устанавливают более положительным, чем эмиттер. Коллекторный резистор, на котором образуется выходной сигнал, обычно называют резистором нагрузки и обозначают Rн. Через разделительный конденсатор С3 сигнал поступает на следующий каскад. Входные и выходные цепи должны иметь общую заземленную точку (рис. 1.1, а). Коэффициент усиления тока базы для схемы с ОЭ задается следующим соотношением:

(1.1) где р — коэффициент усиления тока базы;

ДIб — приращение тока базы;

ДIк — соответствующее приращение тока коллектора приUкэ = const.

Рис. 1.1. Схемы с общим эмиттером. Таким образом, р равно отношению приращения коллекторного тока к соответствующему приращению базового тока прк постоянном коллекторном напряжении. Коэффициент усиление сигнального тока также называют коэффициентом прямой передачи тока [При достаточно большой величине сопротивления R2 переменная составляющая сигнального тока практически равна переменной составляющей тока базы. — Прим. ред.] Резистор R3 (рис. 1.1,5) оказывает стабилизирующее действие на ток транзистора при изменении температуры. Падение напряжения на R3 создает обратное (запирающее) смещение эмиттерного перехода транзистора, так как оно повышает потенциал эмиттера. Следовательно, оно уменьшает положительное прямое смещение базы на величину этого падения напряжения. Присутствие переменной составляющей напряжения на Rз вызвало бы уменьшение выходного сигнала и, следовательно, коэффициента усиления усилителя (см. разд. 1.8). Для устранения этого эффекта резистор Rз шунтируют конденсатором С2. При нагреве транзистора постоянная составляющая тока коллектора возрастает. Соответственно возрастает и падение напряжения на Rz, что приводит к уменьшению прямого смещения базы, а также тока коллектора. В результате осуществляется частичная компенсация температурного дрейфа тока.

Рис. 1.2. Схемы с общим истоком На рис. 1.2 показана схема усилителя на полевом транзисторе, эквивалентная схеме с ОЭ, которая называется схемой с общим истоком. В этой схеме затвор соответствует базе биполярного транзистора, исток — эмиттеру, а сток — коллектору. На схеме 1.2, а показан ПТ с каналом n-типа. Для транзистора с каналом ртипа стрелка на затворе будет направлена в противоположную сторону. На рис. 1.2, б также показан транзистор с каналом д-типа, а на рис. 1.2, в — с каналом р-типа. Цепи смещения ПТ отличаются от цепей смещения биполярных транзисторов вследствие существенного различия характеристик этих приборов. Биполярные транзисторы являются усилителями сигнального тока и воспроизводят на выходе усиленный входной сигнальный ток, в то время как в полевых транзисторах выходным сигнальным током управляет приложенное ко входу напряжение сигнала. Существуют два типа ПТ: с управляющим р — n-переходом и металл — окисел — полупроводник (МОП). (МОП-транзисторы называют также полевыми транзисторами с изолированным затвором.) Полевые транзисторы обоих типов изготовляют с n- и р-каналами. В схеме на рис. 1.2, а используется ПТ с управляющим р — я-переходом, а в схеме на рис. 1.2, б — МОПтранзистор, работающий в режиме обогащения. На рис. 1.2, в изображен МОП-транзистор, работающий в режиме обеднения. У МОП-транзисторов затвор изображается как бы в виде обкладки конденсатора, что символизирует емкость, возникающую в результате формирования очень тонкого слоя окисла, изолирующего металлический контакт вывода затвора от канала. (От этого способа производства и произошел термин «МОПтранзистор».) Поскольку ПТ управляются напряжением входного сигнала, а не током, как биполярные транзисторы, параметр «коэффициент усиления» сигнального тока заменяется передаточной проводимостью gm. Передаточная проводимость является мерой качества полевого транзистора и характеризует способность напряжения затвора управлять током стока. Выражение для передаточной проводимости выглядит следующим образом:

(1.2) Единица измерения gm, называемая сименсом, есть величина, обратная единице измерения сопротивления (1 См=1/Ом). Как следует из выражения (1.2), параметр gm для ПТ есть отношение приращения тока стока к приращению напряжения затвора при постоянной величине напряжения между истоком и стоком. В полевом транзисторе с управляющим р — n-переходом и каналом n-типа (рис. 1.2,а) при поступлении отрицательного напряжения на затвор происходит обеднение канала носителями зарядов и проводимость канала уменьшается. (Для ПТ с каналом р-типа проводимость уменьшается при действии положительного напряжения на затвор.) Поскольку однопереходный полевой транзистор имеет только две зоны с разными типами проводимости (выводы истока и стока подключены к одной зоне, а вывод затвора — к другой), проводимость между истоком и стоком того же типа, что и проводимость канала. Следовательно, в отличие от биполярного транзистора, у которого при UQ3 = 0 ток коллектора равен 0, ток канала может протекать даже при нулевом напряжении затвор — исток. Поскольку ток канала это функция напряжения Uзи, канал полевого транзистора с управляющим р — n-переходом может проводить ток в обоих направлениях: от истока к стоку и в обратном направлении (у биполярного транзистора ток коллектора в рабочем режиме имеет всегда одно направление). При этом рабочая точка (например, для схем класса А) для таких транзисторов устанавливается путем подачи напряжения обратного смещения затвора в отличие от прямого смещения базового перехода в биполярных транзисторах [В транзисторе с управляющим р — n-переходом обычно подается запирающее напряжение U8и на переход (отрицательное для n-канала) и максимальный ток в канале получается при U3и = 0. Направление тока в канале зависит от полярности источника питания, подключенного к каналу;

при изменении полярности источника питания вывод, бывший стоком, становится истоком и наоборот. — Прим. ред.]. Как было отмечено выше, затвор в МОП-транзисторах изолирован от канала диэлектриком, например двуокисью кремния (SiO2). При этом затвор имеет очень высокое входное сопротивление и на него может подаваться как прямое смещение для обогащения канала носителями (что будет увеличивать проходящий ток), так и обратное смещение для обеднения канала носителями (что уменьшает ток канал а). Поэтому возможно изготовление двух различных типов МОП-транзисторов: для работы в обогащенном и обедненном режимах (здесь имеются в виду МОП-транзисторы с встроенным каналом). В МОП-транзисторе обедненного типа имеется ток стока при нулевом смещении на входе. Напряжением обратного смещения ток стока уменьшают до некоторой величины, зависящей от требуемого динамического диапазона входного сигнала. Как показано на рис. 1.2,6, у транзисторов обедненного типа линия, изображающая канал, непрерывная, что означает наличие замкнутой цепи и протекание тока в канале (тока стока) при нулевом смещении затвора. В МОП-транзисторах обогащенного типа ток стока при нулевом смещении мал. Напряжением смещения ток стока увеличивают до некоторой величины, зависящей от динамического диапазона входного сигнала. У МОПтранзисторов обогащенного типа линия, изображающая канал, прерывистая, что символизирует как бы разрыв цепи при нулевом смещении. Для того чтобы увеличить ток до величины, необходимой для нормальной работы такой схемы, как усилитель, нужно использовать соответствующее смещение. Рабочие характеристики схем, изображенных на рис. 1.Д аналогичны характеристикам схем, представленных на рис. 1.11. Схема на рис. 1.2, в наиболее пригодна для практического использования. Как и в ранее рассмотренном случае, имеет место инверсия фазы между входным и выходным сигналами. Напряжение источника питания обычно обозначают Ес. Для того чтобы уменьшить падение напряжения сигнала на внутреннем сопротивлении источников питания и смещения, их шунтируют емкостями соответствующей величины (рис. 11.2, а). Через эти емкости замыкаются токи сигнала цепей затвора и стока.

1.2. Усилители с общей базой и общим затвором На рис. 1.3 приведен другой используемый вид схем усилителей на биполярных и полевых транзисторах. На рис. 1.3, а показана схема транзисторного усилителя с общей базой (ОБ);

здесь вывод базы присоединен к земле (в отношении переменной составляющей сигнала это может быть осуществлено при помощи RС-цепочки, как показано на рис. 1.2,6). В схеме, изображенной на рис. 11.3, а, входной сигнал прикладывается между эмиттером и базой, а выходной сигнал снимается с сопротивления RK, по которому течет ток коллектора. Достоинством схемы с ОБ является хорошая развязка между входной и выходной цепями, что особенно существенно для высокочастотных (ВЧ) схем, в которых внутренняя обратная связь должна быть минимальной. (Упомянутая обратная связь рассмотрена более подробно в разд. 1.12.) Заметим, что в схеме на рис. 1.3, а используется n — р — n-транзистор, а прямое смещение на входе и обратное на выходе создаются при помощи источников питания, включенных надлежащим образом. На рис. 1.3, б показана схема усилителя на ПТ, аналогичная схеме усилителя на биполярном транзисторе, изображенной на рис. 11.3, а. В схеме используется полевой транзистор с каналом р-типа и, как описывалось в разд. 1.1, на входе создается обратное смещение вместо прямого. Такую схему называют схемой с общим (заземленным) затвором. Применяемый на практике вариант схемы на МОП-транзисторе приведен на рис. 1.3, в. Сокращенным словом «Подл» обозначен дополнительный вывод подложки, присоединенный к основанию пластины, используемой в процессе изготовления транзистора. Иногда для обозна-нения затвора применяют символы з1 и з2.

Рис. 1.3. Схемы с общей базой и общим затвором. Коэффициент усиления сигнального тока для схемы с общей базой можно получить, если приращение выходного сигнального тока разделить на приращение входного сигнального тока. Коэффициент усиления по току для схемы с общей базой а определяется выражением (1.3) где АIк — приращение коллекторного тока и ДIэ — приращение эмиттерного тока. Коэффициент a называется коэффициентом прямой передачи тока. В схемах, показанных на рис. 11.3, не происходит поворота фазы сигнала на 180°, как это имело место в схемах с заземленным эмиттером или истоком. Например, в схеме, приведенной на рис. 1.3, а, положительная полуволна входного сигнала уменьшает прямое смещение эмиттерного перехода, что приводит к уменьшению тока коллектора. Поэтому падение напряжения на Ru уменьшится Так как это падение напряжения приложено минусом к выводу коллектора и плюсом к источнику питания, то напряжение коллектора станет менее отрицательным. Следовательно, положительной полуволне входного напряжения соответствует положительная полуволна выходного напряжения.

3.3. Усилители с общим коллектором и общим стоком В схеме, показанной на рис. 1.4, а, коллектор для переменной составляющей сигнала заземлен. Поэтому данную схему можно рассматривать как схему с общим (заземленным) коллектором (ОК). Обычно эту схему называют эмиттерным повторителем (ЭП). Схема полезна, когда нужно понизить выходное сопротивление каскада: выходное сопротивление ЭП во много раз меньше его высокого входного сопротивления. Эмиттерный повторитель может заменить согласующий трансформатор. При этом снижается стоимость производства, уменьшаются габариты устройства и ослабляется влияние шунтирующих паразитных емкостей. В схемах, показанных на рис. 1.4, не происходит поворота фазы выходного сигнала относительно входного;

при этом величина напряжения выходного сигнала примерно равна величине напряжения входного сигнала, поэтому эти схемы и называют повторителями. Аналогичная схема усилителя на полевом транзисторе приведена на рис. l.4, б;

она называется потоковым. повторителем или схемой с общим (заземленным) стоком. Схема повторителя, используемая на практике, изображена на рис. 1.4, в. Она включает входную и выходную разделительные емкости, а также выводы заземления входной и выходной цепей. Предполагается, что в схемах, изображенных на рис. 1.4, бив, вывод стока заземлен для сигнала либо шунтирующей емкостью, как показано на рис. l.4, а, либо емкостью фильтра источника питания.

Рис. 1.4. Схемы эмиттерного и истокового повторителей. Аналогично вывод резистора R1 (рис. 1.4, а — в), подключаемый к источнику смещающего напряжения, заземлен либо емкостью фильтра источника, либо дополнительной шунтирующей емкостью. Так как сопротивление цепи затвора МОП-транзистора очень высоко, входное сопротивление истокового повторителя на таком транзисторе практически равно Rь В эмиттерных и истоковых повторителях коэффициент усиления по напряжению всегда меньше единицы, хотя при этом коэффициент усиления по току, как правило, значительно больше единицы. Эти схемы в основном применяются для согласования входных и выходных импедансов в цепях передачи сигналов, а также для развязки между каскадами. В последнем случае повторители используются как буферные каскады.

1.4. Классификация усилителей Усилители в электронике предназначаются для усиления напряжения или мощности сигнала до уровня, который требуется для нормальной работы подключенного к усилителю устройства: следующего каскада усилителя, громкоговорителя, записывающей головки и т. п. Усилители подразделяются на усилители, напряжения и усилители мощности, а также на усилители малых и больших сигналов. В зависимости от частоты усиливаемых сигналов и выполняемой функции их называют усилителями низкой частоты (УНЧ), усилителями промежуточной частоты (УПЧ), усилителями радио- или высокой частоты (УВЧ) и т. д. Усилители также различают по их рабочим характеристикам, зависящим от режима работы, — от соотношения между уровнем установленного напряжения смещения и амплитудой входного сигнала. В этом смысле различные классы усилителей обозначают символами А, АВЬ АВ2) В и С. В ламповых усилителях эти символы указывали режимы работы с сеточными токами и без них. Так, символ ABi означал, что потенциал сетки в процессе работы всегда отрицателен по отношению к катоду, а символ АВ2 указывал на то, что при максимальном;

входном сигнале потенциал сетки мог быть умеренно положительным. В основном эта классификация сохранена и для транзисторных усилителей, но здесь определяющим признаком является относительная величина амплитуды входного сигнала. Усилители низкой частоты класса А могут быть однотакт-ными (на одном транзисторе) или двухтактными (на двух транзисторах). Усилители НЧ класса ABi предпочтительнее собирать по двухтактной схеме. Что касается усилителей классов-АВ2 и В, то их необходимо выполнять по двухтактной схеме для снижения нелинейных искажений до допустимого уровня. Усилители высокой частоты всех классов могут быть как одно-, так и двухтактными, поскольку резонансные цепи таких усилителей хорошо подавляют гармонические составляющие, лежащие вне полосы пропускания усилителей. В усилителях класса А рабочая точка транзистора устанавливается примерно в середине линейной части линеаризованных выходных характеристик транзистора. (Рабочая точка определяет ток транзистора при отсутствии сигнала. — Прим.. ред.) Амплитуда входного сигнала не должна превышать уровня, при котором изображающая точка усилителя заходит в нелинейные (искривленные) области выходных характеристик транзистора. В этом случае нелинейные искажения минимальны и форма выходного сигнала наиболее близка к форме сигнала на входе. Усилитель класса А потребляет ток даже при отсутствии входного сигнала. Поэтому к. п. д. усилителя (отношение мощности выходного сигнала к потребляемой мощности) низок и в большинстве случаев составляет 20 — 25% при максимальном сигнале. Таким образом, по сравнению с другими типами усилителей усилители класса А имеют малые нелинейные искажения и небольшую выходную мощность. Если амплитуда входного сигнала настолько велика, что изображающая точка усилителя достигает границ областей отсечки и насыщения, полагают, что усилитель работает в режиме класса АВ,. К. п. д. усилителя класса ABt достигает 35% (он зависит от величины напряжения смещения, амплитуды входного сигнала и усилительных свойств транзистора). Если же при наибольшей амплитуде входного сигнала изображающая точка незначительно заходит в области отсечки и насыщения, то такой режим работы соответствует режиму работы усилителя класса АВ2. В усилителях класса АВ2 (обычно также и класса ABi) напряжение смещения устанавливают таким, что-бы рабочая точка на выходных характеристиках транзистора находилась посредине между напряжениями отсечки и насыщения транзистора. К. п. д. усилителя класса АВ2 колеблется от 35 до 50%, причем, как и в усилителях класса АВ1, к. п. д. зависит от величины напряжения смещения, характеристик выбранного транзистора и амплитуды сигнала. Нелинейные искажения в усилителях класса ABj, и особенно класса АВ2, выше, чем в усилителях класса А, поскольку в них в процессе работы изображающая точка заходит в нелинейные участки характеристик транзисторов. В усилителях класса В напряжение смещения устанавливается равным или почти равным напряжению отсечки. Следовательно, в однотактном усилителе такого типа усиливается только одна (отпирающая) полуволна переменного входного сигнала, так как при другой (запирающей) полуволне изображающая точка попадает в зону отсечки;

при отпирающей полуволне сигнала эмиттерный переход находится в состоянии проводимости. Поэтому для усиления всего входного сигнала необходимо использовать двухтактную схему построения усилителя. В усилителях же высокой частоты запирающая полуволна сигнала воспроизводится благодаря колебательным свойствам резонансных цепей. Следовательно, в этом случае можно применять и однотактные усилители, хотя предпочтение отдается двухтактным каскадам (см. разд. 1.11). В хорошо сбалансированном двухтактном усилителе класса В нелинейные искажения могут быть снижены до уровня, сравнимого с уровнем искажений в усилителе класса АВ2. При максимальном входном сигнале к.п. д. усилителя класса В составляет 60 — 70%;

при этом достигается также хороший коэффициент усиления по мощности. Характеристики усилителей класса С таковы, что их применяют только в ВЧ-усилителях мощности, преимущественно в каскадах передатчиков. Надлежащим смещением рабочая точка устанавливается ниже уровня отсечки тока транзистора. Так как напряжение смещения может быть в два или три раза больше напряжения отсечки, то на вход усилителя следует подавать сигнал большой амплитуды. Поскольку напряжение смещения больше напряжения отсечки, коллекторный ток течет лишь в течение части полупериода входного сигнала. Поэтому к.п.д. такого усилителя высок и может достигать 90%. Величина к.п.д. зависит от типа используемого мощного транзистора, величины управляющего сигнала и постоянных напряжений, определяющих режим работы усилителя. В ВЧ-усилителях класса С обычно применяются резонансные LC-цепи. При максимальном токе сопротивление коллекторного перехода транзистора мало, в то время как сопротивление параллельного колебательного контура при резонансе велико. Поэтому большая часть энергии выделяется в колебательном контуре, а потери энергии малы, что обеспечивает высокий к.п.д. усилителя класса С.

1.5. Типы связи между каскадами Каскады усилителей низкой частоты можно соединять при помощи конденсаторов, трансформаторов или непосредственным образом. На рис. 1.5 показана типичная RC-связъ между каскадами. Здесь выходной сигнал транзистора Т1, действующий на резисторе Rz, поступает на вход базы транзистора Т2 следующего каскада через разделительный конденсатор С5, обладающий малым реактивным сопротивлением. Этот конденсатор не пропускает постоянной составляющей напряжения и тем самым предотвращает нарушение режима по постоянному току следующего каскада. На Т1 входной сигнал поступает также через конденсатор.

Рис. 1.5. RC связь между каскадами.

Рис. 1.6. Усилитель постоянного тока на транзисторах с проводимостью разного типа. Емкость конденсатора С5 должна быть достаточно большой, чтобы этот элемент представлял собой малое реактивное сопротивление для передаваемого сигнала. Так как реактивное сопротивление конденсатора с понижением частоты сигнала возрастает, емкостная связь вызывает неравномерность усиления в тех случаях, когда передаваемый сигнал содержит широкий спектр частот (спектр звуковых частот лежит в диапазоне примерно 30 Гц — 15 кГц). Желательно, чтобы реактивное сопротивление конденсатора Сз было в два (или более) раза меньше сопротивления резистора R4. Заметим, что конденсатор С5 соединен последовательно с резистором R4, другой вывод которого заземлен для сигнала через конденсатор С4. Таким образом, выходной сигнал транзистора Т1 передается на базу транзистора Т2 через цепочку, составленную из конденсатора С5 и резистора R4, причем на базу поступает только часть передаваемого напряжения, которая падает на R4. Следовательно, чем меньше реактивное сопротивление конденсатора Сз по сравнению с сопротивлением R4, тем большая часть сигнала поступает на вход транзистора Т2. В усилителях с непосредственной связью вспомогательные элементы (разделительные конденсаторы или трансформаторы) не используются. В таких усилителях выход одного каскада непосредственно присоединяется к входу следующего каскада. По этой причине исключаются недостатки RС-связи и частотная характеристика усилителя расширяется в область низких частот вплоть до постоянного тока.

На рис. 1.6 показан усилитель с непосредственной связью, в котором используются транзисторы разных типов проводимости: n — р — n и р — n — р;

коллектор первого транзистора присоединен непосредственно к базе второго. Требуемые прямое и обратное смещения для обоих транзисторов обеспечиваются юдним источником питания. Отрицательный потенциал, необходимый для эмиттера n — р — n-транзистора, поступает от отрица тельного вывода источника через общую землю. Положительный вывод источника присоединен к делителю напряжения на резисторах R1 и R2. Выходное напряжение этого делителя положительно относительно земли, и поскольку оно поступает на базу транзистора Т1, потенциал базы положителен относительно эмиттера. Коллектор n — р — n-транзистора положителен относительно эмиттера, так как подключен к положительному выводу источника через резистор R3.

Рис. 1.7. Усилитель мощности с трансформаторным выходом. Для получения нужного прямого смещения во входной цепи транзистора Т2 его эмиттер присоединен к положительному выводу источника. База второго транзистора также положительна, так как соединена с положительным выводом источника через делитель напряжения, образуемый резистором Rz и внутренним сопротивлением транзистора Т1. Следовательно, потенциал коллектора транзистора Т1 и базы Т2 отрицателен относительно положительного вывода источника. Поэтому потенциал базы второго транзистора отрицательнее потенциала эмиттера на величину падения напряжения на R3. Необходимый отрицательный потенциал коллектора второго транзистора создается путем подсоединения коллектора к отрицательному выводу источника питания через резистор R±. Таким образом, обеспечивается требуемое обратное смещение коллекторного перехода р — n — р-транзистора. Трансформаторные выходные каскады и трансформаторная связь между каскадами иногда используются в низкокачественных недорогих радиоприемниках. В высококачественных устройствах трансформаторы обычно не применяются. Для сигналов разных частот индуктивности обмоток трансформаторов имеют разные сопротивления, что приводит к увеличению неравномерности амплитудно-частотных характеристик. Кроме этого, первичные и вторичные обмотки трансформаторов имеют распределенные емкости, которые понижают коэффициент трансформации для ВЧ-составляющих сигнала. Типичная схема усилителя звуковых частот с емкостной связью на входе и трансформаторной на выходе показана на рис. 1.7. Такой усилитель называется однотактным в отличие от двухтактных, которые будут описаны ниже. Входной сигнал поступает на вход транзистора с регулятора усиления через цепочку связи, состоящую из конденсатора C1 и резисторов R2 и R5. Собственно сигнал прикладывается между базой и эмиттером транзистора, так как цепь R3C3 служит для температурной стабилизации рабочей точки транзистора. Переменный ток, появляющийся при этом в коллекторной цепи транзистора, создает усиленный по мощности сигнал. Здесь использован выходной трансформатор звуковой частоты, хотя, как будет показано далее в этом разделе, без этого элемента вполне можно обойтись. Трансформатор обеспечивает согласование между импедансом катушки громкоговорителя Z2 и выходным импедансом коллекторной цепи транзистора Z1. Коэффициент трансформации n выходного трансформатора можно записать как (1.4) Таким образом, если, например, необходимо согласовать импеданс катушки громкоговорителя Zz = 8 Ом с выходным импедансом усилителя Zi = 8000OM, то отношение числа витков первичной обмотки трансформатора к вторичной должно быть равно примерно 32, так как Это отношение можно реализовать, если, например, число витков первичной обмотки будет составлять 320, а вторичной — 10 (или первичной 640 витков, а вторичной — 20). При низком качестве трансформаторов, кроме упомянутых выше потерь сигнала из-за распределенных емкостей, возникают также потери из-за действия вихревых токов. При прочих равных условиях трансформатор с сердечником большего сечения имеет меньшее число витков в обмотках, поэтому сопротивление обмоток постоянному току у такого трансформатора получается меньшим. Так как при увеличении площади сечения сердечника увеличивается магнитная проводимость, то число витков, необходимое для получения той же индуктивности, уменьшается. На омическом сопротивлении любой обмотки трансформатора будет теряться звуковая мощность, поэтому сопротивления обмоток постоянному току стараются сводить к разумному минимуму.

1.6. Цепи развязки Цепи развязки применяют для того, чтобы устранить паразитную обратную связь между каскадами через общий источник питания. Цепи развязки используют также в качестве схемы частотной коррекции усилителя для компенсации потерь усиления на низких частотах. Кроме того, такие цепи обеспечивают требуемый режим питания цепи коллектора по постоянному току. В связи с этим цепи развязки часто находят применение в различных звуковых и радиочастотных усилителях.

Рис. 1.8. Схема развязки по питанию. В НЧ-усилителе (рис. 1.8) в качестве развязывающей цепочки используются резистор R3 и конденсатор С3. Конденсатор имеет малое реактивное сопротивление для сигнала (особенно на высоких частотах) и поэтому уменьшает паразитную связь через источник питания. Резистор R2 является нагрузкой, на которой выделяется сигнал, передаваемый на следующий каскад. Конденсатор С3 шунтирует резистор R3 и таким образом заземляет сигнал, поскольку имеет для него малое реактивное сопротивление. Реактивное сопротивление конденсатора различно на разных частотах — для высокочастотных составляющих сигнала оно меньше. По этой причине развязывающая цепь действует как схема частотной коррекции, которая при изменении частоты сигнала меняет сопротивление нагрузки транзистора. На высоких частотах, где реактивное сопротивление конденсатора мало, конденсатор С3 в сильной степени шунтирует резистор R3, поэтому почти все напряжение сигнала выделяется на резисторе R2. Поскольку разделительный конденсатор С2 также имеет малое реактивное сопротивление на высоких частотах, большая часть сигнала поступает на следующий каскад. Однако на низких частотах реактивное сопротивление С2 возрастает, поэтому амплитуда сигнала, поступающего на следующий каскад, уменьшается, т. е. низкочастотные сигналы ослабляются. Цепочка R3C3 осуществляет развязку до тех пор, пока на низких частотах не ослабляется шунтирующее действие конденсатора С3. В этом случае сигнал выделяется как на R2, так и на Rз и общая величина сопротивления нагрузки увеличивается, так же как возрастает и падение на нем напряжения сигнала. Это увеличение амплитуды сигнала компенсирует ослабление, вызываемое разделительным конденсатором С2. Таким образом, развязывающая цепочка имеет разные параметры для разных частотных составляющих сигнала.

На практике величину сопротивления R3 выбирают из условия Rз = 0,2R2, и Rз должно быть примерно в 10 раз больше реактивного сопротивления С3 на самой низкой частоте, которую должен пропускать усилительный каскад. На рис. 1.8 приведена часть схемы усилителя с типичными значениями элементов. В усилителях радиочастоты величина емкости может быть значительно меньше, так как для ВЧ-сигналов реактивное сопротивление емкости существенно ниже.

1.7. Регуляторы тембра Регуляторы тембра применяются в звуковоспроизводящих устройствах для того, чтобы изменять в сигнале содержание низких и высоких частот или тех и других вместе. В основных схемах регуляторов тембра содержание частот меняется путем снижения усиления в той или иной области частот. Так. напои-мер, содержание высоких частот увеличивается, когда ослабляется низкочастотная часть сигнала, а содержание низких частот увеличивается, когда ослабляется высокочастотная часть сигнала. Поэтому, если нет схемы автоматического регулирования усиления (АРУ), то после увеличения уровня, например, низких частот необходимо изменить общее усиление так, чтобы уровень громкости остался неизменным.

Рис. 1.9. Схемы регулирования тембра. Типичная схема регулирования уровня низких частот показана на рис. 1.9, а. В этой схеме к обычной разделительной цепочке C1R2 добавлена цепочка, состоящая из переменного резистора R1 и последовательно включенного конденсатора С2. Когда движок переменного резистора находится в верхнем положении, конденсатор С2 оказывается подключенным между выводом базы и землей и поэтому шунтирует вывод базы. Это приводит к ослаблению ВЧ-составляющих сигнала, и относительное содержание низких частот возрастает. Аналогично, когда движок резистора находится в нижнем положении, то сопротивление R1 большой величины уменьшает шунтирующее действие С2 уровень ВЧ-составляющих сигнала возрастает и относительное содержание низких частот уменьшается. Регулируя величину сопротивления резистора R1, можно устанавливать желаемый тембр усилителя.

Схема регулирования уровня высоких частот приведена на рис. 1.9,6. Когда движок переменного резистора R1 находится в крайнем левом положении, конденсатор С2 закорачивается и входной сигнал, поступающий на базу через конденсатор С3 большой емкости, получает нормальное усиление. Однако, если движок резистора находится в крайнем правом положении, конденсатор С3 закорачивается и входной сигнал поступает на базу через конденсатор Cz. Малая величина емкости последнего конденсатора приводит к относительному ослаблению НЧ-состав-ляющих сигнала и, следовательно, к увеличению содержания ВЧ-составляющих. При других положениях движка переменного резистора устанавливаются промежуточные уровни высоких частот.

Рис. 1.10. Цепи обратной связи по напряжению. Во многих высококачественных устройствах устанавливают так называемый переключатель громкости, который в положении «Тихо» обеспечивает высокое содержание низких частот (особенно при малых уровнях громкости, что необходимо для компенсации пониженной чувствительности человеческого уха к НЧ-сигналам). На рис. 1.9, в показана соответствующая схема в сочетании с регулятором громкости, выполненным на переменном резисторе R2. В положении «Выключено» кнопка переключателя закорачивает конденсатор С2, а также отключает конденсатор С1. В этом случае обеспечивается нормальный тембр. В положении «Включено» переключатель присоединяет нижний вывод конденсатора С1 к верхнему выводу конденсатора Сч, соединенному с нижней частью переменного резистора. Теперь, поскольку конденсатор Ci шунтирует на высоких частотах часть резистора R4, уровень высоких частот понижается и, следовательно, относительное содержание низких частот возрастает. По мере того как движок регулятора громкости перемещается вниз, он приближается к точке подключения конденсатора Сч, в которой наблюдается максимальное относительное ослабление высоких частот и, следовательно, максимальное относительное содержание низких частот.

1.8. Отрицательная обратная связь В схемах с отрицательной обратной связью часть усиленного входного сигнала подается обратно во входную цепь усилителя. Сигнал обратной связи находится в противофазе с входным сигналом. Преимущества схем с отрицательной обратной связью заключаются в уменьшении частотных искажений, расширении полосы пропускания, лучшей стабильности схем, а иногда и в ослаблении шумов. Отрицательная обратная связь понижает усиление сигнала, однако этот недостаток часто оказывается несущественным по сравнению с отмеченными достоинствами.

Рис. 1.11. Цепи обратной связи по току. На рис. 1.10 показаны типичные цепи отрицательной обратной связи по напряжению. В схеме на рис. 11.10, а сигнал обратной связи снимается с выхода усилителя и подается в цепь эмиттера входного усилителя. Глубина обратной связи регулируется величинами резисторов и конденсаторов в цепи обратной связи. Сигнал обратной связи, выделяемый на резисторе в цепи эмиттера (500 Ом) входного каскада, вычитается из входного сигнала. Таким образом при положительной полуволне входного сигнала в цепи коллектора появится отрицательная полуволна определенной амплитуды;

при этом сигнал обратной связи, который меняет прямое смещение между базой и эмиттером, будет уменьшать амплитуду этой отрицательной полуволны. Аналогично для отрицательной полуволны входного сигнала положительная полуволна, появляющаяся в цепи коллектора, меньше той, которая была бы без обратной связи. (Необходимо помнить, что сигнал, приложенный к базе, и усиленный сигнал в цепи коллектора изменяются в противофазе.) Конденсатор емкостью 30 мкФ, включенный последовательно в цепь обратной связи, не пропускает постоянной составляющей с выхода выходного усилителя на резистор 500 Ом в цепи входного усилителя. Сопротивление 9 кОм и шунтирующая его емкость определяют глубину обратной связи. При использовании полевых транзисторов (которые имеют более высокое входное сопротивление, чем биполярные) используются элементы другой величины. На рис. 1.10,6 показана схема подключения цепи обратной связи к резистору в цепи истока ПТ. Здесь часть напряжения со вторичной обмотки выходного трансформатора поступает на резистор в цепи истока ПТ предыдущего каскада. Если знак обратной связи отличается от требуемого (отрицательного), то его можно изменить, поменяв местами выводы вторичной обмотки трансформатора. Амплитуда напряжения обратной связи регулируется величиной резистора, последовательно включаемого в цепь обратной связи. На глубину обратной связи влияет также величина резистора в цепи истока. Иногда обходятся без разделительного конденсатора в цепи обратной связи, хотя он предотвращает шунтирование резистора в цепи истока по постоянному току малым сопротивлением вторичной обмотки выходного трансформатора. Так как напряжение обратной связи и напряжение входного сигнала находятся в противофазе, то они вычитаются и происходит ослабление выходного сигнала пропорционально величине напряжения обратной связи. Заметим, что в сигнале обратной Связи могут содержаться составляющие, искажающие основной сигнал. Эти составляющие поступают на вход усилителя, усиливаются и вновь появляются на выходе, но уже в противофазе с исходными. В результате происходит ослабление искажений сигнала, величина которого определяется глубиной обратной связи.

(Дополнительные сведения об обратной связи приводятся в разд. 2.2.) На рис. 1.11 показан другой тип схем с отрицательной обратной связью. В схеме на рис. 1.11, а для получения отрицательной обратной связи по току исключен конденсатор, которым обычно шунтируют резистор R2 в цепи эмиттера. В результате устанавливается отрицательная обратная связь, при которой напряжение обратной связи пропорционально току сигнала, протекающему через R2. Поскольку здесь используется транзистор р — n — р-типа, для создания прямого смещения необходимо, чтобы эмиттер был положительным относительно базы. Для получения обратного смещения коллекторного перехода на коллектор подается отрицательное напряжение. В результате ток, протекающий по резистору в цепи эмиттера, создает падение напряжения указанной на рисунке полярности. Поскольку это падение напряжения на резисторе сопротивлением 330 Ом устанавливает потенциал эмиттера отрицательным: относительно потенциала базы, имеет место отрицательная обратная связь. Входной сигнал вызывает появление напряжения на резисторе R2. Такой резистор улучшает также температурную стабильность каскада, так как препятствует возрастанию тока транзистора с температурой. В сочетании с охлаждающими радиаторами, которые используются в мощных транзисторах, резистор R2 способствует ослаблению температурных эффектов, в результате чего опасность температурного дрейфа снижается. На рис. 11.11,6 приведена аналогичная схема на транзисторе n — р — n-типа. Как и в предыдущем случае, падение напряжения на резисторе в цепи эмиттера оказывает действие, противоположное прямому смещению (прямое смещение в транзисторе n — р — n-типа имеет место, когда потенциал эмиттера отрицателен относительно потенциала базы). Схемы, изображенные на рис. 1.11, а и б, имеют лучшие частотные характеристики по сравнению с характеристиками схем, в которых резистор R2 зашунтирован конденсатором. Реактивное сопротивление конденсатора, шунтирующего резистор Rz, возрастает на низких частотах, поэтому низкие частоты усиливаются меньше высоких. Это происходит вследствие того, что при большой величине реактивного сопротивления конденсатора возрастает падение напряжения на R2 и уменьшается усиление. Если шунтирующий конденсатор исключить, то общее усиление каскада понизится, зато уменьшатся вредные эффекты, связанные с действием указанного элемента. Этой возможностью часто пользуются в видеоусилителях, где сигналы имеют широкий спектр, а также в других усилителях, для которых уменьшение усиления не является существенным. В схеме, изображенной на рис. 1.11, в, напряжение сигнала падает на резисторе R2, так как он не зашунтирован конденсатором. Резистор R1 включен параллельно с конденсатором С2, поэтому на R1 выделяется только постоянная составляющая, величина которой зависит от тока коллектора. Только резистор R2 создает отрицательную обратную связь по току, а последовательно соединенные резисторы R1 и R2 влияют на температурную стабильность схемы благодаря изменению смещения при изменении температуры.

1.9. Видеоусилители Видеоусилители предназначены для усиления широкополосных сигналов. Они применяются, например, в радиолокации и телевидении для усиления сигналов до уровня, необходимого для нормальной работы электронно-лучевых трубок. Во многих случаях видеоусилители можно рассматривать как усилители звуковой частоты, у которых значительно расширена полоса пропускания. Поскольку ВЧ-сигналы значительно ослабляются внутренними емкостями транзисторов, паразитными емкостями монтажа и распределенными емкостями трансформаторов, для компенсации этих эффектов используют специальные цепи. При работе с демодулированными телевизионными сигналами, спектр частот которых находится в полосе 30 Гц — 4 МГц [В СССР используется другой стандарт на телевизионные сигналы. — Прим. перев.], выбирают транзисторы с малыми внутренними емкостями. Кроме того, полосу пропускания усилителей расширяют путем включения корректирующих цепей, показанных на рис. 1.12. Так как паразитные емкости монтажа не могут быть устранены полностью, их действие нейтрализуют включением катушки индуктивности LS, которая в сочетании с шунтирующей паразитной емкостью С образует резонансную цепь низкой добротности для ВЧ-сигналов. Такая параллельная LC-цепь име-ет высокое сопротивление для сигналов, частоты которых близки к резонансной, что способствует ослаблению шунтирующего действия паразитных емкостей. Применяемая для этой цели катушка индуктивности (индуктор) называется корректирующей (обостряющей);

ее включают последовательно с резистором R6 в цепи коллектора. Другую корректирующую катушку индуктивности L4 подключают непосредственно к коллектору транзистора Г2. Высокое реактивное сопротивление L4 для сигналов, лежащих в высокочастотной части полосы пропускания, отделяет паразитные емкости коллекторной цепи от паразитных емкостей базовой цепи следующего каскада (или кинескопа). Резистор R2, шунтирующий катушку индуктивности L4, служит для подавления паразитных колебаний, которые могут возникнуть на частотах в-окрестности резонансной частоты контура, образованного индуктивностью L4 и паразитными емкостями монтажа. Сопротивление R2 снижает добротность этого контура и уменьшает так называемый звон. Схема, показанная на рис. 1.12, применяется в приемниках черно-белого изображения. В приемниках цветного изображения используются аналогичные схемы. В видеоусилителе, показанном на рис. 1.12, используются два транзистора, причем на вход транзистора Т поступают де-модулированные сигналы ПЧ изображения и звука.

Рис. 1.12. Видеоусилитель. При смешении в детекторе сигналов изображения и звука, имеющих фиксированные несущие частоты, образуется стандартный сигнал ПЧ звукового сопровождения частотой 4,5 МГц, который является сигналом ПЧ звукового сопровождения с наинизшей частотой преобразования, получаемой на выходе переключателя телевизионных программ (каналов). Транзистор Т1 имеет два выхода. Детектированные видеосигналы выделяются на резисторе R1 эмиттерного повторителя и подаются далее на базу транзистора 72 (см. также разд. 1.3). Сигнал звукового сопровождения выделяется в параллельном резонансном контуре коллекторной цепи, настроенном на резонансную частоту 4,5 МГц. С катушки индуктивности L2, составляющей вместе с LI трансформатор, сигнал поступает на УПЧ звука и далее на детектор звуковых сигналов. Сигнал звукового сопровождения частотой 4,5 МГц присутствует как в коллекторной, так и в эмиттерной цепи. Поэтому на резисторе Ri выделяются как сигналы изображения, так и звука. Для подавления сигнала звукового сопровождения между базой транзистора Г2 и землей включен последовательный резонансный контур C2L3, который закорачивает сигнал часто-той 4,5 МГц на землю, так как контур настраивается именно на эту частоту подстроечным сердечником катушки индуктивности L3. Если звуковой сигнал проникает в канал изображения, то на экране возникают интерференционные полосы. Переменный резистор Rz в цепи эмиттера Т2 используется для регулирования напряжения смещения путем изменения падения напряжения на R3. Таким образом меняется усиление транзистора Т2 и зритель может установить желаемую контрастность изображения. Резистор R4 предотвращает закорачивание цепи эмиттера в крайнем верхнем положении движка потенциометра R5. Яркость изображения регулируется потенциометром RQ. Так как потенциал катода кинескопа положителен по отношению к потенциалу первой (управляющей) сетки, то при перемещении.движка вверх сетка становится более отрицательной и, следовательно, сильнее задерживает электроны, вылетающие из катода, в результате чего интенсивность электронного луча падает. При снижении потенциала катода смещение сетки уменьшается, поэтому большее число электронов оставляет катод и яркость увеличивается.

1.10. Фазоинверторы Схемы фазоинверторов используются для получения двух находящихся в противофазе сигналов, необходимых для работы двухтактных звуковых и радиочастотных усилителей. Сдвиг фаз в 180° между сигналами, подаваемыми на входы двухтактного усилителя (выполненного на двух одинаковых транзисторах), позволяет использовать комбинированные усилительные характеристики каждого транзистора в симметричной схеме, в результате чего получают высокую выходную мощность, высокий к. п. д. и малые нелинейные искажения. На рис. 1.13, а показана типичная двухтактная схема с трансформаторной связью. Здесь для получения требуемого сдвига фаз в 180° между сигналами, подаваемыми на базы транзисторов Т1 и Т2, используется трансформатор Тр1. Так как от середины вторичной обмотки трансформатора отходит вывод, через который подается смещающее напряжение на базы транзисторов, сигнал на базе Т1 будет отличаться по фазе на 180° от сигнала на базе Т2. Поскольку в схемах с общим эмиттером выходные сигналы в коллекторных цепях инвертированы на 180° относительно сигналов в базовых цепях, усиленные сигналы на выходах транзисторов имеют вид, показанный на рис. 1.13, а. Отрицательная полуволна сигнала с одной половины обмотки выходного трансформатора Тр2 суммируется с положительной полуволной сигнала с другой половины обмотки, и образованный таким образом результирующий сигнал поступает на громкоговоритель.

Рис. 1.13. Фазоинверторы. Если транзисторы имеют одинаковые характеристики, то не требуется шунтировать резистор в цепи эмиттера конденсатором. Это следует из того, что в симметричной схеме на общем резисторе в цепи эмиттера отсутствует напряжение сигнала, поскольку уменьшение тока в одном транзисторе компенсируется таким же увеличением тока в другом.

Фазоинвертор на транзисторах может быть построен и без применения межкаскадного трансформатора (рис. 1.13,6). Сопротивления в цепях коллектора и эмиттера транзистора Т1 имеют одинаковую величину, что необходимо для того, чтобы сигналы фазоинвертора были одинаковой амплитуды. Сдвиг фаз между сигналами, подаваемыми на базы транзисторов Т2 и Т3, обусловлен тем, что в транзисторе Т1 (типа n — р — n) сигнальный ток через оба резистора il кОм протекает в одном и том же направлении, например от вывода источника к земле, создавая на них одинаковые падения напряжения. Поэтому сигнальное напряжение, действующее между эмиттером и землей, положительно, в то время как сигнальное напряжение, снимаемое с коллектора Т1, оказывается в этом случае отрицательным. Таким образом создается нужный для работы двухтактного усилителя сдвиг фаз двух сигналов.

1.11. Двухтактные усилители В двухтактных усилителях (звуковых или радиочастотных) используются два транзистора, включенных на балансной схеме. Выходная мощность двухтактного усилителя более чем в два раза выше выходной мощности, получаемой в однотактной схеме. Кроме того, в двухтактной схеме снижается содержание четных гармоник в сигнале, поэтому для данного напряжения питания усилитель позволяет получать большую неискаженную мощность.

Рис. 1.14. Двухтактная схема с бестрансформаторным выходом. Как уже обсуждалось в разд. 1ЛО, на входы двухтактного усилителя, собранного на одинаковых транзисторах, необходимо подавать сигналы, сдвинутые по фазе на 180°. Поэтому при работе в классе С или В транзисторы попеременно открываются в каждом периоде входного сигнала;

полный выходной сигнал получается при сложении сигналов каждой половины в выходном трансформаторе. При работе в классе А проводимости транзисторов усилителя в каждом полупериоде входного сигнала различны. Поэтому, когда ток первого транзистора увеличивается, ток второго транзистора уменьшается. Таким образом, на вторичной обмотке трансформатора выделяется суммарная мощность выходных сигналов двух транзисторов.

Рис 1.15. Бестрансформаторный двухтактный усилитель низкой частоты на транзисторах с проводимостью разного типа. Два варианта построения схем двухтактных усилителей были рассмотрены в разд. 1.10 (рис. 1.13). На рис. 1.14 показан еще один тип схемы двухтактного усилителя низкой частоты. Здесь используется входной трансформатор с двумя вторичными обмотками, а выходной трансформатор отсутствует. Как и в других транзисторных усилителях, транзисторы n — р — n-типа, изображенные на рис. 1.14, а можно заменить транзисторами р — n — р-типа, изменив соответствующим образом полярность источников питания. Как можно видеть из рис. 1.14, отрицательное напряжение, поступающее от источника питания В2 через катушку громкоговорителя, создает необходимое прямое смещение эмиттерного перехода транзистора Т2. Так как нижний вывод источника питания В2 и коллектор Т2 заземлены, то потенциал коллектора Т2 выше потенциала эмиттера, что необходимо для создания обратного смещения коллекторного пеое-хода. Требуемый положительный потенциал базы транзистора Т2 относительно эмиттера обеспечивается при помощи делителя напряжения на резисторах R1 и R2;

делитель связан с источником питания В2 через заземленный коллектор транзистора Т2. Полярность падений напряжений на резисторах указана на рисунке;

как можно видеть, потенциал базы Т2 положителен относительно эмиттера. Прямое смещение для транзистора Т3 также создается делителем напряжения на резисторах Rз и R4, подключенных к батарее В1. Падение напряжения на резисторе R4 обеспечивает положительный потенциал базы транзистора T3 и отрицательный потенциал эмиттера. Отрицательный вывод батареи В1 соединен непосредственно с эмиттером транзистора T3, а необходимое обратное смещение коллекторного перехода этого транзистора создается подключением коллектора к положительному выводу батареи В1 через катушку громкоговорителя. Как показано на рисунке, входной трансформатор имеет две вторичные обмотки, что обеспечивает поступление входных напряжений на двухтактный усилитель в противофазе, т. е. сигнал, приложенный к базе одного транзистора, находится в противофазе с сигналом базы другого транзистора. Коллекторно-эмиттерные цепи транзисторов Т2 и Tz как бы включены последовательно с источниками питания. Оба транзистора соединены с катушкой индуктивности громкоговорителя так, что указанные элементы образуют мост, эквивалентная схема которого приведена на рис. 1.14, б. Если транзисторы хорошо подобраны, то падения напряжений на них будут равны. А если напряжения источников питания одинаковы и равны их внутренние сопротивления, то мост окажется сбалансированным и постоянный ток через катушку громкоговорителя будет равен нулю. Когда на вторичных обмотках входного трансформатора появится звуковой сигнал, то на базу одного транзистора поступит положительная полуволна, а на базу другого — отрицательная. В связи с этим проводимость одного транзистора возрастет, а другого уменьшится, через транзисторы потекут разные токи и мост разбалансируется. Разбаланс моста приведет к появлению сигнального напряжения на катушке громкоговорителя, и, следовательно, через нее потечет ток сигнала, а в громкоговорителе появится звук. Сопротивление катушки громкоговорителя, необходимое для согласования с транзисторным двухтактным усилителем, намного меньше сопротивления, требуемого для согласования с двухтактным усилителем на лампах. Так как транзисторные схемы имеют малое выходное сопротивление, они хорошо согласуются с низкоомными громкоговорителями. На рис. 1.15 показана схема двухтактного усилителя на двух транзисторах с проводимостью разного типа. В этой схеме транзистор TI не является фазоинвертором, поскольку с его выхода на базовые входы транзисторов Т2 и Tz (подаются сигналы одной и той же фазы и полярности. Предположим, что на входы транзисторов поступает положительная полуволна сигнала. Положительный входной сигнал увеличивает прямое смещение транзистора Т2 n — р — n-типа, а следовательно, и его проводимость. Прямое же смещение транзистора 7з и его проводимость при этом уменьшаются, поскольку это транзистор с другим типом проводимости. Таким образом, действие входного сигнала на транзистор Т5 обратно действию на транзистор Т2. При отрицательном входном сигнале прямое (Смещение транзистора Т2 уменьшается, а транзистор а Т3 увеличивается. Теперь проводимость Т2 уменьшилась, а проводимость Т3 увеличилась, т. е. схема, собранная на транзисторах с проводимостью разного типа, обеспечивает такие же выходные параметры, как схема двухтактного усилителя на транзисторах одного типа с фа-зоинвертором или трансформатором. Таким образом, в последней схеме также реализуется двухтактный режим работы, при котором в одни моменты времени на резистор R& поступает положительный сигнал через R6, а в другие моменты — отрицательный через R7. Следовательно, в положительные полупериоды сигнал на громкоговоритель поступает через резистор R&, а в отрицательные через резистор R? Цепочка R4C4 обеспечивает отрицательную обратную связь в схеме (см. разд. 1.8). В качестве резистора R5 служит термистор, сопротивление которого меняется при изменениях температуры. Этим достигается стабилизация токов и напряжений транзисторов. При работе громкоговорителя резистор RQ отключен. Если же в гнездо вставить штекер телефона, то громкоговоритель отключается, а последовательно с телефоном для предохранения его от перегрузок включается резистор сопротивлением 120 Ом. Это стандартный способ подключения телефона, причем величина сопротивления резистора может достигать 330 Ом. Иногда в схемах такого типа исключают разделительный конденсатор Cs, а нижний вывод громкоговорителя присоединяют непосредственно к земле. Конденсатор Cs (220 мкФ) представляет собой малое реактивное сопротивление для сигналов звуковых частот и поэтому заземляет их. Так как выводы транзистора Т2 имеют более высокие потенциалы относительно земли, чем выводы транзистора Г3 (коллектор которого заземлен), то для симметрирования схемы и выравнивания токов выходных транзисторов иногда используют дополнительные резисторы и конденсаторы.

Гл ава 2 УСИЛИТЕЛИ СПЕЦИАЛЬНОГО НАЗНАЧЕНИЯ 2.1. Схема Дарлингтона Обозначение составного транзистора, выполненного !из двух отдельных транзисторов, соединенных по схеме Дарлингтона, указано на рис. 2Л,а. Первый из упомянутых транзисторов включен по схеме эмиттерного повторителя, сигнал с эмиттера первого транзистора поступает на базу второго транзистора. Достоинством этой схемы является исключительно высокий коэффициент усиления. Общий коэффициент усиления по току р для этой схемы равен произведению коэффициентов усиления по току отдельных транзисторов: р = ргр2. Например, если входной транзистор пары Дарлингтона имеет коэффициент усиления, равный 120, а коэффициент усиления второго транзистора равен 50, то общее р составляет 6000. В действительности усиление будет даже несколько большим, так как общий коллекторный ток составного транзистора равен сумме коллекторных токов пары входящих в него транзисторов. Полная схема составного транзистора показана на рис. 2.1,6. В этой схеме резисторы R1 и R2 составляют делитель напряжения, создающий смещение на базе первого транзистора. Резистор Rн, подключенный к эмиттеру составного транзистора, образует выходную цепь. Такой прибор широко.применяется на практике, особенно в тех случаях, когда требуется большой коэффициент усиления по току. Схема имеет высокую чувствительность к входному сигналу и отличается высоким уровнем выходного коллекторного тока, что позволяет использовать этот ток в качестве управляющего (особенно при низком напряжении питания). Применение схемы Дарлингтона способствует уменьшению числа компонентов в схемах.

Рис. 2.1. Схема Дарлингтона. Схему Дарлингтона используют в усилителях низкой частоты, в генераторах и переключающих устройствах. Выходное сопротивление схемы Дарлингтона во много раз ниже входного. В этом смысле ее характеристики подобны характеристикам понижающего трансформатора. Однако в отличие от транформатора схема Дарлингтона позволяет получить большое усиление по мощности. Входное сопротивление схемы примерно равно $2Rn, а ее выходное сопротивление обычно меньше Rн. В переключающих устройствах схема Дарлингтона применяется в области частот до 25 кГц.

2.2. Операционные усилители Операционные усилители — специальные усилители постоянного тока (УПТ), которые отличаются высоким коэффициентом усиления (иногда более 1 млн.) и пологой частотной характеристикой. В этих усилителях для получения линейной характеристики используют непосредственную связь между каскадами. Поэтому полоса пропускания таких усилителей занимает область от нуля до весьма высоких частот. Обычно для получения требуемого операционного соотношения между выходным и входным импедансами операционного усилителя вводят цепь обратной связи.

Рис. 2.2. Операционный усилитель. На рис. 2.2 показана типичная схема операционного усилителя. Коэффициент обратной связи р выражает относительную величину напряжения, поступающего по цепи обратной связи с выхода на вход. Отрицательная обратная связь (ОС) ослабляет шумы, частотные искажения сигнала и расширяет полосу пропускания (см. разд. 1.8). Сигнал обратной связи, поступающий на вход усилителя, усиливается и проходит на выход в противофазе с действующим там сигналом. В результате выходной сигнал ослабляется в степени, определяемой глубиной обратной связи. Пусть при отсутствии обратной связи входной сигнал еът усиливается (коэффициент усиления схемы без цепи обратной связи обозначим буквой А) и на выходе получается сигнал евыг (2.1) Следовательно, коэффициент усиления схемы без обратной связи, или коэффициент усиления схемы с разомкнутой петлей обратной связи, есть отношение мгновенных значений выходного и входного напряжений сигнала ;

, (2.2) Перед коэффициентом обратной связи |3 ставят знак минус, если обратная связь отрицательна;

в схемах генераторов, где используется положительная обратная связь, перед (3 ставят знак плюс. Символом А' обозначают коэффициент усиления схемы, охваченной обратной связью. Произведение Л|3 называют фактором обратной связи. Величина (1 — Л(3) есть мера глубины обратной связи. Уравнения усиления для схемы с обратной связью имеют вид (2.3) где А' — коэффициент усиления усилителя с обратной связью, А — коэффициент усиления усилителя без обратной связи, Р — коэффициент обратной связи. Если фактор обратной связи много больше единицы, то величина коэффициента усиления по напряжению практически не зависит от А и для коэффициента усиления по напряжению схемы с обратной связью можно записать следующее выражение:

(2.4) Поскольку отрицательная обратная связь ослабляет также и искажения сигнала, полезно выразить величину искажений сигнала на выходе схемы. Обозначим относительную величину искажений сигнала на выходе схемы при наличии и при отсутствии обратной связи соответственно D' и D;

тогда можно записать уравнение (2.5) Таким образом, как величина коэффициента усиления сигнала, так и величина его искажений ослабляются одинаково, причем величина ослабления определяется глубиной обратной связи (il — Лр). Если, например, абсолютная величина глубины обратной связи равна 3, а величина коэффициента усиления без обратной связи равна 60, то при наличии обратной связи величина коэффициента усиления составит Соответственно, если относительная величина искажений сигнала составляла 6%, то при действии обратной связи она упадет до 2%:

Когда фактор обратной связи много больше единицы (и коэффициент усиления сигнала по напряжению не зависит от А), выходное напряжение евых определяется только значениями токов сигнала, протекающих по сопротивлениям R1 и R2, и входного напряжения евх (рис. 2.2). Поэтому в операционных усилителях с высоким коэффициентом усиления при наличии обратной связи выходное напряжение сигнала схемы определяется следующим выражением:

(2.6) 2.3. Дифференциальные усилители Схема дифференциального усилителя содержит два транзистора, у которых эмиттеры соединены непосредственным образом (рис. 2.3, aj. К общей точке объединенных эмиттеров подключен резистор Я3Схема имеет два входа и два выхода. К достоинствам дифференциального усилителя можно отнести большую полосу пропускания, высокую стабильность работы и широкий диапазон применений. Дифференциальный усилитель можно использовать как смеситель для гетеродинирования нескольких сигналов, как ограничитель для ограничения максимальной и минимальной величин сигнала, в качестве модулятора, а также умножителя частот сигнала. Поскольку такой усилитель имеет мало компонентов (отсутствуют конденсаторы и индуктивности), он широко используется в интегральных микросхемах и часто входит в состав операционных усилителей, описанных в разд. 2.2.

Рис. 2.3. Схемы дифференциальных усилителей. Возможны несколько вариантов использования этой схемы. В первом варианте (рис. 2.3, а) сигнал поступает только на один из входов (при этом второй вход может быть заземлен). Поэтому, если сигнал поступает на вход транзистора Т1, то усиленный сигнал появится на коллекторе этого транзистора. Как и з схеме с общим эмиттером, входное и выходное напряжения сдвинуты по фазе на 180°. Изменения сигнального тока, протекающего через резистор R3, приводят к незначительному изменению падения напряжения на нем. Так как токи обоих транзисторов T1 и Т2 протекают через резистор R3, то ток транзистора Т2 также будет меняться в соответствии с изменением тока транзистора Т1. Если, например, на базу транзистора Т1 поступает положительная полуволна входного сигнала, то прямое напряжение на эмиттерном переходе возрастет и ток коллектора транзистора Т1 увеличится. Поэтому падение напряжения на R1 также увеличится и потенциал коллектора станет менее положительным. Это изменение падения напряжения представляет собой отрицательный сигнал, и, следовательно, между входным и выходным напряжениями образуется сдвиг фаз в 180°. Увеличение тока транзистора Т1 вызовет увеличение (хотя и небольшое) тока через резистор R3 и приведет к небольшому возрастанию потенциала объединенных эмиттеров. В резуль-1ате прямое напряжение на эмиттерном переходе транзистора Т2 уменьшится и ток через Т2 также уменьшится, что вызовет уменьшение падения напряжения на резисторе R2. Коллектор транзистора Т2 становится более положительным, т. е. на нем появляется сигнал, находящийся в противофазе с сигналом на коллекторе T1. Таким образом, данный усилитель представляет собой парафазный усилитель. Если выходной сигнал снимается с коллектора транзистора T1, то схема представляет собой однотактный инвертирующий усилитель. Если же выходной сигнал снимается с коллектора Т2, то схему можно рассматривать как однотактный неинвертирующий усилитель. Сигнал можно подавать на две базы (рис. 2.3,6);

в этом случае вход схемы называют дифференциальным [При любой конфигурации схем, показанных на рис. 2.3, снимаемый сигнал пропорционален разности потенциалов на входах усилителя, т. е. разностному (дифференциальному) сигналу. — Прим. ред.]. Выходной сигнал (рис. 2.3, в) можно снимать с коллектора транзистора Т1 или Т2, а также с обоих коллекторов для получения симметричного выхода относительно земли. Важной характеристикой дифференциального усилителя является характеристика передачи напряжения при действии синфазного сигнала одновременно на оба входа. Если на вход усилителя поступают сигналы помехи, такие, как пульсации источника питания, сигналы наводки, обусловленные влиянием паразитных связей, излучения и т. д., то такие сигналы находятся в фазе на обоих входах, так что на эмиттерном резисторе RZ действует разностный сигнал. Синфазные сигналы взаимно ослабляются, не оказывая заметного воздействия на полезный усиливаемый сигнал. По этой причине дифференциальный усилитель мало чувствителен к наводкам переменного тока. Когда такие наводки появляются на обоих входах одновременно, они взаимно подавляются. Лучшие характеристики дифференциального усилителя получаются на хорошо подобранной паре транзисторов и коллекторных резисторов. Наилучшей стабильности и оптимальных характеристик можно достичь, если увеличить величину сопротивления общего резистора в цепи эмиттера, поскольку в этом случае этот элемент ведет себя как источник постоянного тока с большим внутренним сопротивлением. В результате ослабляется связь между входными и выходными цепями транзисторов. Однако при этом вследствие большого падения напряжения на Rз необходимо значительно увеличить напряжение источника питания. Для улучшения характеристик можно использовать отдельный источник тока. Характеристики усилителя тем лучше, чем выше внутреннее сопротивление источника тока. Если в схеме на рис. 2.3, а высокое значение сопротивления источника тока получают путем увеличения R3, то в схеме на рис. 2.3, г этого достигают другим способом. В последнем случае используют дополнительные транзистор и резистор. В схеме на рис. 2.3, г, соответствующей схеме транзистора с ОБ, выходное сопротивление для постоянного тока в коллекторной цепи транзистора Г3 весьма велико — значительно больше R3. Это позволяет уменьшить величину сопротивления Rz, в результате чего уменьшаются падение напряжения и рассеиваемая мощность на R3, а также потребляемая мощность по сравнению с аналогичными параметрами для схемы на рис. 2.3, а. Известны другие, более.совершенные схемы построения источников постоянного тока. В этих схемах вместо резистора R4 применяют диод со специально подобранными характеристиками, который способен компенсировать изменение смещения транзистора 73, вызываемое нестабильностью температуры.

2.4. Усилитель сигнала выключения канала цветности В цветном телевизионном приемнике необходимо генерировать поднесущую, которая должна подмешиваться к боковым полосам входных сигналов цветности, передаваемых с учетом требований к спектру сигнала цветности без поднесущей (см. разд. 4.6) [В СССР используются другая система и другой стандарт цветного телевидения. — Прим. перев.]. В черно-белом приемнике отсутствуют генератор поднесущей, полосовые усилители сигналов цветности, а также другие каскады, имеющие отношение к получению цветного изображения;

поэтому в таком устройстве при приеме сигналов цветности помех не возникает. Однако при приеме и воспроизведении сигналов чернобелого изображения в цветных телевизионных приемниках могут возникать некоторые нарушения нормальной работы. При прохождении черно-белых сигналов через каскады,, предназначенные для получения цветного изображения, черно-белые тона воспроизводятся плохо. Поэтому необходима специальная схема, которая бы автоматически отключала полосовой усилитель сигналов цветности на время приема сигналов черно-белого изображения. Такая схема изображена на рис. 2.4;

ее называют выключателем канала цветности (color killer). Здесь схема на транзисторе Т1 одновременно выполняет функции фазового детектора, ключевого каскада и усилителя. Этот транзистор открыт только в отсутствие сигнала цветовой синхронизации, называемого также сигналом цветовой вспышки (reference burst signal). При открытом транзисторе Т1 падает практически до нуля прямое смещение транзистора полосового усилителя и канал сигналов цветности при приеме сигналов чернобелого изображения, поступающих без сигнала цветовой синхронизации, выключается. Как показано на рис. 2.4, сигнал цветовой синхронизации подается на трансформатор, состоящий из индуктивных обмоток L1 и L2. Этот сигнал частотой 3,58 МГц поступает на схему фазового детектора. Основные процессы, протекающие в этом каскаде, более полно описаны в гл. 9. В фазовом детекторе сравнивается входной сигнал цветовой синхронизации с сигналом генератора поднесущей. Когда присутствуют оба сигнала,, то в фазовом детекторе устанавливается нулевое смещение базы транзистора Т1, что приводит к запиранию последнего, Установка смещения производится потенциометром R10, который регулирует состояние баланса в фазовом детекторе.

Рис. 2.4. Усилитель-выключатель сигналов цветности. Прямое смещение на транзистор Т2 полосового усилителя подается через резистор R7;

при запертом транзисторе Т1 транзистор Тъ открыт. В таком состоянии полосовой усилитель нормально усиливает входной видеосигнал. При.приеме же сигналов черно-белого изображения, не содержащих сигналов цветовой синхронизации, возникает разбаланс моста фазового детектора, что приводит к появлению положительного напряжения на базе Т1 и к отпиранию этого транзистора. Ток транзистора Т1 создает значительное падение напряжения на резисторе R7 (полярность.падения напряжения указана на рисунке). Это приводит к резкому уменьшению прямого смещения транзистора Тъ, который запирается, в результате чего видеосигналы перестают проходить через полосовой усилитель на Т2.

2.5. Полосовой усилитель сигналов цветности Полосовой усилитель сигналов цветности в цветном телевизионном приемнике служит для выделения (отфильтровывания) импульсов синхронизации и цветовой вспышки из полного видеосигнала для того, чтобы воспрепятствовать прохождению указанных сигналов на вход кинескопа и появлению на экране интерференционных полос. Для достижения этого необходимо периодически, в определенные моменты времени выключать транзистор. Полосовой усилитель устанавливается между выходом видеоусилителя и детектором (демодулятором) сигналов цветности. Типичная схема полосового усилителя показана на рис. 2.5. Как можно видеть, сигнал с видеоусилителя поступает на катушку индуктивности L1, снабженную подстроечным сердечником, при помощи которого устанавливается максимальный коэффициент передачи сигнала. Нижний вывод резистора Rз соединен со схемой канала цветности, описанной в разд. 2.4. В схеме, показанной на рис. 2.5, в точку соединения конденсаторов С2 и Cz, шунтирующих первичную обмотку трансформатора L2, поступает импульсный сигнал с выхода строчного трансформатора. Этот сигнал называют бланкирующим сигналом или сигналом гашения. Так как полярность бланкирующего импульса противоположна полярности источника питания, то в течение короткого времени действия он прерывает прохождение тока через транзистор. Бланкирующий импульс существует только во время интервала строчного гасящего импульса и выключает ток транзистора только на это время. Поэтому ни сигналы синхронизации, ни сигнал цветовой вспышки частотой 3,58 МГц не усиливаются. Таким образом, полосовой усилитель усиливает только собственно видеосигналы.

Рис. 2.5. Полосовой усилитель сигналов цветности. Выходной сигнал, появляющийся на вторичной обмотке L3, поступает либо на следующий каскад усилителя, если требуется дополнительное усиление, либо непосредственно на схему демодулятора цветности. Для пропускания сигналов цветности полосу пропускания контура, настроенного на частоту 3;

58МГц, расширяют при помощи шунтирующего резистора R6. Для большего ослабления яркости более низкочастотных черно-белых компонентов сигнала используются дополнительные фильтрующие цепи. При помощи резистора R7 — регулятора цвета — устанавливают нужную амплитуду сигнала, прикладываемого к последующим каскадам. С увеличением сопротивления между выхо-. дом полосового усилителя и демодулятором цветности уменьшается амплитуда сигнала и интенсивность цвета ослабляется. Таким образом, эта регулировка аналогична регулировке контрастности в черно-белых телевизионных приемниках.

2.6. Усилитель сигналов цветности После демодуляции сигналов цветности их следует усилить до уровня, необходимого для нормальной работы трубки. Для получения цветного изображения сигналы цветности смешивают с сигналом яркости. На рис. 2.6 показана типичная схема» собранная на трех транзисторах для усиления соответственно сигналов синего, красного и зеленого цвета. При смешивании этих цветовых составляющих различным соотношениям уровней этих сигналов соответствуют различные цвета, появляющиеся на экране трубки. Усилители работают в обычном режиме, и сигналы, поступающие на базовые входы, усиливаются и появляются в коллекторных цепях. Для точного подбора прямого и обратного смещений используют резисторы. Как следует из приводимой схемы, имеются два регулятора цвета — резистор R2 (для синего цвета) и резистор R4 (для красного цвета). Поэтому для того чтобы установить необходимое соотношение уровней усиления усилителей цветовых сигналов, уровни усиления синего и красного цвета подгоняют под фиксированный уровень зеленого. Так, например, если уровень зеленого велик по сравнению с уровнями синего и красного, последние увеличивают. Если уровень зеленого мал, то уровни красного и -синего уменьшают, так что уровень зеленого возрастает. Между выводом источника литания и сопротивлениями нагрузки коллекторных цепей включают высокочастотный дроссель. Этот дроссель устраняет паразитные связи между схемами, подключенными к источнику питания. Искровые разрядники предназначены для ограничения высоковольтных импульсов, возникающих в схеме.

Рис. 2.6. Усилители сигналов цветности.

2.7. Схема стробирования цветовой вспышки При цветной телевизионной передаче на заднем уступе строчного гасящего импульса передается сигнал цветовой синхронизации, называемый также сигналом цветовой вспышки, в виде 9 периодов колебаний поднесущей частотой 3,58 МГц. Этот опорный сигнал служит для синхронизации генератора поднесущей той же частоты в телевизионном приемнике. Генератор воспроизводит в приемнике цветовую по дне сущую, которая была подавлена в передатчике. Восстановленная в приемнике поднесущая добавляется к сигналу боковых полос, что необходимо для правильного детектирования сигналов цветности.

Рис. 2.7. Устройство стробирования и усиления сигнала цветовой вспышки»В телевизионном приемнике необходимо из полного видеосигнала выделить сигналы цветовой синхронизации, чтобы подать их в соответствующие цепи. Нежелательные сигналы устраняются схемой стробирования (рис. 2.7). Эта схема представляет собой транзисторный каскад с двумя входами и транс форматорным выходом. Транзистор Т1 открыт только в те моменты времени, когда поступает сигнал цветовой вспышки. Он производит также некоторое усиление сигнала цветовой синхронизации, однако, если требуется сигнал большей амплитуды, обычно используют дополнительный усилитель (каскад на транзисторе Т2). В транзисторе Т1 n — р — n-типа (рис. 2.7) для создания прямого смещения эмиттерного перехода, отпирающего транзистор, потенциал базы должен быть положительным относительно эмиттера. Поскольку резистор Rz заземлен, он имеет общую точку с нижним выводом резистора Rz. Однако падение напряжения на R3 возникает практически только при открытом транзисторе Т1, поскольку специфической особенностью режима работы этой схемы является то, что основную часть времени транзистор Т1 заперт. Как видно, полный видеосигнал, поступающий с выхода видеоусилителя, подается на базовый вход устройства стробирования цветовой вспышки через конденсатор С1. Через резистор R1 на базовый вход подается включающий положительный импульс. Этот импульс поступает с отвода выходного трансформатора строчной развертки и существует в течение строчного гасящего импульса, причем амплитуда импульса включения устанавливается достаточно большой для создания прямого смещения, поддерживающего транзистор в открытом состоянии. Так как в течение времени действия гасящего импульса передается также и цветовая вспышка, то транзистор отпирается именно на то время, когда она появляется в видеосигнале, поступающем на базу транзистора. Стробирующий импульс включения, снимаемый с коллектора, -поступает на выходной трансформатор, через который он передается на усилитель сигналов цветовой синхронизации и другие схемы. Стробирующий импульс задерживается примерно на 3 — 5 мкс для предотвращения прохождения строчного синхроимпульса, а также для того,. чтобы транзистор был открыт во время действия сигнала цветовой вспышки. Как уже отмечалось, сигнал цветовой синхронизации содержит примерно 9 периодов колебаний поднесущей. Конденсатор С3 образует с первичной обмоткой трансформатора резонансный контур, который настраивается на частоту 3,58 МГц подстроечным сердечником, перемещающимся.между первичной и вторичной обмотками. После дополнительного усиления этот сигнал поступает на фазовый детектор и генератор поднесущей для автоматической подстройки частоты генератора.

2.8. Магнитные усилители Магнитные усилители применяются в промышленной электронике для регулирования мощности, используемой в той или иной нагрузке или системе. Магнитные усилители могут управлять большими мощностями при управляющих сигналах очень малой мощности. Они отличаются от обычных НЧ- и УВЧ-усилителей тем, что в них вместо транзисторных элементов используется специальный дроссель, называемый насыщающимся дросселем, который снабжен специальными обмотками, позволяющими регулировать выходную мощность. Магнитные усилители могут изготавливаться на значительные.мощности. Они отличаются большим сроком службы, высокой прочностью и простотой конструкции. Их основные недостатки немногочисленны: узкая полоса пропускания и высокий уровень нелинейных искажений. Однако для усиления звуковых сигналов магнитные усилители не применяют, а для усиления мощности эти недостатки не существенны. Рис. 2.8, а поясняет принцип работы магнитного усилителя. В усилителе используется трехстержневой,(Шобразный) сердечник, подобный применяемым в стандартных трансформаторах. Сердечник изготовляется из магнитного материала, имеющего прямоугольную (Петлю гистерезиса (штриховая линия на рис. 2.8,6). Магнитная проницаемость материала сердечника не является фиксированной величиной, а зависит от величины магнитной индукции (соответствующая кривая приведена на рис. 2.8, б). Заметим, что магнитная проницаемость, имеющая малую величину при нулевом значении напряженности магнитного поля, вначале нарастает с увеличением напряженности намагничивающего поля и достигает максимальной величины при некотором среднем уровне напряженности магнитного поля непосредственно леред переходом сердечника в насыщенное состояние. При дальнейшем увеличении напряженности намагничивающего поля магнитная проницаемость уменьшается до весьма малой величины. Поскольку поток магнитной индукции пропорционален магнитной проницаемости, индуктивность катушки уменьшается по тому же закону, что и магнитная проницаемость. Поэтому при достижении насыщения.индуктивность резко уменьшается. Это Следует из выражения для индуктивности катушки (2.7) где L — индуктивность, Г;

N — число витков катушки, сцепленных с магнитным потоком;

Ф — поток магнитной индукции, Вб;

I — намагничивающий ток, А. Как видно из уравнения (2.7), индуктивность прямо пропор-циональна произведению числа витков катушки на поток магнитной индукции, воздействующий на эти витки. Поэтому, по-скольку при изменении магнитной проницаемости меняется поток магнитной индукции, меняется соответственно и индуктивность. В магнитном усилителе, показанном на рис. 2.8, а, можно изменять величину магнитной проницаемости сердечника при помощи управляющей обмотки L3. Эта обмотка имеет большое число витков, что позволяет менять степень насыщения сердечника.

Рис. 2.8. Типичная схема магнитного усилителя (а) и зависимость магнитной индукции и магнитной проницаемости материала сердечника от напряженности магнитного поля (б). При этом также изменяются индуктивности обмоток L1 и L2- Так как эти обмотки включены в цепь источника переменного напряжения последовательно с нагрузочным сопротивлением Rн, то выделяемая на нагрузке мощность может непосредственно управляться уровнем насыщения, устанавливаемым подмагничивающим током, протекающим через обмотку L3. Если управляющее напряжение, определяющее величину этого тока, возрастает, то сердечник приближается к состоянию насыщения и магнитная проницаемость уменьшается. При уменьшении магнитной проницаемости индуктивности обмоток L1 и L2 также уменьшаются. Так как реактивное сопротивление этих обмоток зависит от индуктивности (XL = 6,28fL), то мощность, отдаваемая в нагрузку, также меняется. Это происходит (Потому, что при изменении индуктивности (а значит, и индуктивного сопротивления) меняется сдвиг фаз между током и напряжением;

следовательно, изменяется и мощность в нагрузке:

P = EIcosФ.

(2.8) Если индуктивности обмоток L1 и L2 равны нулю, то сдвиг фаз между током в нагрузочном сопротивлении и напряжением также равен нулю. При этом cosФ = 1, и полная мощность источника выделяется в нагрузке. При индуктивности же, отличной от нуля, cosФ

2.9. Магнитный усилитель с самонасыщением На рис. 2.9, а приведена схема магнитного усилителя с самонасыщением (self-saturating magnetic amplifier). Этот усилитель позволяет получить большее усиление и больший к. л. д. по сравнению с рассмотренным выше магнитным усилителем. Усилитель с самонасыщением известен также как усилитель с внутренней обратной связью. Как показано на схеме, последовательно с нагрузкой Rн и источником переменного тока включен полупроводниковый диод Дь Здесь вместо трехстержневого применен обычный сердечник, который также характеризуется прямоугольной петлей гистерезиса. Диод производит выпрямление выходного тока (рис. 2.9, б), который состоит в этом случае из однополярных.полуволн переменного тока. Возникающие пульсации в принципе можно сгладить при помощи фильтра состоящего из дросселей и конденсаторов, который.минимизирует пульсирующую составляющую тока и позволяет таким образом получить практически постоянное напряжение на нагрузочном резисторе.

Рис. 2.9. Магнитный усилитель самонасыщающегося типа. Гистерезисная характеристика магнитного усилителя с последовательно включенным в цепь нагрузки диодом показана на рис. 2.9, в. Однонаправленный ток протекает через обмотки L1 и L2 только в течение одного полупериода и поэтому насыщает сердечник только в одном направлении. В те полупериоды, когда ток равен нулю, напряженность магнитного поля также равна нулю, а магнитная индукция в сердечнике равна остаточной индукции. В другие полупериоды, по мере того как ток возрастает от куля до максимальной величины, магнитная индукция изменяется от уровня остаточной индукции до состояния насыщения. Сердечник фактически находится все время в насыщенном состоянии, поскольку диод обеспечивает протекание тока только в одном направлении, а следовательно, и одно направление магнитного потока. Пиковое значение пульсирующего напряжения на нагрузке равно пиковому значению напряжения источника питания, так как реактивное сопротивление обмоток при сердечнике в насыщенном состоянии фактически равно нулю и имеется лишь падение напряжения на малом активном сопротивлении обмоток. Если управляющее постоянное напряжение приложено к обмотке Ly, то оно будет влиять на характеристики сердечника. Если полярность управляющего тока такова,.что последний вызывает магнитную индукцию противоположного направления по сравнению с.индукцией, обусловленной полупериодами тока от источника литания, то магнитная индукция стремится к некоторому уровню, определяемому управляющим постоянным подмагничиванием (подмагничивающим полем) (Рис. 2.9, в). В те полупериоды, когда ток равен нулю, управляющий ток эффективно снижает намагниченность сердечника. Как показано на рис. 2.9, в, в эти полупериоды напряженность магнитного поля уменьшается до некоторого отрицательного уровня, соответствующего падающему участку петли гистерезиса. В те по-лупериоды, когда диод находится в состоянии проводимости, ток обмоток L1 и L2 компенсирует действие управляющего тока и вводит сердечник опять в состояние насыщения. Для того тобы повторно увеличить индукцию от уровня, соответствующего постоянному подмагничиванию, до уровня насыщения, необходимо, чтобы ток, протекающий через обмотки L1 и L2, превышал уровень, при котором компенсируется, действие тока постоянного подмагничивания;

этот процесс длится определенное время. Так как выходное напряжение остается малым до тех пор, пока не достигается состояния полного насыщения, то в течение необходимого для этого времени всякие изменения выходного напряжения замедляются (рис. 2.9, б), в результате форма выходного напряжения несколько изменяется. При увеличении постоянного подмагничивания рабочая точка на петле гистерезиса смещается в нижнюю левую часть. Это вызывает увеличение времени перехода в насыщенное состояние. Поэтому подмагничивание можно использовать для регулирования выходной мощности путем изменения величины напряженности магнитного поля.(создаваемого каждой полуволной пульсирующего тока), необходимой для перевода сердечника в состояние положительного насыщения. Достаточно большим уровнем подмагничивания сердечник может быть введен в состояние противоположного насыщения по отношению к насыщению, вызываемому пульсирующим током. При этом время перемагничивания сердечника максимально. Изменение управляющего.напряжения, а следовательно, и тО:Ка в катушке Ly вызывает соответствующее изменение мощности, передаваемой в нагрузку. Так как изменение выходной мощности значительно больше вызвавшего его изменения входной мощности, то в рассматриваемой схеме осуществляется усиление по мощности. Постоянное,подмагничивание, создаваемое управляющей обмоткой, определяет величину потока магнитной индукции, который складывается (или вычитается) с потоком, создаваемым выходными обмотками. Поэтому магнитный усилитель с еамонасыщанием является усилителем с обратной связью.

2.10. Двухтактный магнитный усилитель Выходное.напряжение рассмотренного выше магнитного усилителя с самонасыщением получается пульсирующим. В магнитных усилителях, как и в источниках питания, можно использовать двухполупериодвое выпрямление, при этом частота пульсаций выходного напряжения удваивается. Из такого напряжения при помощи фильтров легче выделить достоянное напряжение. Двухтактные схемы, подобные схеме, показанной на рис. 2.10, часто применяются на практике. В этой схеме используются обмотки с насыщающимся сердечником и выпрямительные диоды. Последние образуют мостовую цепь, которая обеспечивает прохождение тока через нагрузку RH в разные чю-лупериоды переменного напряжения только в одном.направлении. Каждая половина двухтактного магнитного усилителя работает так же, как однополупериодный магнитный усилитель, работа отдельных половин схемы чередуется.

Рис. 2.10. Двухтактный магнитный усилитель. Если в некоторый момент времени напряжение источника переменного напряжения таково, что потенциал вывода Т1 отрицателен относительно вывода Т2, то электроны будут двигаться от Т] через диод выпрямительного.моста Д6 и далее через нагрузочный резистор RK к точке соединения диодов Д3 и Д4. Затем они пройдут через диоды Дз и Дь через обмотку L2 к выводу Т2. В следующий тюлупериод на выводе Т1 будет положительный потенциал, а на выводе Т2 — отрицательный. Теперь путь движения электронов следующий: от вывода Т2 через обмотку L4, диоды Д2 и ДБ и через резистор RK к точке соединения диодов Д3 и Д4. Далее, пройдя Д4, электроны достигают положительного вывода Т1. Таким образом,,в этой схеме выпрямляются оба полупериода переменного напряжения, поэтому она имеет лучшие характеристики, легче регулируется и для нее нужен более простой фильтр. Ток подмагничивания от источника постоянного тока течет через последовательно соединенные обмотки L1 и L3. Поскольку эти обмотки намотаны В1месте со вторичными (соответственно L2 и L4), то устанавливаемый уровень подмагничивания одинаков для обеих вторичных обмоток, проводящих ток в разные полупериоды.

2.11. Выходные усилители блоков кадровой и строчной разверток В кинескопе электронный луч перемещается по экрану в горизонтальном и вертикальном направлениях со скоростями, устанавливаемыми релаксационными генераторами, которые синхронизируются (передаваемыми синхроимпульсами (см. разд. 4,8, 4.10 и 4.11, а также рис. 6.9).

Рис. 2.11. Выходные каскады блоков кадровой и строчной разверток. Усилители напряжений кадровой (по вертикали) и строчной (по горизонтали) разверток, а также депи и элементы, на которые подаются эти напряжения, показаны на рис. 2.11. Усилитель напряжения кадровой развертки на транзисторе Т1 усиливает входной сигнал от задающего генератора кадровой развертки и подает этот сигнал через конденсатор С] на катушки вертикального отклонения луча. Аналогичным образом сигналы с выхода усилителя напряжения строчной развертки поступают на катушки горизонтального отклонения луча через конденсатор С3. Катушки вертикального и горизонтального отклонения расположены на горловине трубки, образуя так называемую отклоняющую систему (ОС). Магнитные поля, создаваемые ОС, перемещают электронный луч по поверхности экрана кинескопа. Частота строчной развертки 15750 Гц, а кадровой 60 Гц [В соответствии с телевизионным стандартом, принятым в СССР, частота строчной развертки составляет 15625 Гц и кадровой — 50 Гц. Прим.перев.]. Во всех телевизионных приемниках схема выходной ступени блока строчной развертки более сложная, чем кадровой развертки, так как первое устройство выполняет ряд дополнительных функций. Демпфирующий диод Д2 (рис. 2.11) предназначен для пйэдавления коротких высоковольтных импульсов, возникающих в системе. На выходе выпрямителя, собранного на диоде Дь получается напряжение в несколько тысяч вольт, которое используется для управления фокусировкой луча в кинескопе. Высоковольтный конденсатор С5 имеет малюе реактивное сопротивление для высокочастотных составляющих выпрямленного напряжения и поэтому работает как фильтрующий конденсатор. (На рис. 2.11 изображена схема, применяемая в черно-белых телевизорах. Аналогичная схема применяется и в цветных телевизорах, хотя в них для получения большей яркости используются более высокие напряжения.) На выходе блока строчной развертки возникают импульсные напряжения амплитудой 115 — 30 кВ в зависимости от типа трубки и ее назначения (для воспроизведения черно-белого или цветного изображения). Для получения требуемого для работы трубки высоковольтного постоянного напряжения эти импульсы выпрямляют mo следовательно соединенными диодами Д3, Д4 и ДБ. Чтобы выровнять распределение напряжений и защитить диоды от вредного воздействия выбросов высокого напряжения,, используют конденсаторы С6 и С7. Вторым анодом кинескопа является внутренний проводящий слой. Высокий положительный потенциал этого слоя притягивает и дополнительно ускоряет отрицательно заряженные электроны, формирующие электронный луч. Внешняя поверхность, кинескопа также покрыта слоем проводящего вещества и заземлена (рис. 2.11). Между внутренними внешним проводящими слоями образуется емкость, которая служит емкостьюфильтра высоковольтного выпрямителя. Так как стекло является хорошим изолятором, то на полученном конденсаторе высокое напряжение может сохраняться значительное время после выключения телевизора, что может послужить причиной поражения.электрическим током при случайном прикосновении. Как показано на рис. 2.11, строчный трансформатор имеет-дополнительные обмотки, с которых импульсные сигналы снимаются и подаются на другие блоки приемника. Напряжение одного из выходов используется в качестве опорного напряжения фазового детектора в схеме строчной развертки, а в цветных телевизионных приемниках для управления генератором поднесущей (см. разд. 4.6). Напряжение другого выхода подается в схему импульсной АРУ (гл. 7).

2.12. Усилитель ЧМ-пилот-сигнала Как будет показано в гл. 15 (рис. 115.8), ЧМ-стереоприемиик содержит ряд специальных устройств: усилитель на частоту 19 кГц, удвоитель частоты, усилитель,на частоту 38 кГц, балансный детектор и др. Типичная схема усилителя пилот-сигнала и удвоителя частоты приведена на рис. 2.12 (см. также разд. 15.3 и 115.4).

Рис. 2.12. Усилитель ЧМ-пилот-сигнала и усилитель удвоенной частоты. Как показано на рис. 2.12, пилот-сигнал поднесущей частотой 19 кГц поступает через конденсатор С1 на базу транзистора TI усилителя. Здесь использована обычная схема индикации стереоприема, дополненная схемой на транзисторе T3. Снимаемый с выхода TI усиленный сигнал поступает на первичную обмотку трансформатора Трь.которая вместе с конденсатором С4 образует резонансный контур. Так как этот контур настроен на частоту 19 кГц, он выделяет колебания этой частоты и подавляет сигнал других частот. Заметим, что база транзистора Т3 (усилителя на частоту 38 кГц) соединена с источником запирающего напряжения +20 В через резисторы R6 и R7. Поскольку при этом отсутствует прямое смещение базового перехода, транзистор будет закрыт до тех пор, пока это смещение не появится. В коллекторной цепи транзистора Т2 последовательно с землей включен резистор R9. Если транзистор заперт, то ток через резистор R9, а следовательно, и падение напряжения на нем равны нулю. Поэтому на базе транзистора Г3 в цепи управления индикатором прямое смещение отсутствует (поскольку в. этом примере T3 — транзистор n — р — «-типа, для прямого смещения необходим положительный потенциал базы относительно эмиттера). Если Т3 заперт, то ток через лампочку стереопри-ема не протекает и лампочка не горит. Это указывает на то, что либо принимается моносигнал, либо приемник не настроен на станцию. Если приемиик настроен на станцию, ведущую стереофоническую передачу, то поступающий на вход Т1 сигнал 19 кГц усиливается. Сигнал со вторичной обмотки трансформатора Tpi поступает на двухполупериодный выпрямитель — удвоитель частоты — собранный на диодах Д1 и Д2. Это устройство вырабатывает на выходе импульсы напряжения, повторяющиеся с частотой, вдвое выше частоты сигнала поднесущей. Благодаря колебательным свойствам высокодобротного резонансного контура (образованного конденсатором С5 и обмоткой Тр2), настроенного на частоту 38 кГц, эти импульсы (преобразуются в синусоидальное напряжение, которое затем поступает на мостовой балансный демодулятор (см. гл. 7). Повторяющийся сигнал с выхода удвоителя периодически (с частотой 38 кГц) отпирает транзистор Т2. Возникающий в каждом таком состоянии ток коллектора протекает через резистор R9 и создает на нем положительное падение напряжения, которое приложено к базе транзистора Т3. Так как положительный потенциал базы создает требуемое прямое смещение транзистора, последний открывается и лампочка индикации загорается. Конденсаторы С2 и С6 сглаживают пульсации напряжения в цепях смещения, вызываемые протеканием токов сигнала частотой 38 кГц.

Глава 3 УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ И ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ 3.1. Принципиальная схема УПЧ Усилители промежуточной частоты (УПЧ) применяют для? усиления амплитуды сигналов промежуточной частоты, поступающих от предшествующих усилительных или преобразовательных каскадов радиоприемников. Как.и усилители радиочастоты, УПЧ усиливают сигнал, улучшают селективность,, а также позволяют осуществлять автоматическую регулировку громкости (АРГ) в радиоприемниках и автоматическую регулировку усиления (АРУ) в телевизионных приемниках (гл. 7). Усилители промежуточной частоты работают в режиме класса А (см. разд. 1.4).

Рис. 3.1. Усилитель промежуточной частоты. Типичная схема УПЧ показана на рис. 3.1. Входной сигнал, поступающий на первичную обмотку трансформатора, выделяется во йторичной обмотке, которая совместно с конденсатором C1 образует резонансный контур L2C1 высокой добротности, настроенный на частоту сигнала. Для согласования выходного сопротивления контура с входным сопротивлением транзистора напряжение снимается с части вторичной обмотки трансформатора. Напряжение АРГ поступает к нижнему выводу контура через R1C2-цепь, которая отфильтровывает ВЧ-составляющие, содержащиеся в выходном напряжении детектора АРГ. Напряжение АРГ создает необходимое прямое смещение базы (положительное для транзистора n — р — n-типа). Цепь R2C5, подключенная к эмиттеру, предназначена для температурной стабилизации работы (см. разд. 1.1). Резистор Rз служит для установки напряжения обратного смещения коллекторного перехода до требуемой величины. Конденсатор Сб шунтирует по высокой частоте резистор R3. Цепь RsC5 является развязывающей (см. разд. 1.6). Если внутренние емкости транзистора имеют малое реактивное сопротивление для усиливаемых сигналов, то в усилителе-может возникнуть паразитная автогенерация. Для ее устранения в усилителях промежуточной и высокой частоты используют нейтрализующий конденсатор, через который поступает дополнительный сигнал с величиной амплитуды, равной амплитуде сигнала, вызвавшего автогенерацию. При этом схема нейтрализации рассчитывается так, чтобы этот добавочный сигнал был сдвинут по фазе на 180° ро отношению к сигналу, явившемуся причиной автогенерации. В схеме, показанной на рис. ЗЛ,,нейт-ралияующий конденсатор С3 включен между нижним вывод-ом резонансного контура в цепи коллектора и базой транзистора. Емкость конденсатора С3 выбирается такой величины, чтобы обеспечить необходимую для эффективной нейтрализации амплитуду сигнала. Заметим, что источник питания подключен к отводу от середины катушки индуктивности из колебательного контура. Так как конденсатор С6 заземляет ВЧ-составляющие сигнала, то при указанном подключении источника контур разделяется на две части, причем напряжение на (нижней части контура сдвинуто по фазе на 180° по отношению к напряжению на верхней его части. Термин «нейтрализация», заимствованный из ламповой электроники, применим также и.к транзисторным схемам. Однако в последнее время вместо нейтрализации говорят обычно о компенсации внутренней обратной связи. Устройство с компенсированной обратной связью осуществляет однонаправленную передачу сигналов — от входа устройства к его выходу. Поэтому ни собственно усиленный сигнал, ни сигнал, подаваемый на следующий каскад, не попадают обратно на вход усилителя. Строго говоря, компенсация обратной связи — процесс, при помощи которого, используя внешнюю обратную связь, компенсируют внутренние емкостные и гальванические обратные связи между выходом и входом транзистора, так же, впрочем, как и индуктивные связи, которые могут иметь место. В отличие от этого термин «нейтрализация» подразумевает компенсацию только емкостной обратной связи, имеющейся между выходом и входом устройства.

3.2. Заграждающие фильтры входного каскада УПЧ В телевизионных приемниках резонансные избирательные фильтры используются для подавления сигналов станций, работающих на частотах, близких к частоте настройки канала. Поэтому, если зритель настроил телевизор, например, на 8-й канал, то такой фильтр ослабляет сигналы как 7-го, так и 9-го каналов. Фильтры используются для ослабления проникновения сигналов ПЧ звукового сопровождения в канал изображения. Типичная схема применения фильтров такого типа показана на рис. 3.2, а, где фильтры установлены между выходом устройства переключения телевизионных программ (УПТП) и входом первого каскада УПЧ. Функции подавления нежелательных сигналов могут быть распределены между различными каскадами УПЧ, но наиболее часто для этой цели используют каскады с сосредоточенной избирательностью (рис. 3.2). Фильтры, показанные на рис. 3.2, а, составлены из конденсаторов C1 — С3 и катушек индуктивности L1 — L3. Последовательные резонансные контуры, образованные из этих элементов, ослабляют величины тех сигналов, поступающих на вход первого каскада УПЧ, частоты которых совпадают с резонансными частотами контуров, поскольку сопротивление последних для таких сигналов мало. Первый фильтр настроен на частоту 39,75 МГц и ослабляет помехи, вызванные несущей изображения соседнего канала. Второй фильтр с частотой настройки 47,25 МГц ослабляет помехи от сигналов ПЧ звукового сопровождения соседнего канала. Третий фильтр настроен на 41,25 МГц — частоту сигналов ПЧ звукового сопровождения работающего канала — и существенно ослабляет проникновение звуковых сигналов в канал изображения. Частоты настройки фильтров не меняются при переходе с одного канала на другой, поскольку при этом значения промежуточной частоты и подавляемых частот остаются теми же. В действительности при работе схемы автоматической подстройки частоты (АПЧ) всегда возникает небольшая расстройка относительно промежуточной частоты. Индуктивные катушки фильтров имеют полстроечныр сердечники, поэтому каждый последовательный контур можно точно настроить по минимуму помех. Конденсатор С4 не пропускает на УПТП напряжение смещения, прикладываемое к базе транзистора Т1. Катушка индуктивности L4 составляет с конденсатором С4 последовательный контур, настроенный на промежуточную частоту. При смешивании в УПТП сигналов несущей частоты с сигналами гетеродинов метровых и дециметровых волн получаются не только полезные сигналы разностных частот, но и сигналы комбинационных частот, создающие помехи. Последовательные резонансные контуры между УПТП и первым каскадом УПЧ подавляют нежелательные сигналы и пропускают на вход Т1 только сигналы промежуточной частоты.

Рис. 3.2. а — УПЧ с заграждающими фильтрами на входе;

б — УПЧ с керамическим фильтром. В схеме, показанной на рис. 3.2,6, для получения высококачественных амплитудно-частотных характеристик каскадов УПЧ использованы керамические фильтры. Такие фильтры часто применяют в высококачественных схемах УПЧ для того, чтобы обеспечить эффективное подавление нежелательных сигналов и, следовательно, улучшить характеристики УПЧ. (Иногда вместо керамических применяют кварцевые фильтры.) Частоты настройки керамических и кварцевых фильтров, получаемые в процессе изготовления, не всегда совпадают со стандартной промежуточной частотой. Так, например, для некоторой системы с ЧМ резонансные частоты изготовляемых фильтров могут находиться в диапазоне 10,65 — 10,8 МГц (вместо обычно используемой частоты 10,7 МГц). Поэтому при применении таких фильтров изменяют ПЧ в соответствии с частотами фильтров.

3.3. Каскады УПЧ на полевых транзисторах Усилители промежуточной частоты, используемые в телевизионных приемниках (рис. 3.3), собраны на полевых транзисторах с изолированным затвором, работающих в режиме с обогащением. На рисунке показаны два каскада УПЧ, хотя обычно перед видеодетектором ставят тр.и каскада (см. гл. 7). При использовании АРУ удобно применять полевые транзисторы с двумя затворами. В этом случае сигнал АРУ поступает на затвор 32, а видеосигнал промежуточной частоты на затвяр Зь Несущие звука и изображения смешиваются в преобразователе частоты с сигналом гетеродина и получаются сигналы промежуточной частоты, которые поступают на затвор 3i через конденсатор C1 (рис. 3.3). Перед этим каскадом, как и в УПЧ, показанном на рис. 3.2, а, устанавливают.заграждающие фильтры для подавления нежелательных сигналов. Резисторы R1 и R2, а также R7 и Rn образуют делители напряжения, которые подключают к источнику питания;

на них создаются требуемые смещения для транзисторов Т1 и Т2. Напряжение АРУ поступает на соответствующие затворы через резисторы R3 и R8. Для того чтобы сигнал АРУ являлся сигналом постоянного тока и не содержал нежелательных ВЧ-со-ставляющих, используют фильтрующие цепи. При приеме сигналов разных станций, уровни несущих которых значительно отличаются, система АРУ стабилизирует уровень выходного сигнала, меняя смещение каскадов УПЧ (см. гл. 7).

Усиленный выходной ток УПЧ со стока транзистора Т1 поступает на резонансный контур, образованный конденсатором Cs и катушкой индуктивности L1. Последняя имеет подстроеч-ный сердечник, поэтому эти каскады можно точно настраивать по максимуму коэффициента передачи. Резистор Re и конденсатор С6 образуют развязывающий фильтр, который осуществляет развязку цепей усилителя по питанию,(см. разд. 1.6). Усиленный в рассматриваемом каскаде сипнал поступает на следующий каскад УПЧ, характеристики которого аналогичны первому каскаду.

3.4. ВЧ-усилитель Усилители высокой частоты класса А иногда применяют в качестве входных каскадов приемников, используемых в связи, для усиления сигнала, повышения избирательности, чувстви-телыности устройства и отношения сигнал/шум. Так как этот каскад имеет дополнительную цепь для подключения сигнала автоматической регулировки громкости, то стабильность уровня выходного сигнала в приемниках с таким каскадом выше, Иногда данный усилитель.называют резонансным усилителем, поскольку для каждой принимаемой станции колебательный контур усилителя настраивают в резонанс с принимаемым сигналом. В рассмотренных ранее УПЧ резонансные цепи при приеме сигналов различных станций остаются настроенными на одну и ту же частоту.

Рис. 3.3. Телевизионные УПЧ видеосигналов, в которых используются ПТ с изолированным затвором в режиме обогащения. Типичная схема УВЧ показана на рис. 3.4, а. Конденсаторы переменной емкости Ci и С5 имеют общий регулятор, и каждый из них с соответствующей индуктивной катушкой образует параллельный резонансный контур с высоким импедансом. Входная резонансная цепь представляет собой антенную систему;

ее можно выполнить IB виде высоко добротного ферритового стержня, на который намотана катушка индуктивности (loopstick). Этот стержень служит антенной. В качестве последней в переносных приемниках может применяться вертикальный штырь. Для согласования с низким входным сопротивлением участка база — эмиттер высокий импеданс входного контура понижают, применяя трансформаторную связь. Аналогично для согласования относительно низкого импеданса цепи коллектора с высоким импедансом параллельного резонансного контура коллектор подключают лишь к части витков катушки индуктивности L3. Прямое смещение эмиттерного перехода транзистора создает напряжение АРГ, прикладываемое через резистор R1 к базе. Конденсатор С3 отфильтровывает переменные составляющие напряжения АРГ, в то время как конденсатор С2 предотвращает закорачивание базы по постоянному току через малое сопротивление катушки индуктивности L2. При изменении напряжения АРГ меняется усиление каскада, причем для различных по величине сигналов двух станций соответствующие уровни усиления устанавливаются таким образом, чтобы громкость сигналов этих станций была одинаковая (см. гл. 7). Обратное смещение коллекторного перехода (положительное для транзистора n — р — n-типа) подается так, как показано на рис. 3.4, а. Цепь R2C4 ослабляет влияние изменений температуры на рабочие характеристики транзистора. Ток эмиттера, протекая через резистор Rz, создает падение напряжения, полярность которого совпадает с полярностью источника питания. Поэтому напряжение коллектор — эмиттер меньше напряжения источника на величину этого падения напряжения. Если изменение температуры вызывает увеличение тока транзистора, то падение напряжения на R2 увеличится, что приведет к уменьшению напряжения коллектор — эмиттер на такую же величину, а следовательно, и к уменьшению тока транзистора.

Высокочастотный ток сигнала протекает в основном через конденсатор С4, поэтому напряжение сигнала на R2 мало.

Рис. 3.4. УВЧ. На рис. 3.4, б показана схема УВЧ, собранная на МОП-транзисторе в режиме обогащения с n-каналом. В отличие от схемы, показанной на рис. 3.4, а, здесь источники смещения и питания подключены параллельно резонансным цепям и -поэтому оказывают более сильное шунтирующее действие на резонансные цепи, чем при последовательном включении. Высокочастотный дроссель L4 в цепи источника питания ограничивает ток частоты сигнала, а также уменьшает связь между каскадами через общий источник питания. Катушка индуктивности L3 и конденсатор переменной емкости С3 образуют последовательный резонансный контур. Низкий импеданс этого контура на частоте резонанса обеспечивает требуемую для нейтрализации обратную связь. Для устранения паразитной генерации подбирают надлежащую связь между выходом,и входом, регулируя величину емкости С3. Конденсаторы С2 и С4, шунтирующие цепи питания, предотвращают закорачивание по постоянному току источников питания через катушки индуктивности L2 и L5. Напряжение смешения подается через резистор Яи в некоторых схемах УВЧ для этой цели может быть использован дроссель. Полярность и величина.смещения зависят от типа усилителя и требуемых рабочих характеристик устройства.

3.5. Линейный усилитель класса В Усилители класса В применяются в лриемно-передающих системах для усиления амплитудномодулированных (AM) сигналов радиочастоты. Термин «линейный усилитель класса Ь» подчеркивает, что в этом режиме используется линейная часть характеристики транзистора. Если сигнал модулирован в усилительном каскаде класса U то следующие каскады усилителей класса С не способны усиливать такой сигнал, поскольку у них ток.коллектора отсекается при входном сигнале, равном примерно.половине амплитуды. Поэтому усилители класса С не способны воспроизвести все компоненты модуляции несущей и для усиления таких сигналов их не применяют. В транзисторном же усилителе класса В надлежащим смещением рабочая точка устанавливается вблизи точки отсечки, и в этом режиме работы ток коллектора определяется только полупериодами входного сигнала одной какой-нибудь полярности. Поскольку в усилителе имеются резонансные контуры, недостающий полупериод входного сигнала воспроизводится благодаря колебательным (фильтрующим) свойствам этих контуров. Для увеличения выходной мощности можно использовать двухтактные схемы усилителей. Типичная схема линейного усилителя класса В показана на рис. 3.5. Здесь выходной резонансный контур усилителя класса С, который предшествует усилителю класса В, представлен конденсатором C1 и катушкой индуктивности L1. Входные модулированные колебания несущей поступают на входной резонансный контур усилителя класса В через трансформатор, образованный индуктивностями LI и L2. Как показано на рисунке, напряжение фиксированного смещения, соответствующего режиму усиления класса В, поступает на нижний вывод входного резонансного контура.

Рис. 3.5. УВЧ класса В (линейный). Для входных колебаний, изображенных на рис. 3.5, отрицательные полуволны сигнала несущей при отсутствии модуляции имеют амплитуду, равную половине разности входных напряжений транзистора, приводящих к насыщению и к отсечке тока коллектора. Это позволяет увеличивать или уменьшать амплитуду модулированных колебаний относительно уровня несущей до тех пор, пока ток транзистора не выходит за границы области между точкой отсечки и точкой насыщения. На практике уровень несущей устанавливают примерно -в середине линейной части выходной характеристики транзистора. Так как положительные полуволны сигнала возбуждения.попадают в зону отсечки тока, то коллекторный ток течет только во время действия отрицательных полуволн напряжения входного сигнала (которое суммируется с небольшим отрицательным напряжением прямого смещения). Соответственно, как показано на рисунке, коллекторный ток представляет собой последовательность импульсов различной высоты. Благодаря фильтрующим свойствам резонансного контура, образованного элементами С4 и Lz, недостающие «полуволны восстанавливаются. В результате на выходе усилителя получаются амплигудно-модулированные колебания (рис. 3.5). Поскольку в рассматриваемом усилителе -амплитуда немодулированных колебаний несущей ограничивается половиной линейной области рабочих характеристик транзистора, такого усиления несущей, как в случае усилителей класса С (разд. 3.6 — 3.8), получить не удается. Поэтому к. п. д. линейного усилителя модулированных колебаний класса В близок к 30% в отличие от к. п. д., равного 65% и достигаемого в обычном усилителе класса В. Конденсатор переменной емкости С3 устраняет возбуждение каскада (см. разд. 3.1). Как показано на рис.

3.5, напряжение обратного смещения коллекторного перехода транзистора подается на среднюю точку катушки индуктивности L3 через дроссель высокой частоты (ДВЧ), обладающий высоким реак-тивиым сопротивлением для колебаний несущей, благодаря чему ослабляется шунтирующее действие источника питания. Выходные сигналы передаются в колебательный контур, образованный элементами L4 и СБ, для дальнейшего усиления усилителями класса В или поступают «а антенную систему для излучения.

3.6. Однотактный усилитель класса С Усилители класса С используются преимущественно в передающих устройствах для увеличения амплитуды сигнала несущей частоты до расчетного уровня. Усилители класса С строятся по одно- или двухтактной схеме (рис. 3.6 и 3.7). Для создания условий работы в режиме класса С необходимо подать на эмиттерный переход биполярного транзистора обратное смещающее напряжение такой величины, при которой рабочая точка транзистора находится в области отсечки. При этом транзистор отпирается лишь в течение небольшой части каждого периода колебаний (меньшей полупериода),,в которой мгновенное значение сигнала близко к амплитудному значению (см. разд. 11.4). В этом случае к. п. д. усилителя может достигать 90%.

Рис. 3.6. Однотактный усилитель класса С. Как показано на рис. 3.6, входной ВЧ-сигнал поступает на первичную обмотку L1 входного трансформатора. Такой сигнал называют управляющим сигналом или сигналом возбуждения, Вторичная обмотка L2 вместе с шунтирующим конденсатором С1 образует резонансный контур, настроенный на частоту входного сигнала. Конденсатор С2 пропускает входной сигнал на базу транзистора и одновременно предотвращает закорачивание цепи базы по постоянному току. Резонансный контур в цепи коллектора, называемый также колебательным контуром, составлен из катушки индуктивности L4 и шунтирующих ее конденсаторов переменной емкости Сз и С4. К катушке L4 можно присоединить обычный конденсатор переменной емкости, но сдвоенные конденсаторы переменной емкости с заземленным ротором обеспечивают большую безопасность при пробоях, вызванных высоким напряжением. Так как роторы конденсаторов находятся на одной оси, а статоры разделены, или «разрезаны», на две секции, то такие конденсаторы часто называют конденсаторами с разрезными статорами. Для того чтобы оба вывода L4 находились под высокочастотным потенциалом относительно земли, что необходимо для нейтрализации паразитной обратной связи, источник питания подключают к средней точке катушки L4. Так как межэлектродные емкости транзистора создают положительную обратную связь между выходом и входом, усилитель может возбудиться и начать генерировать собственные колебания вместо того, чтобы усиливать сигналы предыдущего каскада. Для увеличения устойчивости усилителя используют нейтрализующий конденсатор С5. Этот элемент включен между нижним выводом резонансного контура и выводом базы транзистора. Величина емкости нейтрализации подбирается так, чтобы амплитуда противофазного напряжения была равна напряжению положительной связи, которое вызывает генерацию. Высокочастотный дроссель LS не пропускает составляющих радиосигнала, выделяющихся в колебательном контуре, к источнику питания. Через трансформатор, составленный элементами L4 и L6, и выходной резонансный контур L6C6 усиленный выходной сигнал передается на вход усилителя класса С большей мощности или (к антенной системе. Последующий каскад усиления, на который поступает выходной радиосигнал, является нагрузочным элементом усилителя, называемым нагрузкой. Если усилитель класса С не нагружен и его контур настроен в резонанс, то при этом коллекторный ток транзистора минимален. Но так как при резонансе ненагруженный параллельный.колебательный «онтур обладает очень большим входным сопротивлением, то на нем выделяется максимальное напряжение сигнала. Поэтому высокое напряжение, получаемое на контуре, (при отключенной нагрузке может вызвать пробой между пластинами ротора и статора конденсатора настройки. Для предотвращения пробоя, могущего возникнуть в процессе настройки и нейтрализации паразитной обратной связи ненагруженного усилителя, иногда уменьшают напряжение питания (во время настройки). При расстройке контура коллекторный ток транзистора резко возрастает, но напряжение на контуре падает, так (как параллельный резонансный контур (на частотах выше и ниже резонансной имеет малый импеданс. Как уже говорилось, в усилителе класса С входное сопротивление контура при отключенной нагрузке велико;

велика также добротность Q контура (Q>50). Однако в условиях подключенной нагрузки,.когда усилитель работает с хорошим к.т.д., добротность контура падает до 10 — 15. При более точном подборе величины нагрузочного сопротивления, определяемого характеристиками транзистора, требуемое значение Q нагруженного усилителя выбирают с учетом величины p = |/L/C — характеристического сопротивления колебательного контура в цепи коллектора, где L — результирующая индуктивность и С — результирующая емкость контура. Уменьшение Q, вызываемое подключением нагрузки, увеличивает устойчивость усилителя. Однако очень малое значение Q приводит к расширению полосы пропускания устройства и, следовательно, к более слабому подавлению нежелательных гармонических составляющих сигнала. При значениях Q ниже нормы ухудшается селективность усилителя и уменьшается полезная мощность в нужном диапазоне частот. При слишком высоком Q и при наличии нагрузки контурные токи становятся настолько большими, что излучаемая самим колебательным контуром мощность намного больше, чем в нормальном режиме. Результатом этого являются излишние потери ВЧ-мощности. Величины L и С, требуемые для получения резонансной частоты fр контура, можно найти из уравнения (3.1) Добротность контура выражается следующими соотношениями:

(3.2) где XL = 2пfpL и Xc = 2пfpC. Сопротивление R в соотношениях (3.2) — пересчитанное эквивалентное сопротивление потерь энергии, шунтирующее колебательный контур. Это сопротивление R=RH практически учитывает только мощность, потребляемую нагрузкой (очень малыми потерями мощности в активном сопротивлении катушки индуктивности обычно (пренебрегают). Сопротивление нагрузки в соответствии с законом Ома определяется как отношение постоянного напряжения коллекторного питания к амплитудному значению тока коллектора при подключенной нагрузке:

(3.3) предполагается, что амплитуда напряжения на контуре UK~EK. Зная требуемую величину Q нагруженного контура, мы можем найти результирующую (полную) емкость колебательного контура на данной частоте. Эта емкость обратно пропорциональна пересчитанному сопротивлению нагрузки, т. е. отношению EK/IK. Результирующая величина емкости колебательного контура определяется из формул (3.1) — (3.3):

(3.4) где С — результирующая емкость контура,,пФ;

Q — добротность контура при наличии нагрузки (Q=l0 — 115);

IK — ток коллектора, мА;

f — частота, МГц (обычно средняя частота рабочего диапазона частот);

Eк — постоянное напряжение коллектора, В. Величина емкости, найденная из этого уравнения, должна соответствовать емкости колебательного контура в среднем положении ротора переменного конденсатора. Зная величину емкости С для данного Q, можно найти величину общей индуктивности колебательного контура из формулы (3.1):

(3.5) где L — результирующая индуктивность, мкГ;

С — емкость, пФ;

f — частота, кГц.

3.7. Двухтактный усилитель класса С Аналогично двухтактным схемам низкочастотного диапазона, описанным в разд. l.ll, можно построить симметричные Двухтактные схемы высокочастотного диапазона, обеспечивающие высокий к.п.д. Типичная схема двухтактного УВЧ показана на рис. 3.7. Здесь, как и в предыдущей схеме, ВЧ-сигнал возбуждений, поступает на трансформатор, составленный из об-моток L1 и L2. Однако в двухтактной схеме у обмотки L имеется отвод со дредней точки, через который подается напряжение смещения эмиттерных переходов транзисторов T1 и T2. Конденсаторы с разрезными статорами очень удобны для использования в двухтактных схемах, поскольку они позволяют довольно легко симметрировать схему. Роторы конденсаторов С, и С2 заземлены, что обеспечивает поступление сигналов на базы транзисторов T1 и Т2 в противофазе. В коллекторных цепях также используются конденсаторы с разрезными статорами Для повышения устойчивости двухтактных усилителей применяют перекрестную нейтрализацию. Конденсатор С3 соединяет коллектор транзистора TI (подключенный к выводу коллекторного контура) с базой транзистора Т2 и передает противофазный сигнал нейтрализации требуемой величины. Аналогичным образом нейтрализующий конденсатор С4, присоединенный к коллекторной цепи транзистора Т2, обеспечивает нейтрализацию во втором плече схемы. Для развязки по высокой частоте источников питания и смещения, как и ранее, используются последовательно включенные высокочастотные дроссели. Это делает излишним подключение к выводу средней точки L3 шунтирующего по высокой частоте конденсатора. Заземленные роторы конденсаторов с разрезными статорами фиксируют точки нулевого потенциала в контурах. Этот потенциал может не точно совпадать с потенциалом среднего вывода катушки индуктивности L3. В передатчиках для увеличения мощности ВЧ-сигнала до необходимого уровня каскады усилителей класса С с высоким к п д помещают между генератором и антенной системой.

Рис. 3.7. Двухтактный усилитель класса С. В связных радиопередатчиках для контроля токов транзисторов последовательно с выводами базы,и коллектора включают миллиамперметры или амперметры. Контроль тока базы помогает настроить входной контур на нужную частоту сигнала и установить требуемый уровень прикладываемого управляющего сигнала. Контроль тока коллектора помогает настроить в резонанс выходной колебательный контур по минимуму коллекторного тока, который имеет место при резонансе. В процессе настройки цепей нейтрализации уровень возбуждения ВЧ-сиг-нала на базах меняется, и нейтрализующие конденсаторы настраивают по минимуму показаний базовых амперметров.

Pages:     || 2 | 3 | 4 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.