WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     || 2 |
-- [ Страница 1 ] --

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ УЛЬЯНОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ И.П. Ефимов ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ РЭА Рекомендовано Учебно-методическим объединением высших учебных заведений

Российской Федерации по образованию в области радиотех ники, электроники, биомедицинской техники и автоматизации в каче стве учебного пособия для студентов, обучающихся по направлениям 551100 и 654300 «Проектирование и технология электронных средств» и специальностям 200800 «Проектирование и технология радиоэлек тронных средств» и 220500 «Проектирование и технология электронно вычислительных средств» Ульяновск 2002 УДК 629.1.055 (075) ББК 32.96-04я7 Е78 Рецензенты: старший научный сотрудник Ульяновского отделения инсти тута радиоэлектроники российской академии наук, кандидат технических наук Зарукин А.И.;

ОАО «Ульяновское конст рукторское бюро приборостроения», научно-техническое на правление «Разработка радиоэлектронной аппаратуры».

Утверждено редакционно-издательским советом Ульяновского государственного технического университета в качестве учеб ного пособия.

Ефимов И.П.

Е78 Источники питания РЭА: Учебное пособие. – 2-е изд., испр.

Ульяновск: УлГТУ, 2002. – 136 с.

ISBN 5-89146-268- Рассмотрены: параметры и схемотехника линейных и импульсных источников питания на полупроводниковых элементах;

функциональные узлы вторичных источников электропитания (трансформаторы, управляемые и неуправляемые выпрямители, сглаживающие фильтры, стабилизаторы напряжения на дискретных элементах и интегральных микросхемах, узлы защиты от перегрузки по току и перенапряжения);

химические источники тока наиболее распространенных систем (угольно-цинковой и хлористо-цинковой, щелочно-марганцевой, ртутно-цинковой, серебряно-цинковой и литиевых систем). Затронуты технико-экономические вопросы применения различных химических источников тока в современной аппаратуре.

Пособие составлено в соответствии с учебным планом и рабочей про граммой по дисциплине «Электроника в приборостроении» для студентов на правления 551500.

УДК 629.1.055 (075) ББК 32.96-04я © И.П.Ефимов, © © © © И.П.Ефимов., 2002, с исправлениями © © © ISBN 5-89146-268-0 © Оформление. УлГТУ, © © © ОГЛАВЛЕНИЕ Введение…………………………………………………………………… 1. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ: ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ…………………… 2. ЛИНЕЙНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТНИЯ…………………………….… 2.1 Обобщенная структурная схема линейного источника питания.… 2.2 Неуправляемые выпрямители…………………………….………… 2.3 Управляемые выпрямители……………………………………….… 2.4 Стабилизаторы напряжения…………………………………….…… 2.5. Компенсационные стабилизаторы……………………………….… 2.6. Защита транзисторных стабилизаторов от короткого замыкания нагрузке………………………….………………………….. 2.7. Защита стабилизаторов от перенапряжения на выходе…………... 2.8 Стабилизаторы напряжения на интегральных микросхемах……... 2.9 Источники опорного напряжения…………………………………... 3.ИМПУЛЬСНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ……………………….…. 3.1. Общие сведения……………………………………………………... 3.2 Импульсные стабилизаторы напряжения постоянного тока……... 3.3. Применение ИМС для импульсных источников питания………... 4. ХИМИЧЕСКИЕ ИСТОЧНИКИ ТОКА………………………………... 4.1. Гальванические элементы и батареи……………………………….. 4.2 Аккумуляторы………………………………………………………... 4.3 Эксплуатация первичных ХИТ……………………………………… 4.4. Эксплуатация аккумуляторов………………………………………. 4.5. Надежность ХИТ…………………………………………………….. 4.6. Области применения ХИТ…………………………………………... 4.7. Экономические вопросы производства и применения ХИТ……… ЗАКЛЮЧЕНИЕ…………………………………………………………….. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ…………………………………………………. Учебное издание Ефимов Иван Петрович ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ РЭА Учебное пособие Корректор М.В. Леонова Изд. лиц. 020640 от 22.10.97. Подписано в печать 5.08.2002. Формат 60х84/16. Бумага офсетная. Печать трафаретная.

Усл.п.л. 7,90. Уч.-изд.л. 7,60. Тираж 150 экз. Заказ Ульяновский государственный технический университет. 432027, г. Ульяновск, Сев. Венец, Типография УлГТУ. 432027, Ульяновск, ул. Северный Венец, 32.

ВВЕДЕНИЕ Практически вся радиоэлектронная аппаратура (РЭА) нуждается в од ном или нескольких источниках питания. Большое число фирм проводят исследования в области первичных и вторичных источников электропита ния, производят их в значительных объемах и поставляют на рынок. В на стоящее время, как правило, не представляет затруднений приобретение необходимого источника электропитания. В тоже время при разработке той или иной радиоаппаратуры разрабатывается свой источник питания.

Большая часть настоящего пособия посвящена линейным и импульс ным вторичным источникам питания. Рассмотрены схемотехника управ ляемых и неуправляемых выпрямителей, стабилизаторов напряжения на полупроводниковых элементах, вопросы защиты источников питания и питающейся от них аппаратуры при аварийных ситуациях.

Большое внимание уделено применению интегральных микросхем для построения как линейных, так и импульсных источников вторичного элек тропитания.

Третья глава пособия полностью посвящена импульсным источникам питания, которые в настоящее время находят все более широкое приме нение практически во всех областях электроники благодаря их особым преимуществам и, прежде всего, высокому коэффициенту полезного дей ствия, малым габаритам и весу. В тоже время не оставлены без внимания и проблемы, связанные с питанием РЭА от таких источников. Приводятся рекомендации по выбору типа источника питания в зависимости от вида электронной аппаратуры.

В четвертой главе пособия рассмотрены химические источники тока наиболее распространенных систем и технико-экономические вопросы их применения в различных типах РЭА.

Пособие написано на основе части курса лекций, читаемых автором студентам направления 5515 по дисциплине «Электроника в приборо строении» на кафедре «Измерительно-вычислительные комплексы» Улья новского государственного технического университета. Оно может быть полезно и студентам других направлений и специальностей высших и средних специальных учебных заведений.

1. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ: ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ Для работы большинства электронных устройств необходимо наличие одного или нескольких источников питания (ИП) постоянного тока.

Все ИП можно разделить на две группы: источники первичного элек тропитания и источники вторичного электропитания. РЭА может иметь в своем составе: ИП первой группы;

ИП второй группы;

ИП первой и второй групп одновременно.

Источники первичного электропитания. К данной группе ИП отно сятся:

1) химические источники тока (гальванические элементы, батареи и аккумуляторы);

2) термобатареи;

3) термоэлектронные преобразователи;

4) фотоэлектрические преобразователи (солнечные батареи);

5) топливные элементы;

6) биохимические источники тока;

7) атомные элементы;

8) электромашинные генераторы.

Химические источники тока (ХИТ) широко используются для питания маломощных устройств и аппаратуры, требующей автономного питания.

Батареи и аккумуляторы являются также вспомогательными и (или) ре зервными источниками энергии в устройствах, питающихся от сети пере менного тока. Выходное напряжение таких источников практически не со держит переменной составляющей (пульсаций), но в значительной степени зависит от величины тока, отдаваемого в нагрузку, и степени разряда. По этому в устройствах, критичных к напряжению питания, химические ис точники тока используются совместно со стабилизаторами напряжения.

Более подробно гальванические батареи и аккумуляторы, а также их па раметры рассмотрены в разделе 4 «Химические источники тока».

Термобатареи состоят из последовательно соединенных термопар.

Термобатареи используются в качестве ИП малой мощности, например для питания радиоприемников.

В простейшем виде термоэлектрический генератор представляет со бой батарею термопар, у которых одни концы спаев нагреваются, а другие имеют достаточно низкую температуру, благодаря чему создается термо-ЭДС и во внешней цепи протекает ток. Каждая термопара может со стоять из двух разнородных полупроводников или из проводника и полу проводника.

Большая теплопроводность металлических термопар не позволяет создавать значительную разность температур спаев, а следовательно, не дает возможность получить большую термо-ЭДС. Лучшие результаты дает использование в термогенераторах полупроводниковых термопар, или комбинированных, состоящих из проводника и полупроводника.

В термопаре, состоящей из полупроводников с n- и p- проводимо стями, при нагревании спая количество электронов в полупроводнике n-типа и число дырок в полупроводнике p-типа увеличивается. Электроны и дырки вследствие диффузии в полупроводниках движутся от горячего слоя термопары к холодному. Перемещение дырок приводит к тому, что горячий конец полупроводника p-типа заряжается отрицательно, а холод ный конец - положительно. В полупроводнике n-типа электроны, переходя от горячего конца к холодному, так же как, и в металле, заряжают горячий конец положительно, а холодный конец – отрицательно. Термо-ЭДС полу проводниковой термопары значительно больше термо-ЭДС металлической пары.

Термоэлектронные преобразователи представляют собой вакуумные или газовые приборы с твердыми нагреваемыми катодами. Преобразование тепловой энергии в электрическую осуществляется за счет использования термоэлектронной эмиссии нагретых тел. Эмитированные катодом элек троны движутся к аноду под действием разности температур. Для обеспе чения этой разности температур необходимо охлаждение анода. В зависи мости от температуры нагрева катода термоэлектронные преобразователи делятся на низкотемпературные (1200 – 1600°С) и среднетемпературные (1900 – 2000°С). У среднетемпературных преобразователей КПД достигает 20%, что более чем в 2 раза превышает КПД термобатарей.

Фотоэлектрические преобразователи осуществляют преобразование тепловой и световой энергии солнечных лучей в электрическую. Солнеч ные батареи представляют собой ряд фотоэлементов, соединенных между собой определенным образом. Фотоэлектрические преобразователи ис пользуются в качестве источника электрической энергии для питания ма ломощной радиоаппаратуры, а также для питания радиотехнической и телеметрической аппаратуры на спутниках Земли и на автоматических межпланетных станциях.

Солнечные батареи просты, имеют очень большой срок службы и ра ботают в большом диапазоне изменения температур.

Топливные элементы осуществляют непосредственное преобразова ние энергии химических реакций в электрическую энергию. Действие та ких элементов основано на электрическом окислении вещества (топлива), которое подобно реакции горения топлива. Однако в отличие от горения в этих элементах окисление топлива и восстановление кислорода происхо дит на разных электродах. Поэтому энергия выделяется в нагрузке без промежуточного преобразования в энергию иного вида, что обеспечивает высокий КПД преобразователя. В топливных элементах химическая реак ция протекает при взаимодействии активных веществ, которые в твердом, жидком или газообразном состоянии непрерывно поступают к электродам.

Биохимические источники тока можно рассматривать как разновид ность топливных элементов, так как в них протекают подобные окисли тельно-восстановительные процессы. Отличие биохимических элементов от топливных состоит в том, что активные вещества (или одно из них) соз даются с помощью бактерий или ферментов из различных углеводов и углеродов.

Атомные элементы применяются для питания маломощных уст ройств. Конструкция таких ИП различна в зависимости от принципа их действия.

В элементах, использующих - излучение, на внутреннем электроде размещается радиоактивный изотоп стронция 90. Вторым электродом яв ляется металлическая оболочка. Между электродами находится твердый диэлектрик или вакуум. Под действием -лучей на электродах создаются заряды. Напряжение в таких элементах может достигать нескольких кило вольт, а внутреннее сопротивление очень велико (порядка 1013Ом). Разряд ный ток не превышает одного миллиампера. Достоинством таких элементов является очень большой срок службы.

В элементах, использующих контактную разность потенциалов, при меняются электроды в виде пластинок из различных материалов. Одна из пластин покрыта двуокисью свинца, другая изготовлена из алюминия.

Между электродами находится смесь инертного газа и радиоактивного трития. Под действием излучения происходит образование ионных пар.

Напряжение между электродами определяется контактной разностью по тенциалов. Под действием этого напряжения положительно и отрица тельно заряженные ионы перемещаются к электродам.

В элементах с облучаемыми полупроводниками радиоактивное веще ство наносится на поверхность полупроводника (кремния). Излучаемые электроны, имеющие большую скорость, выбивают из атомов полупро водника большое количество электронов. В результате односторонней проводимости между полупроводником и коллектором, приваренным к нему, возникает ЭДС величиной нескольких десятых долей вольта. Внут реннее сопротивление таких элементов 100 – 1000 Ом, КПД может дости гать нескольких процентов. Недостатком является малый срок службы вследствие разрушения полупроводника под действием радиации.

Электромашинные генераторы преобразуют механическую энергию в электрическую. Они делятся на генераторы постоянного и переменного тока. Машины переменного тока могут быть как однофазными, так и мно гофазными. Наиболее широкое применение нашли трехфазные синхрон ные и асинхронные генераторы, действие которых основано на использо вании вращающегося магнитного поля. В синхронных машинах процесс преобразования энергии происходит при синхронной частоте, то есть когда частота вращения ротора равна частоте вращения магнитного поля.

В асинхронных машинах процесс преобразования энергии происходит при асинхронной частоте, то есть когда частота вращения ротора отличается от частоты вращения магнитного поля.

Источники вторичного электропитания. Они представляют собой функциональные узлы РЭА или законченные устройства, использующие энергию, получаемую от системы электроснабжения или источника пер вичного электропитания и предназначенные для организации вторичного электропитания радиоаппаратуры.

Классификация источников вторичного электропитания. Источники вторичного электропитания можно классифицировать по следующим па раметрам:

1. По типу питающей цепи:

1.1 ИП, использующие электрическую энергию, получаемую от од нофазной сети переменного тока;

1.2 ИП, использующие электрическую энергию, получаемую от трехфазной сети переменного тока;

1.3 ИП, использующие электрическую энергию автономного ис точника постоянного тока.

2. По напряжению на нагрузке:

2.1 ИП низкого (до 100 В) напряжения;

2.2 ИП среднего (от 100 до 1000 В) напряжения;

2.3 ИП высокого (свыше 1000 В) напряжения.

3. По мощности нагрузки:

3.1 ИП малой мощности (до 100 Вт);

3.2 ИП средней мощности (от100 до 1000 Вт);

3.3 ИП большой мощности (свыше 1000 Вт).

4. По роду тока нагрузки:

4.1 ИП с выходом на переменном токе;

4.2 ИП с выходом на постоянном токе;

4.3 ИП с выходом на переменном и постоянном токе.

5. По числу выходов:

5.1 одноканальные ИП, имеющие один выход постоянного или пе ременного тока;

5.2 многоканальные ИП, имеющие два или более выходных на пряжений.

6. По стабильности напряжения на нагрузке:

6.1 стабилизированные ИП;

6.2 нестабилизированные ИП.

Стабилизированные источники питания имеют в своем составе, по крайней мере, один стабилизатор напряжения (тока) и могут быть разде лены:

а) по характеру стабилизации напряжения:

- ИП с непрерывным регулированием;

- ИП с импульсным регулированием.

б) по характеру обратной связи:

- параметрические;

- компенсационные;

- комбинированные;

в) по точности стабилизации выходного напряжения:

- ИП с низкой стабильностью выходного напряжения (сум марная нестабильность выходного напряжения более 2 – 5%);

- ИП со средней стабильностью выходного напряжения (сум марная нестабильность не более 0,5 – 2%);

- ИП с высокой нестабильностью выходного напряжения (суммарная нестабильность до 0,1 – 0,5%);

- Прецизионные ИП (суммарная нестабильность менее 0,1%).

Примечание: к вторичным источникам питания (вторичным элемен там) принято относить также аккумуляторы, хотя деление ХИТ на первич ные и вторичные условно (аккумуляторы могут использоваться и для од нократного разряда).

Параметры сети питания электроэнергией. Основные электриче ские параметры сети электропитания следующие:

1. Номинальное значение питающего напряжения U.

2. Относительная нестабильность питающего напряжения, характери зующая возможные пределы изменения его значения относительно номи нального – верхний предел Uп.макс - Uп.ном Uпв = 100% Uп.ном и нижний предел Uп.ном - Uп.мин Uпн = 100%, Uп.ном где Uпмакс и Uпмин – максимальное и минимальное значение напряже ния питающей сети.

3. Внутреннее сопротивление первичного источника питания электро энергией и питающей сети.

4. Уровень пульсаций питающего напряжения на выходе источника вторичного электропитания (для сети постоянного тока), который характе ризует амплитуду (или эффективное значение) переменной составляющей напряжения, приложенного к ИП. Уровень пульсаций может также опре деляться отношением значения амплитуды (или эффективного значения) переменной составляющей питающего напряжения к его номинальному значению.

5. Частота, возможные искажения формы кривой питающего напря жения и возможная несимметрия по фазам питающей сети.

Параметры источников вторичного электропитания.

1. Номинальные выходные напряжения и токи.

2. Нестабильность выходных напряжений в процессе эксплуатации.

3. Максимальная, минимальная и номинальная мощность по каждой из выходных цепей ИП. Для источников питания с выходом на перемен ном токе задаются максимальное, минимальное и номинальное значения полной мощности (в вольт-амперах) S = U / Z (где U – действующее зна чение напряжения на нагрузке, Z- модуль полного сопротивления нагрузки) и соответствующие значения коэффициентов мощности на грузки cos =R/Z, где R-активное сопротивление нагрузки.

4. Номинальное значение тока, потребляемого ИП от сети электропи тания или первичного источника питания электроэнергией. Для ИП, рабо тающего в режиме изменяющейся нагрузки, задаются номинальное, мак симальное и минимальное значения мощности, потребляемой от первич ного ИП.

5. Для ИП, питающихся от сети (или источника) переменного тока, коэффициент мощности cos = P / S,где P - активная составляющая полной мощности, потребляемой ИП от первичной сети. Для нагрузок по стоянного тока cos = 1, так как P = S.

6. Коэффициент полезного действия в номинальном режиме n P нi.ном i= = 100, Pп.ном где n – число выходов (выходных цепей) ИП.

Рнi.ном – номинальная мощность, передаваемая в нагрузку по i-му выходу, Рп.ном – номинальная потребляемая мощность 7. Внутреннее сопротивление ИП, равное численному значению от ношения изменения выходного напряжения Uвых к вызвавшему его из менению тока нагрузки (выходного тока) Iвых (рис. 1.1.) 8. Уровень пульсаций выходного напряжения Uп и/или коэффициент пульсаций Кп (рис. 1.2.) Uвых Uвых. Uвых Iвых Iвых Рис. 1.1. Нагрузочная характеристика ИП 1 – характеристика идеального источника питания;

2 – характеристика реального источника питания.

Кп = Uп/Uo, где Uп, Uо – переменная и постоянная составляющие вы ходного напряжения. Иногда определяют Кп как отношение удвоенного значения Uп к Uо.

UП Uвых U t Рис. 1.2. Временная диаграмма выходного напряжения источника питания с выходом на постоянном токе.

Линейные и импульсные источники вторичного электропитания.

Как отмечалось выше, стабилизированные ИП по характеру стабилизации напряжения делятся на источники с непрерывным (линейным) и импульс ным регулированием. Аналогично любые (стабилизированные или неста билизированные) ИП принято делить на линейные и импульсные.

В линейных ИП переменное напряжение питающей сети преобразу ется трансформатором, выпрямляется, подвергается низкочастотной фильтрации и стабилизируется (рис.1.3.). В нестабилизированных ИП на грузка подключается непосредственно к выходу фильтра низкой частоты.

В стабилизаторах линейных ИП осуществляется непрерывное регулирова ние: последовательно или параллельно с нагрузкой включается регули рующий элемент (транзистор), управляемый сигналом обратной связи, за счет чего выходное напряжение поддерживается на постоянном уровне.

Сеть Трансфор- Выпря- Линейный Выход ФНЧ матор митель стабили Переменного затор тока Рис. 1.3. Упрощенная функциональная схема линейного стабилизированного ис точника питания.

Отличительная особенность линейных стабилизаторов напряжения заключается в том, что их выходное напряжение всегда ниже нестабилизи рованного входного напряжения. Кроме этого выходное напряжение Uвых всегда имеет одинаковую полярность с входным напряжением Uвх, а сам стабилизатор непрерывно рассеивает мощность PрасIвых(Uвх - Uвых), где Iвых – выходной ток (ток нагрузки).

Импульсные ИП непосредственно выпрямляют и фильтруют напря жение питающей сети переменного тока без использования первичного си лового трансформатора, который для частоты 50 Гц имеет значительные вес и габариты. Выпрямленный и отфильтрованный постоянный ток ком мутируется мощным электронным ключом, затем преобразуется высо кочастотным трансформатором, снова выпрямляется и фильтруется (рис.1.4).

Сеть Выход В ФНЧ КРЭ Т В ФНЧ переменного тока Рис 1.4 Упрощенная функциональная схема импульсного источника питания В – выпрямитель;

ФНЧ – фильтр низкой частоты;

КРЭ – ключевой регулирующий элемент;

Т – трансформатор.

Электронный ключ управляется специальным сигналом, формируе мым схемой управления. В устройстве может быть обратная связь по на пряжению, благодаря которой стабилизируется выходное напряжение (управляющий сигнал формируется в зависимости от разности напряжений выходного и опорного). Из-за высокой частоты переключения (от 20 кГц и выше), трансформаторы и конденсаторы фильтров имеют намного мень шие размеры, чем их низкочастотные (50 Гц) эквиваленты. Достоинством импульсных ИП является высокий КПД – 60 – 80% (КПД линейных ИП, как правило, не превышает 40 – 50%).

Для питания РЭА используются три типа импульсных электронных устройств, использующихся в качестве ИП: преобразователь - переменный ток/постоянный ток (AС-DС конверторы), преобразователь – постоянный ток/постоянный ток (DC-DC конвертор) и преобразователь - постоянный ток/переменный ток (DC-AC преобразователь или инвертор). Каждый тип устройств имеет собственные определенные области применения.

Импульсные стабилизаторы (DC-DC конверторы), в отличие от анало гичных линейных устройств могут:

1) обеспечивать выходное напряжение, превышающее по величине входное напряжение;

2) инвертировать входное напряжение (полярность выходного на пряжения становится противоположной полярности входного на пряжения).

DC-DC конверторы используют принцип действия импульсных ИП, но применяются для того, чтобы преобразовывать одно постоянное напря жение в другое, обычно хорошо стабилизированное. Такие преобразовате ли используются, большей частью, там, где РЭА должна питаться от хими ческого источника тока или другого автономного источника постоянного тока.

Интегральные DC-DC конверторы широко используются для преобра зования и распределения постоянного напряжения питания, поступающего в систему от сетевого ИП или батареи.

Другое распространенное применение для DC-DC конверторов, это преобразование напряжения батареи (1.5, 3.0, 4.5, 9, 12, 24 В) в напряже ние другого номинала. При этом выходное напряжение может оставаться достаточно стабильным при значительных колебаниях напряжения бата реи. Например, напряжение 12-ти вольтовой автомобильной аккумулятор ной батареи в процессе работы может изменяться в пределах от 6 до 15 В.

Сравнение импульсных и линейных ИП. Несмотря на то, что ли нейные ИП имеют много достоинств, таких как простота, малые уровни пульсаций выходного напряжения и шума, отличные значения нестабиль ности по напряжению и току, малое время восстановления нормативного уровня выходного напряжения после скачкообразного изменения тока на грузки, главными их недостатками, ограничивающими их применение яв ляются: низкий КПД, значительные масса и габариты.

Импульсные ИП находят широкое применение главным образом бла годаря их значительно большой удельной мощности и большой эффектив ности. Важным достоинством импульсных ИП является большое время удержания, то есть время, в течение которого выходное напряжение ИП остается в допустимых пределах при пропадании входного напряжения.

Особую актуальность это приобретает в цифровых вычислителях и ком пьютерах.

Обобщенные результаты сравнения линейных и импульсных ИП представлены в табл. 1.1.

Элементная база ИП. В качестве базовых электрорадиоэлементов ИП используются:

1) электровакуумные приборы (диоды, триоды и многосеточные лам пы);

2) полупроводниковые диоды, стабилитроны и стабисторы, тиристоры, транзисторы;

3) трансформаторы и дроссели (низкочастотные и высокочастотные);

4) конденсаторы (в основном оксидные, имеющие большую удельную емкость);

5) линейные интегральные микросхемы (операционные усилители, усилители низкой частоты);

6) интегральные стабилизаторы напряжения и тока (линейные и им пульсные);

7) интегральные микросхемы, входящие в состав импульсных ИП (АС-DС и DС-DС конверторы, однотактные и двухтактные ШИМ – контроллеры, корректоры коэффициента мощности, спе циализированные схемы управления импульсными источниками вторичного электропитания);

8) элементы (устройства) индикации (лампы накаливания и светодио ды, аналоговые и цифровые индикаторы);

9) предохранители (плавкие, биметаллические, электронные).

Современная тенденция развития ИП такова, что они строятся в ос новном с применением интегральных микросхем, а доля дискретных ак тивных элементов в них постоянно уменьшается. Уже в 1967 была разра ботана микросхема линейного интегрального стабилизатора µА723, пред ставляющая собой настоящий блок питания. Микросхема 723 содержит температурно-компенсированный источник опорного напряжения, диффе ренциальный усилитель, последовательно включенный проходной транзи стор и схему защиты, обеспечивающую ограничение выходного тока. Со временные стабилизаторы имеют лучшие электрические параметры, име ют широкий спектр функциональных возможностей, но построены на тех же принципах, что и µА723.

Таблица 1.1.

Сравнение импульсных и линейных ИП Параметр (Возможность) Линейный Импульсный ИП ИП КПД 40 – 55% 60 – 80% Средняя удельная мощность 30 Вт/дм3 130 – 150Вт/дм Нестабильность по входному на 0,02 – 0,05% 0,05 – 1% пряжению Нестабильность по току нагрузки 0,02 – 0,1% 0,1 – 1% Пульсации выходного напряжения 0,5 – 2 мВ 25 – 100 мВ Время восстановления 50 мкс 300 мкс Время удержания 2 мс 30 – 35 мс Возможность инвертирования (из менения полярности) входного на нет есть пряжения Возможность увеличения входного напряжения в DC-DC преобразова нет есть телях Отечественной и зарубежной промышленностью выпускается боль шое число линейных интегральных стабилизаторов, рассчитанных как на фиксированное значение напряжения, так и предназначенных для регули рования величины, выходного напряжения в достаточно широких преде лах. Например, выходное напряжение недорогой отечественной микро схемы КР142ЕН12А может изменяться в пределах от +1, 25 до +36 В. При этом она может отдавать ток в нагрузку до 1,5 А.

Ряд линейных стабилизаторов, помимо своей основной функции, способны:

1) следить за значением входного напряжения и формировать кон трольный сигнал, предназначенный для предупреждения об аварий ной просадке напряжения на входе;

2) изменять выходное напряжение и выходной ток под действием управляющего сигнала;

3) совместно с резервным источником питания (аккумулятором или ба тареей) обеспечивать бесперебойное питание устройства, что осо бенно важно для микропроцессорных систем.

Интегральные АС-DС преобразователи представляют собой, по сути дела, готовые источники питания. Например, преобразователь HV-2405E фирмы Harris semiconductor осуществляет прямое преобразование пере менного тока (18 – 264 В) в постоянный (5 – 24 В). Выходной ток HV-2405E может достигать 50 мА. Для превращения микросхемы в ком пактный, легкий, дешевый и эффективный ИП необходимо только не сколько недорогих внешних компонентов (не требуется никаких дополни тельных трансформаторов и дросселей). HV-2405E заменяет собой транс форматор, выпрямитель и стабилизатор напряжения.

Мощные АС-DС конверторы способны отдавать ток в нагрузку зна чительно больший. Так отечественная микросхема 1182ЕМ3 обеспечивает выходной ток до 1,7 А и имеет встроенную защиту по току и встроенную защиту от перегрева. Правда для работы такой микросхемы потребуется подключение внешнего трансформатора или дросселя.

2. ЛИНЕЙНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ 2.1 Обобщенная структурная схема линейного источника питания Обобщенная структурная схема линейного источника питания пред ставлена на рис.2.1.

Рис. 2.1. Обобщенная структурная схема линейного источника питания Пр- предохранители;

ГПП- гаситель переходных процессов;

Ф- фильтры;

С- стабилизаторы;

СТ- силовой трансформатор;

БВ- блок выпрямления;

Н-нагрузка.

Н С Ф БВ СТ С Ф Пр ПР ГПП Основными элементами устройства являются: силовой трансформа тор, блок выпрямления, фильтр низкой частоты Ф2 и стабилизатор посто янного напряжения С2. Остальные функциональные узлы улучшают харак теристики ИП и обеспечивают безопасность его эксплуатации. Рассмотрим элементы вышеприведенной структуры.

Гаситель переходных процессов. ГПП - это устройство, которое проводит ток как только напряжение на его выходах превосходит опреде ленный предел (действует как двухсторонний высоковольтный стабили трон). ГПП компактны, дешевы и способны гасить опасные импульсы тока в десятки и сотни ампер. Например ГПП фирмы Siemens S07K130 и S20K130 рассчитаны на пиковый ток 500 и 4000 А соответственно и пере ходят в проводящее состояние в случае, если действующее значение на пряжения на их выводах превышает 130 В.

Фильтры. В качестве фильтра Ф1 используется простой линейный LC-фильтр. Часто в ИП фильтр Ф1 препятствует возможному радиоизлу чению из силовых проводов и снижает уровень сетевых помех во входных цепях ИП. Фильтр Ф1 и ГПП довольно успешно противостоят импульс ным перенапряжениям, возникающим в питающей сети переменного тока.

Практика показывает, что в сетях 110 и 220 В 50 Гц возможны кратко временные выбросы напряжения до 1 – 5 кВ. Типовая схема фильтра Ф показана на (рис. 2.2).

L L C Выход Вход C C2 C C Рис.2.2. Линейный сетевой фильтр фирмы Corcom.

Обычно такие фильтры рассчитаны на ток величиной несколько ам пер и подавление помех порядка десятков децибел. Фильтр 3EDSC2- фирмы Corcom подавляет помехи на 30–40 дБ и через него может прохо дить ток величиной до 3А. Фильтр 200JM6-2 фирмы Sprague рассчитан на ток до 6А, но подавляет помехи хуже (12–25 дБ).

Фильтр низкой частоты Ф2 предназначен для подавления пульсаций постоянного напряжения. Обычно это самый простой RC- фильтр с часто той среза порядка единиц герц. Чем ниже частота среза, тем эффективнее фильтр. Более подробно фильтры рассмотрены в п. 2.2. «Неуправляемые выпрямители».

Стабилизаторы. Стабилизатор С1 предназначен для стабилизации переменного напряжения и в реальных ИП используется редко.

Стабилизатор С2 используется для стабилизации постоянного выход ного напряжения. Самыми простыми устройствами являются параметрические стабилизаторы, выполненные на нелинейных элементах (чаще всего стабилитронах). Лучшими параметрами обладают компенса ционные стабилизаторы. Как уже отмечалось, в качестве таких стабилиза торов часто используются интегральные схемы с очень хорошими пара метрами.

Силовой трансформатор. В большинстве ИП используют один или несколько трансформаторов. СТ в источнике питания решает две основные задачи: преобразование переменных напряжений и обеспечение гальвани ческой развязки между питающей сетью и нагрузкой. Бестрансформатор ные источники питания ставят схему под высокое напряжение по отноше нию к внешнему заземлению, например, водопроводным трубам и систе мам центрального отопления. Это создает потенциальную опасность, глав ным образом, для человека, эксплуатирующего устройство. При проекти ровании ИП целесообразно выбирать готовые унифицированные транс форматоры. Отечественной промышленностью выпускаются следующие основные типы трансформаторов питания:

1) анодные (ТА) и накальные (ТН);

2) анодно- накальные (ТАН);

3) для питания устройств на полупроводниковых (ТПП) 4) силовые (ТС).

Можно приобрести готовые трансформаторы и зарубежных фирм, на пример, Signal Transformer Company.

Принципиальная электрическая схема широко используемых транс форматоров ТПП приведена на рис. 2.3.

1 34 5 67 89 11 12 13 14 16 17 18 20 15 19 Рис.2.3. Принципиальная электрическая схема трансформаторов ТПП на напряжении 127 и 220 В Как следует из принципиальной схемы, трансформаторы имеют шесть вторичных обмоток: четыре рабочих (11-12, 13-14, 15-16, 17-18) и две ком пенсационных (19-20, 21-22). Первичная обмотка разделена на две секции, каждая из которых имеет по пять выводов. Подключение первичной об мотки трансформатора к сети переменного тока напряжением 220 В пока зано на рис. 2.4. Как видно из представленных схем, часть витков первич ной обмотки остается незадействованной. Дополнительные витки могут использоваться для изменения коэффициента трансформации. Увеличивая число витков первичной обмотки (повышая коэффициент трансформации) можно в небольших пределах уменьшить напряжения вторичных обмоток.

Несмотря на достаточное число типономиналов трансформаторов (более двухсот для ТПП) при разработке ИП нередко используют последо вательное и параллельное включение вторичных обмоток. Увеличение на пряжения достигается согласным включением обмоток (рис 2.5).

1 2 4 5 6 8 а 11 12 13 14 16 17 18 20 15 19 78 1 2 5 6 3 б 11 12 13 14 16 17 18 20 15 19 Рис.2.4. Подключение трансформаторов ТПП к сети переменного тока напряжением 220 В а – первый вариант, б – второй вариант.

1 34 5 67 89 11 12 13 15 16 17 20 U1 U U = U1 + U Рис.2.5. Последовательное согласное включение рабочей и компенсационной обмоток трансформатора ТПП.

При согласном включении начало последующей обмотки (обознача ется точкой) соединяется с концом предыдущей. При встречном включе нии обмоток происходит вычитание напряжений.

Для увеличения тока допускается параллельное включение обмоток, имеющих одинаковое напряжение (рис. 2.6).

1 34 5 6 7 89 19 18 21 11 13 16 12 Рис.2.6. Параллельное включение обмоток трансформатора.

У большинства трансформаторов ТПП все три пары вторичных обмо ток (11-12, 13-14, 15-16, 17-18, 19-20, 21-22) могут быть включены парал лельно (попарно).

При выборе СТ необходимо учитывать следующие основные мо менты:

1) мощность СТ должна быть не менее мощности, потребляемой на грузкой (необходимо предусмотреть некоторый запас), 2) напряжение первичной обмотки (с учетом подключения ее выводов) должно соответствовать напряжению питающей сети, 3) в стабилизированных ИП напряжение вторичной обмотки должно быть таким, чтобы на входе стабилизатора С2 минимальное значение постоянного напряжения превышало значение выходного напряже ния (минимум на 3 – 5 В). Это связано с тем, что, во-первых, на ли нейном стабилизаторе должно быть падение напряжения 0,6 – 3 В, во-вторых, возможны периодические «просадки» напряжения пи тающей сети. В тоже время запас по напряжению не должен быть большим, так как в этом случае уменьшается КПД источника пита ния за счет увеличения бесполезно рассеиваемой мощности линей ным стабилизатором;

4) при необходимости регулирования выходного напряжения можно использовать СТ с несколькими вторичными обмотками (рис.2.7).

БВ ФНЧ С2 Uвых. рег.

К Регулировка выходного Переключение напряжения диапазона Рис.2.7. Источник питания с дискретно изменяемым напряжением на входе блока выпрямления.

Как следует из структурной схемы, на вход блока выпрямления БВ по дается дискретно изменяемое напряжение вторичной обмотки. Переклю чение напряжения производится коммутатором К, который может управ ляться как вручную, так и сигналами, формируемыми специальной схемой управления в зависимости от требуемого уровня выходного напряжения.

Блок выпрямления. В качестве выпрямителей используются вен тили–устройства, пропускающие ток в одном направлении. Наибольшее распространение в качестве вентилей получили полупроводниковые дио ды. Более подробно схемы выпрямления переменного тока рассмотрены в п. 2.2 «Неуправляемые выпрямители».

Предохранители. Защищают ИП и подключенную к нему нагрузку от сильных токов, появление которых возможно при выходе из строя как са мого ИП, так и нагрузки. В качестве предохранителей используются плав кие вставки (одноразовые), биметаллические и электронные (многоразо вые).

Одной из самых распространенных неисправностей ИП является про бой конденсатора фильтра Ф2. При этом ток в первичной обмотке транс форматора может достичь нескольких ампер (вместо 0,1 – 0,5 А в нор мальном режиме). При этом СТ, включенный в сеть переменного тока 220 В, будут рассеивать мощность соизмеримую с мощностью бытового электронагревателя.

Наибольшее распространение в качестве предохранителей получили плавкие вставки. Целесообразно выбирать предохранитель на ток, превы шающий номинальный примерно на 50%. Это связано, во-первых, с пе риодически возникающими бросками токов переходных процессов при включении (заряд конденсатора фильтра Ф2), во вторых с «усталостью» предохранителя.

Нагрузка. В состав ИП не входит. Однако определяет большинство требований, предъявляемых к нему, и в первую очередь:

- выходное (-ые) напряжение (напряжения);

- выходной (-ые) ток (токи);

- стабильность и пульсации выходного (-ых) напряжения (напря жений);

- вид защиты выхода источника питания.

2.2 Неуправляемые выпрямители Выпрямители – это электротехнические устройства, предназначенные для преобразования переменного напряжения в постоянное.

Основными элементами выпрямителя являются трансформатор и вен тили, с помощью которых обеспечивается однонаправленное протекание тока в цепи нагрузки, в результате чего переменное напряжение преобра зуется в однополярное пульсирующее напряжение.

Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения использу ется фильтр. Для регулирования и (или) стабилизации выпрямленного на пряжения к выходу выпрямителя подключают регулятор или стабилизатор.

Структурная схема выпрямителя без регулировки выходного напря жения приведена на рис 2.8.

Такие выпрямители используются:

- для питания электронных устройств некритичных к колебаниям питающего напряжения и уровню пульсаций;

- как функциональные силовые узлы стабилизированных источни ков питания, в том числе достаточно сложных и дорогих.

Uвых = Uвх СТ БВ Ф Сеть тока Рис.2.8. Структурная схема неуправляемого выпрямителя СТ – силовой трансформатор;

БВ – блок выпрямителя;

Ф – фильтр.

Основные схемы выпрямителей. В зависимости от числа фаз пи тающего источника переменного напряжения различают однофазные и трех фазные схемы выпрямителей. Основные схемы однофазных выпря мителей, получивших наиболее широкое практическое применение, сле дующие:

1) однополупериодная с одним диодом рис. 2.9 применяются в основном при мощностях в нагрузке до 10 – 25 Вт и тогда, когда не требуется ма лый коэффициент пульсаций. Достоинства схемы – минимальное число элементов, малая стоимость. Недостатки – низкая частота пульсаций (равна частоте питающей сети), плохое использование трансформатора, подмагничивание его магнитопровода постоянным током;

VD + + U~ Uвых Rн C Рис.2.9. Однополупериодная схема выпрямителя.

2) двухполупериодная со средней точкой (рис.2.10) применяется чаще все го при мощностях до 100 Вт. Выпрямители, выполненные по данной схеме, характеризуются повышенной частотой пульсаций, возмож ностью использования диодов с общим катодом или анодом, что явля ется очень удобным при установке обоих диодов на общий радиатор.

Выпрямление переменного тока показано ниже. Относительно сред ней точки вторичной обмотки трансформатора напряжение сдвинуто на 180°. То есть в любой полупериод изменения напряжения питающей сети напряжения в первой и второй секциях вторичной обмотки трансформато ра находятся в противофазе. В положительный полупериод сетевого на пряжения Uc диод VD1 открыт (на его аноде положительный потенциал), а диод VD2 закрыт. При смене полярности сетевого напряжения (отрица тельная полуволна) открывается диод VD2, а диод VD1 закрывается. Схе матично протекание тока вторичной обмотки I2 в схеме представлено следующим образом.

+ А В U(1) I2:+ U(1) VD Uc + С U(2) + + U(1) + А В Uc + U(2) VD I2:+ U(2) С + A VD + + + (1) + Rн C + (2) Uвых Uc VD B Рис. 2.10 Двухполупериодная схема со средней точкой.

В каждый полупериод сетевого напряжения ток через нагрузку протекает в одном направлении и U(1) только через один диод. Потери мощности на вен Средняя тильном комплекте примерно в два раза меньше по точка сравнению с мостовой выпрямительной схемой, в ко- Uс торой ток нагрузки в каждый полупериод сетевого напряжения протекает через два последовательно включенных диода. К недостатку схемы можно отне U(2) сти обязательное наличие средней точки у вторичной обмотки трансформатора. При необходимости сред Рис.2.11 Получение нюю точку можно получить, если у трансформатора средней точки вто есть две одинаковые вторичные обмотки (рис.2.11);

ричной обмотки 3) мостовая двухполупериодная схема характеризу трансформатора ется хорошим использованием мощности транс форматора, применяется при мощностях в нагрузке до 1 кВт и более (рис. 2.12). Достоинства выпрямителей, выполненных по этой схеме – повышенная частота пульсаций, меньшее обратное напряжение на вы прямляющих диодах. Недостатки – повышенное падение напряжения на выпрямительном блоке, невозможность установки однотипных диодов на общем радиаторе без электроизоляционных прокладок.

VD VD Uс U A + + Rн VD VD4 C B Рис. 2.12. Мостовая двухполупериодная схема выпрямителя.

В положительный полупериод напряжения вторичной обмотки U (по ложительный потенциал на верхнем по схеме выводе) диод VD2 открыт (на его аноде положительный потенциал). Ток вторичной обмотки протекает через VD2, конденсатор С и нагрузку, возвращаясь ко вторичной обмотке через диод VD3. В отрицательный полупериод напряжения U (положи тельный потенциал на нижнем по схеме выводе) ток протекает через VD4, C и Rн, возвращаясь к вторичной обмотке через диод VD1. Схематично протекание тока вторичной обмотки I2 в схеме можно представить сле дующим образом:

А В + I2: + U VD2 VD3 - U С + I2: + U - U VD VD4 А В С Последнее наглядно показывает, что в любой полупериод напряжения вторичной обмотки, ток через нагрузку протекает в одном направлении (от точки А к точке В).

4) двухполярная выпрямительная схема позволяет получить два выпрями тельных напряжения разной полярности (рис. 2.13).

VD1 VD + + VD3 VD4 C U Общий VD + VD вывод C VD VD Рис.2.13. Двухполярная выпрямительная схема.

Особенностью схемы является то, что на ее выходе присутствуют два напряжения разной полярности относительно общего вывода (земли). Дан ную схему можно рассматривать как два мостовых двухполупериодных выпрямителя, включенных особым образом. Схема используется при по строении двухполярных (ращепленных) источников питания, в том числе и стабилизированных.

Симметричная схема с удвоением напряжения (рис.2.14) применяется в основном для питания маломощных устройств, требующих повышенного напряжения питания и потребляющих ток в несколько единиц или десят ков миллиампер. К таким устройствам можно отнести рентгеновские труб ки, варикапные матрицы, электронные лампы и электронно-лучевые трубки.

VD1 VD U + Uс + + С С Rн Рис.2.14 Симметричная схема с удвоением напряжения (схема Латура).

Принцип работы схемы (как и других аналогичных умножителей на пряжения) основан на использовании нескольких конденсаторов, каждый из которых заряжается от одной и той же обмотки трансформатора через соответствующий вентиль (диод). По отношению к нагрузке конденсаторы оказываются включенными последовательно, и их напряжение суммиру ется.

Рассматриваемая схема (рис.2.14) состоит из 2-х однополупериодных выпрямителей. Протекание тока, вторичной обмотки трансформатора I можно представить в виде следующей схемы:

+ Uc I2: + U VD2 С - U + I2: + U С Uc VD1 - U Таким образом напряжение на нагрузке равно сумме напряжений на конденсаторах С1 и С2, каждый из которых заряжается до напряжения UC1= UC2 = Um – Uпр Um, где Um – амплитудное значение напряжения вторичной обмотки трансформатора, Uпр – прямое напряжение на выпрям ляющем диоде. При Rн выходное напряжение схемы практически равно 2Um. Реальное сопротивление нагрузки имеет конечное значение, поэтому заряд одного конденсатора сопровождается одновременным раз рядом другого через Rн и выходное напряжение становится меньше 2Um.

Для того, чтобы напряжение на выходе было максимально приближено к 2Um необходимо выбирать емкости конденсаторов, удовлетворяющих 2Um, неравенствам: Rн C1 >> T, Rн C2 >> T, где Т-период напряжения сети.

5) несимметричная схема с удвоением напряжения показана на рис.2.15.

Как видно из рисунка 2.15, два однополупериодных выпрямителя пита ются от разных по величине напряжений. В отрицательный полупериод изменения напряжения U конденсатор С1 заряжается через открытый диод VD1. При смене полярности напряжения U на противоположную (положительный полупериод) заряжается конденсатор C2 через откры тый диод VD2, причем до напряжения примерно равного удвоенному амплитудному значению напряжения вторичной обмотки 2Um. Как сле дует из рис.2.15, конденсатор С2 заряжается под действием суммы на пряжений вторичной обмотки и конденсатора С1, который в течении предыдущего полупериода был заряжен до напряжения примерно рав ного Um. Протекание тока вторичной обмотки трансформатора в вы прямителе можно представить следующей схемой:

+ U I2:+U VD1 C1 - U + U I2: + (U + UС1) VD2 C2 - (U + UС1), где UС1 Um – напряжение на конденсаторе С1.

+ C VD U VD Uс + + C Rн Рис. 2.15. Несимметричная схема удвоения напряжения.

При выборе конденсаторов необходимо иметь в виду, что рабочее на пряжение конденсатора С2 должно быть в два раза больше, чем рабочее напряжение С1.

Достоинством схемы является то, что один из выводов вторичной об мотки трансформатора соединен с отрицательным полюсом нагрузки и его можно заземлить.

Фильтры выпрямителей. Предназначены для сглаживания пульса ций выпрямленного напряжения до величины, приемлемой по условиям эксплуатации данного устройства (нагрузки). Важным показателем фильт ра является коэффициент сглаживания:

Кп(1)вх Uвых Um(1)в( Kсг = = = Кф, Кп(1)вых Uвх Um(1)в( где Кп(1)вх, Кп(1)вых – коэффициенты пульсаций входного и выходного напряжений (по первой гармонике);

Uвх, Uвых – постоянные составляющие входного и выходного напря жений;

Um(1)вх, Um(1)вых – амплитуды первой гармоники входного и выход ного напряжений;

=Uвых/Uвх - коэффициент передачи постоянной составляющей на пряжения фильтра;

Кф= Um(1)вх/ Um(1)вых – коэффициент фильтрации.

Если пренебречь потерями в фильтре и считать, что среднее значение выпрямленного напряжения до и после фильтра равны (Uвх = Uвых), коэф фициент сглаживания будет равен коэффициенту фильтрации.

Диапазон требуемых коэффициентов пульсаций выходного напряже ния Кпвых (условимся пропускать в дальнейшем индекс (1) подразумевая основную гармонику) для различного рода устройств колеблется от 0,001 до 0,2 – 0,5.

При выборе схемы и параметров фильтра, кроме Ксг, необходимо также учитывать характер нагрузки и условия ее работы. Так, например, если выпрямитель служит для питания коллекторных цепей усилителя низкой частоты, работающего в режиме B или AB, необходимо преду смотреть, чтобы выходное сопротивление фильтра было минимальным для токов частот в пределах частотного диапазона усилителя. В противном случае в усиливаемом сигнале появятся искажения. Необходимо также ис ключить возможные перенапряжения и броски тока, обусловленные пере ходными процессами в фильтре при изменениях нагрузки.

Все фильтры делятся на две группы: фильтры с пассивными RLC-элементами и фильтры с активными элементами. RLC-фильтры про стые и надежные в эксплуатации, однако их вес и габариты при питании РЭА могут существенно сказываться на общем весе и габаритах выпрями теля, а также питаемой аппаратуры. Это объясняется тем, что габариты ре активных элементов конденсаторов и дросселей резко возрастают. При этом в результате насыщения сердечника дросселя постоянной состав ляющей выпрямленного тока индуктивность его уменьшается, и фильт рующие свойства фильтра ухудшаются. Негативное влияние на питаемую РЭА могут оказывать магнитные поля рассеяния дросселя, выполненного с воздушным зазором.

Фильтры с активными элементами (транзисторами) не содержат сгла живающих дросселей и поэтому не имеют перечисленных недостатков.

Кроме этого в транзисторных фильтрах применяются конденсаторы значи тельно меньшей емкости, чем емкости конденсаторов в аналогичных по параметрам фильтрах с пассивными элементами.

В настоящее время фильтры с активными элементами как самостоя тельные функциональные узлы встречаются редко. Это обусловлено тем, что задачу сглаживания пульсаций успешно решают стабилизаторы на пряжения, выполненные на активных элементах. Рассмотрим основные типы пассивных фильтров (рис. 2.16).

б в а + + + L L + + + + + Rн Rн Rн Rн Rн С С - - е д г + + + L L + + + + + L Rн С + Rн Rн Rн Rн С1 С - - + С - Рис 2.16. Основные типы пассивных сглаживающих фильтров.

а – емкостной;

б – индуктивный;

в – Г-образный;

г – П-образный;

д – пробка;

е – режекторный.

Действие емкостного фильтра в виде конденсатора, шунтирующего сопротивление нагрузки Rн иллюстрирует рис. 2.17.

VD б а U + Rн Uн U t Uc C Uн Uн макс Uн мин t Рис 2.17. Емкостной фильтр с активной нагрузкой а – схема выпрямителя;

б – временная диаграмма работы.

Выпрямленное напряжение вторичной обмотки представляет собой последовательность импульсов (полуволн) положительной полярности (кривая 1 рис.2.17). Действие конденсатора С заключается в том, что он в положительные полупериоды напряжения вторичной обмотки запасает энергию и отдает ее в нагрузку в промежутках между импульсами (кривая 2, рис.2.17). В результате пульсации напряжения на нагрузке зна чительно уменьшаются (изменение напряжения нагрузки Uн происходит в пределах от Uн.мин до Uн.макс вместо от 0 до Um при отсутствии сглажи вающего конденсатора).

Емкостной фильтр наиболее эффективен при малых нагрузках (Rн большие). Индуктивный фильтр напротив эффективен при больших нагрузках (Rн малые). В отличие от емкостного в индуктивном фильтре выпрямленный ток протекает не импульсами, а непрерывно, что облегчает режим работы диодов и трансформатора.

С целью обеспечения заданного коэффициента пульсаций при одно полупериодном выпрямлении величину емкости конденсатора емкостного фильтра определяют из соотношения:

2 C =, Rн Кп где – круговая частота напряжения сети, питающей выпрямитель.

Для двухполупериодных выпрямителей емкость может быть почти в че тыре раза меньше за счет уменьшения амплитуды основной гармонической составляющей пульсаций примерно в два раза и увеличения частоты ее в два раза, то есть:

1 C =.

2 Rн Кп Для индуктивного фильтра однофазного двухполупериодного выпря мителя Rн L.

3 Кп В случае, когда расчетные значения С и L получаются слишком боль шими, применяют Г- и П- образные фильтры (рис. 2.16 в,г).

В Г-образном фильтре емкость конденсатора выбирают из условия 1/(C) << Rн. При этом Kсг + Ксг = 2LC и LC = 2.

П-образный фильтр дает еще более высокий коэффициент сглажива ния, равный произведению коэффициентов сглаживания двух его звеньев, представленных емкостью С1 и Г-образной цепочкой LC2.

В выпрямителях большой мощности применение П-образного фильт ра нерационально, так как в этом случае выпрямитель работает на емкость, что ухудшает условия работы диодов и трансформатора.

Для получения высокого коэффициента сглаживания в мощных вы прямителях целесообразно применять каскадное включение Г-образных фильтров. Результирующий коэффициент сглаживания при этом равен произведению коэффициентов сглаживания отдельных звеньев.

При высоких значениях выпрямленного напряжения (5 – 10 кВ) или при малых значениях выпрямленного тока (до 10 – 20 мА) применяются Г-образные RC-фильтры, в которых вместо индуктивности L включается активное сопротивление Rф. Параметры элементов таких фильтров опреде ляются по формулам:

Uвх - Uн Kсг (Rф + Rн ) Rф =, C, Iн RфRн где Uвх, Uн – напряжение на входе фильтра и на нагрузке;

Iн – ток нагрузки.

Такие фильтры имеют малые габаритные размеры и низкую стои мость.

Резонансные фильтры (рис.2.16, д,е) содержат LC-контур, настроен ный на частоту первой гармоники. Если включить параллельный резо нансный контур, в котором используется явление резонанса токов, после довательно с нагрузкой (фильтр-пробка), первая гармоника в цепь на грузки не пойдет, так как сопротивление резонансного контура для этого тока очень велико. Такой фильтр эффективен при больших сопротивле ниях нагрузки.

Для низкоомных нагрузок применяют последовательный резонансный контур (режекторный фильтр), включенный параллельно нагрузке. В ре жекторном фильтре используется явление резонанса напряжений. При этом фильтр шунтирует сопротивление нагрузки и через него проходит первая гармоника выпрямленного тока.

Для фильтрации выпрямленного тока по нескольким гармоническим составляющим используют многозвенные фильтры с последовательно параллельным включением элементарных резонансных звеньев, каждое из которых настроено на определенную резонансную частоту.

Силовые трансформаторы. Виды трансформаторов питания и их включение были рассмотрены выше в п. 2.1 «Обобщенная структурная схема линейного источника питания». Следует также иметь в виду, что в справочниках указываются действующие значения токов и напряжений, в то время как конденсатор фильтра (рис.2.16 а) заряжается до амплитудного значения напряжения. На рис. 2.18 приведена зависимость напряжения на конденсаторе фильтра от тока нагрузки (при емкости конденсатора не ме нее 200 мкФ).

Как следует из рис.2.18, в режиме холостого хода (ток нагрузки Iн ра вен нулю) напряжение на конденсаторе равно амплитудному значению на пряжения вторичной обмотки Um=U 2 (без учета падения напряжения на выпрямляющих диодах). При увеличении тока нагрузки Uн падает и ста новится равным действующему напряжению вторичной обмотки U при то ке нагрузки равному номинальному (справочному) значению.

Рассмотрим пример. В справоч Uн нике на трансформатор указаны но U минальные действующие значения напряжения и тока (U=24 В, Iном = А). Требуется определить напряжение на конденсаторе фильтра, если ток на Iн/Iном U грузки равен 0,5А. Амплитудное зна чение напряжения вторичной обмотки Рис.2.18 Зависимость выходного напряжения емкостного фильтра от Um=1,4 24 = 34 В. В соответствии с тока нагрузки.

графиком (рис. 2.18) при Iн=0,5 А (Iн/Iном = 0,5) получаем Uн = 0,8534 = 29 В.

2.3 Управляемые выпрямители.

Ряд полупроводниковых выпрямительных устройств имеет системы автоматического регулирования выходных электрических параметров (стабилизация напряжения и тока, дистанционное и программное измене ние выходных электрических параметров и тому подобное).

Способы регулирования напряжений выпрямителей. Выпрямлен ное напряжение выпрямителя с неуправляемыми вентилями можно регу лировать: на стороне постоянного тока – при помощи реостата или потен циометра;

на стороне переменного тока – путем изменения подведенного к выпрямителю переменного напряжения.

Регулирование с помощью трансформатора или автотрансформатора с отводами обмотки. Данный способ регулирования напряжения является наиболее экономичным, так как при регулировании на всех ступенях со храняется наиболее высокий коэффициент мощности. Принцип действия выпрямителя, в котором реализуется данный способ, иллюстрирует рис.2.19.

Схема управле ния + + Блок Rн выпрямления Рис.2.19. Структурная схема управляемого выпрямителя, использующего авто трансформатор с отводами обмотки.

Напряжение питающей сети понижается автотрансформатором, на от водах обмотки которого формируется различные по величине напряжения.

Вместо автотрансформатора может использоваться трансформатор, обес печивающий гальваническую развязку схемы от питающей сети. Коммута тор, управляемый сигналами схемы управления подключает тот или иной отвод обмотки к входу блока выпрямления, собранного на полупроводни ковых диодах. Коммутация отводов может осуществляться либо коммута ционными аппаратами механического типа, либо тиристорными переклю чателями. Регулирование с помощью коммутаторов механического типа характеризуется рядом принципиальных недостатков (регулирование не плавное, а ступенчатое, инерционность, малая надежность, низкий КПД, искрение). Регулирование с помощью тиристорных переключателей сво бодно от указанных недостатков и позволяет осуществлять плавное регу лирование напряжения между ступенями.

В представленном на рис.2.19 выпрямителе реализуется функция ста билизации выходного напряжения. Схема управления вырабатывает сиг налы управления тиристорным коммутатором в зависимости от значения выходного напряжения и фазового угла переменного напряжения на входе Фильтр Коммутатор блока выпрямления. Регулирование выходного напряжения может осуще ствляться подачей на схему управления дополнительного управляющего сигнала (изменяющегося сопротивления или напряжения).

Регулирование с помощью дросселей насыщения. Дроссели насыще ния могут быть включены последовательно либо с первичной обмоткой силового трансформатора, либо с вторичной его обмоткой. На рис.2. представлен выпрямитель, в котором дроссель насыщения включен после довательно с первичной обмоткой силового трансформатора.

Др Тр VD VD Uс + Uупр + VD Rн VD4 C Рис.2.20. Управляемый выпрямитель с дросселем насыщения Принцип действия выпрямителя заключается в том, что рабочая об мотка дросселя насыщения Др и первичная обмотка силового трансфор матора Тр образуют делитель напряжения питающей сети Uс, причем со противление обоих плеч этого делителя имеет преимущественно индук тивный характер. Напряжение первичной обмотки трансформатора Тр и, следовательно, выходное напряжение выпрямителя зависят от величины индуктивного сопротивления дросселя Др, которое может регулироваться за счет изменения напряжения на управляющей обмотке. Чем больше ве личина постоянного напряжения Uупр, приложенного к обмотке управле ния, тем меньше сопротивление дросселя и, следовательно, больше выход ное напряжение выпрямителя.

Регулирование напряжения с помощью управляемых вентилей (тири сторов) может быть осуществлено несколькими способами: путем измене ния параметров вентилей, входящих непосредственно в выпрямитель;

из менением параметров вентилей, включенных в первичную обмотку транс форматора (фазовое регулирование на стороне переменного тока);

измене нием ширины импульсов (широтно-импульсное регулирование на стороне постоянного тока).

На рис.2.21. показана структура выпрямителя, в котором выходное напряжение регулируется за счет изменения параметров вентилей, входя щих непосредственно в выпрямитель.

U Uв Ф БВУВ Uс СТ Rн Uу ФУ ГИ Rр Регулировка Uвых Рис.2.21. Регулируемый выпрямитель с управляемыми вентилями.

СТ – Силовой трансформатор;

БВУВ – Блок выпрямления с управляемыми вентилями;

Ф – Сглаживающий фильтр;

ГИ – Генератор импульсов;

ФУ – Фазосдвигающее устройство.

ГИ вырабатывает импульсы напряжения Uу, которые подаются на управляющие электродов тиристоров (в рассматриваемом выпрямителе используются два тиристора, управляемых по отдельным каналам напряжениями Uу1 и Uу2).

Управляющие импульсы синхронизируются с изменением сетевого напряжения Uc и сдвинуты относительно нулевых значений напряжения вторичной обмотки U на угол ( = 0 – ). Изменяя фазовый угол, напри мер, с помощью потенциометра Rр, можно управлять моментами перехода вентилей в проводящее состояние, то есть режимами работы силовой части выпрямителя. В результате выпрямленное напряжение Uв изменяется по форме, а следовательно, изменяется и величина средне выпрямленного напряжения (рис.2.22).

Uв 2 3 Uу Uу Рис.2.22. Временные диаграммы работы выпрямителя на рис.2.21.

С увеличением угла выходное напряжение уменьшается, но при этом увеличиваются пульсации выпрямленного напряжения и ухудшается коэффициент мощности выпрямителя, что является основным недостатком всех обычных управляемых выпрямителей.

Принципиальное исполнение основных элементов системы управле ния ФУ и ГИ зависят от мощности выпрямителя, от глубины диапазона ре гулирования выходного напряжения, от частоты напряжения питающей сети и других факторов.

Реализация регулируемых выпрямителей с управляемыми вен тилями. Простейшие схемы регулируемых выпрямителей образуются из соответствующих схем, нерегулируемых выпрямителей при полной или частичной замене полупроводниковых выпрямительных диодов тиристо рами.

Один из вариантов реализации управляемого выпрямителя представ лен на рис.2.23, а временная диаграмма его работы на рис.2.24.

Др Iн Тр L + (–) VD + (–) + – (+) Uв C + Uc + (–) – (+) Rн VD – (+) VD Рис.2.23. Управляемый выпрямитель с трансформатором, имеющим средний от вод вторичной обмотки.

Пусть в начальный произвольно выбранный момент времени к началу первичной обмотки силового трансформатора Тр оказался приложенным положительный потенциал, к ее концу - отрицательный (напряжение гар монически изменяется от нулевого значения). Несмотря на наличие поло жительного напряжения на аноде тиристора VD1, он находится в закрытом состоянии, так как на его управляющем электроде отсутствует открываю щее напряжение. Импульс управляющего напряжения подается на тири стор в момент времени, когда фазовый угол Uc изменится на величину (рис.2.24). Тиристор VD1 открывается, через него начинает протекать ток нагрузки, а элементы сглаживающего фильтра – дроссель Др с индуктив ностью L и конденсатор С - запасают электрическую энергию из питаю щей сети. После смены полярности напряжения питания тиристор VD1 за крывается. В течение последующего интервала времени (до момента по дачи импульса напряжения на управляющий электрод тиристора VD2) на грузка отключена от сети, но через нее протекает ток дросселя, который возвращается через диод VD3.

Uс 2 t Uв t Iн t IVD Iн Iн t IVD Iн t IVD Iн 0 t + 2 2+ Рис.2.24. Временные диаграммы, поясняющие работу регулируемого выпрямителя.

После подачи импульса управляющего напряжения на тиристор VD он открывается и начинает проводить ток нагрузки. При этом диод VD3 за крывается (на его катоде положительный потенциал). Тиристор VD2 про водит ток до очередной смены полярности напряжения Uc. В дальнейшем процессы в схеме регулируемого выпрямителя (рис.2.24) повторяются.

Очевидно, что, изменяя во времени момент открывания тиристоров VD1 и VD2 относительно момента прохождения питающего напряжения через свое нулевое значение, можно осуществлять регулирование эффек тивного значения напряжения на нагрузке. Частным случаем такого регу лирования является стабилизация выходного напряжения, когда его значе ние с определенной точностью поддерживается неизменным во всех усло виях и режимах работы выпрямителя.

Другой вариант регулируемого выпрямителя представлен на рис.2.25.

Тр VD Др VD Uс L + + VD Rн С VD VD Рис.2.25. Управляемый выпрямитель с трансформатором без вывода средней точки.

Электромагнитные процессы, имеющие место в схеме (рис.2.25), пол ностью идентичны рассмотренным выше (рис.2.24), за исключением того, что одновременно с открыванием тиристора VD2 открывается диод VD3, а при открывании тиристора VD4 открывается диод VD1.

2.4. Стабилизаторы напряжения.

Для нормального функционирования большинства электронных уст ройств необходимо обеспечить их стабильным напряжением питания. Ос новными факторами, вызывающими колебания напряжения являются: ко лебания напряжения питающей сети, изменения частоты питающего на пряжения, колебания сопротивления нагрузки, изменения температуры.

В зависимости от типа питаемого устройства относительное измене ние напряжения питания (Uвых / Uвых.ном)100% может измениться в пре делах от 0,005 до 3% и более.

Устройства, автоматически поддерживающие неизменным напряже ние (ток) на своем выходе, называются стабилизаторами напряжения (тока).

Использующиеся в ИП стабилизаторы напряжения делятся на две группы: параметрические и компенсационные. Параметрические стабили заторы строятся на основе нелинейных элементов (стабилитронов, вари сторов и др.), параметры которых изменяются непосредственно под воздействием дестабилизирующих факторов (рис. 2.26).

Компенсаторные стабилизаторы имеют обратную связь по напряже нию, благодаря которой выходное сопротивление стабилизатора сущест венно уменьшается и выходное напряжение остается более стабильным (рис.2.27).

U U а б I I I = const U = const Рис.2.26 Вольтамперные характеристики нелинейных элементов а - стабилизатор напряжения;

б - стабилизатор тока.

+ Регулирующий Uвх Uвых Rн элемент Преобразующее Измерительный устройство элемент Рис. 2.27. Функциональная схема компенсационного стабилизатора.

Работает стабилизатор следующим образом: в измерительном эле менте происходит сравнение выходного напряжения с опорным и выраба тывается сигнал рассогласования. В преобразующем устройстве сигнал рассогласования усиливается и преобразуется в управляющий сигнал для регулирующего элемента. Под действием этого управляющего сигнала из меняется внутреннее состояние регулирующего элемента так, чтобы под держивать выходное напряжение равное опорному.

Основные параметры стабилизаторов. Наиболее важными элек трическими параметрами стабилизаторов напряжения являются:

1) коэффициент стабилизации:

Uвх Uвых Uвх Uвых Кст = : =, Uвх Uвых Uвх Uвых где Uвх, Uвых – входное и выходное напряжения;

Uвых – приращение выходного напряжения обусловленное изменением напряжения на входе Uвх.

В общем случае коэффициентом стабилизации напряжения называют частное от деления относительного изменения напряжения на входе на относительное изменение напряжения на выходе стабилизатора.

Различают интегральный и дифференциальный коэффициенты стаби лизации. Интегральный Кст определяет стабилизацию в заданном диапа зоне изменения дестабилизирующего фактора (входного напряжения) (рис.2.28), дифференциальный Кст - в бесконечно малом диапазоне изме нения этой величины.

Uвых Uвых.макс Uвых.ном Uвых.мин Uвх.ном Uвх.макс Uвх Uвх.мин Рис.2.28. К определению интегрального коэффициента стабилизации.

Практическое значение имеет интегральный Кст:

Uвх Uвых Uвх Кст = : = н, Uвх.ном Uвых.ном Uвых Uвых.ном где н = - коэффициент передачи напряжения в номинальном Uвх.ном режиме;

2) коэффициент нестабильности по напряжению:

Uвых КнU = 100% Uвх Uвых KнU определяется как отношение производной выходного напряжения по входному напряжению к выходному напряжению;

3) коэффициент нестабильности по току:

Uвых KнI = 100% Uвых Iзад KнI определяется как относительное изменение выходного напряжения при изменении выходного тока в заданном интервале значений;

4) выходное сопротивление:

Uвых Rвых = Iвых Выходным сопротивлением стабилизатора называется отношение измене ния напряжения на выходе стабилизатора к вызвавшему его изменению тока нагрузки при постоянном входном напряжении;

5) коэффициент подавления (сглаживания) пульсаций – отношение на пряжения пульсаций на входе стабилизатора к напряжению пульсаций на его выходе.

Для некоторых стабилизаторов коэффициент подавления пульсаций примерно равен коэффициенту стабилизации напряжения;

6) коэффициент полезного действия КПД определяется как отношение мощности отдаваемой стабилизатором в нагрузку к мощности, потреб ляемой самим стабилизатором.

Требования, предъявляемые к стабилизаторам. В зависимости от назначения ИП и вида нагрузки к стабилизаторам предъявляются следую щие требования:

1) высокий КПД;

2) высокий коэффициент стабилизации Кст;

3) возможность плавной или ступенчатой регулировки выходного напряжения (тока);

4) минимальные габариты и вес;

5) минимальные пульсации выходного напряжения.

Параметрические стабилизаторы. Основными особенностями та ких стабилизаторов являются: простота, невысокий КПД (особенно при переменном сопротивлении нагрузки), малый коэффициент стабилизации, трудность получения точного значения выходного напряжения и регули рования его без использования дополнительного проходного транзистора.

Схемы простейшего параметрического стабилизатора напряжения, собранного на стабилитроне представлены на рис.2.29.

Rб Iпр + а б Uобр Uст Uпр Uвх VD Rн Uвых Iобр Рис.2.29. Параметрический стабилизатор напряжения на стабилитроне а - принципиальная схема;

б - вольтамперная характеристика стабилитрона.

Для стабилизации напряжения используется участок вольтамперной характеристики с неизменным обратным напряжением при изменении об ратного тока в интервале от Iст.мин. до Iст.макс. Минимальное и максималь ное значение тока стабилизации Iст.мин., Iст.макс. определяются типономи налом стабилитрона. Типовые значения предельных токов стабилизации для маломощных стабилитронов: Iст.мин. = 3 – 5 мА, Iст.макс. = 20 – 45 мА.

В случае уменьшения обратного тока стабилизации ниже Iст.мин. режим стабилизации нарушается. При превышении обратным током значения Iст.макс. обратимый пробой стабилитрона переходит в необратимый тепло вой пробой.

Ограничение тока стабилизации осуществляется с помощью балласт ного резистора Rб. На этом же сопротивлении падает излишек напряжения U = Uвх - Uвых. Выбор значения сопротивления Rб производится с уче том диапазонов изменения: тока нагрузки, входного напряжения и тока стабилизации выбранного стабилитрона.

Коэффициент стабилизации по напряжению стабилизатора (рис.2.29) приближенно может быть определен как отношение значений сопротивле ний балластного резистора Rб и дифференциального сопротивления ста билитрона rд (Кст Rб / rд) Для повышения Кст целесообразно повышать значение сопротивления Rб и выбирать стабилитрон с малым изменением напряжения стабилизации во всем диапазоне изменения Iст. Типовые зна чения Кст схемы (рис.2.29) находятся в интервале от 20 до 40 единиц.

Одним из недостатков простейших стабилизаторов является зависимость величины выходного напряжения от температуры. Температурные измене ния Uвых могут быть уменьшены за счет применения прецизионных ста билитронов с малым температурным коэффициентом напряжения или ис пользованием схемы термокомпенсации.

Rб На рис.2.30 представлена улучшенная + + схема параметрического стабилизатора с термокомпенсацией. Диоды VD2, VD3, VD VD предназначены для термокомпенсации на пряжения на опорном диоде VD1. Для VD Uвх Rн схемы (рис.2.30) Uвых = UVD1+UVD2+ VD UVD3 +UVD4, где UVD1 – опорное напря VD жение на кремниевом стабилитроне, UVD1, UVD2, UVD3, – прямые напряжения на тер Рис.2.30. Параметрический ста мокомпенсирующих германиевых диодах билизатор с термокомпенсацией.

(или стабилитронах, включенных в обрат ном направлении).

Количество термокомпенсирующих диодов выбирается в зависимости от типа и количества кремниевых стабилитронов, включенных в обратном направлении.

При включении термокомпенсирующих диодов Кст уменьшается примерно в 2 – 4 раза. Дополнительные диоды так же увеличивают выход ное сопротивление схемы.

Повысить коэффициент стабилизации устройств с термокомпенси рующими диодами можно применив двухкаскадную схему (рис.2.31).

Rб1 Rб + + VD1 VD VD Uвых Rн Uвх VD VD VD Рис.2.31. Двухкаскадный стабилизатор с термокомпенсацией.

Результирующий коэффициент стабилизации схемы равен произведению коэффициентов стабилизации каскадов (Кст= Кст1Кст2). Выходное сопро тивление определяется выходным сопротивлением 2-го каскада. Термо компенсацию целесообразно использовать только во втором каскаде, что бы первый каскад имел максимальный коэффициент стабилизации.

Выходное сопротивление схемы можно понизить, увеличив ток, про текающий через термокомпенсирующие диоды (рис.2.32).

Rб Rб + + Rд VD VD1 VD Uвых Rн Uвх VD VD VD Рис.2.32. Двухкаскадный параметрический стабилизатор с уменьшенным выходным сопротивлением.

В стабилизаторе (рис.2.32) через диоды VD4 - VD6 пропускается до полнительный ток, протекающий через дополнительное сопротивление Rд.

При этом уменьшается динамическое сопротивление термокомпенси рующих диодов и, следовательно, выходное сопротивление схемы. Другой особенностью схемы (рис.2.32) является возможность плавной регули ровки термокомпенсации путем изменения величины сопротивления Rд.

Недостатком стабилизатора (рис.2.32) является пониженный коэффициент полезного действия вследствие увеличения тока протекающего через тер мокомпенсирующие диоды.

Повышение нагрузочной способности параметрических стабилизато ров. Особенностью всех рассмотренных выше схем параметрических ста билизаторов является то, что в случае переменной нагрузки максимальный выходной ток не может превышать максимальный ток стабилизации ста билитрона. Увеличить выходной ток стабилизатора можно с помощью транзистора, включенного по схеме общий коллектор (рис.2.33).

Iэ(Iн) + + I VT Rб Uбэ Iб Rн Uн Uвх VD Uст Iст Рис.2.33. Параметрический стабилизатор с повышенной нагрузочной способностью.

Элементы Rб и диод VD образуют обычный параметрический стаби лизатор, нагрузкой которого является база транзистора VT. Транзистор в рассматриваемой схеме является усилителем тока нагрузки Iэ Iб, где - коэффициент передачи тока транзистора. Учитывая, что падение на пряжения на переходе база–эмиттер величина практически постоянная и относительно небольшая (до 0,5 В для германиевых и до 1,0 В для крем ниевых транзисторов), можно считать, что напряжение на нагрузке при мерно равно напряжению стабилизации опорного диода VD (рис.2.33.):

Uн=Uст-UбэUст.

Для нормального функционирования устройства необходимо чтобы выполнялось следующее неравенство: Iн/< (Iст.макс.-Iст.мин.), где Iст.макс., Iст.мин. - максимальное и минимальное значение тока стабилизации ста билитрона. При выборе значения транзистора следует иметь в виду, что чем меньше ток отбираемый транзистором от стабилитрона, тем больше Kст.

Мощные транзисторы имеют, как правило, малый коэффициент уси ления тока от 10 до 40). Поэтому для получения больших токов нагрузки можно использовать два и более транзисторов, включенных по схеме Дар лингтона.

Стабилизатор (рис.2.33.) можно рассматривать и как простейший компенсационный стабилизатор, так как в нем реализуется отрицательная обратная связь по напряжению. Нетрудно заметить, что в качестве регули рующего элемента выступает транзистор, для управления которым необ ходимы малые напряжения (около 0,2 – 0,6), что позволяет обойтись без измерительного элемента и преобразующего устройства.

Работа стабилизатора заключается в том, что при нормальном режиме (отсутствие дестабилизирующих факторов) на стабилитроне создается опорное напряжение Uст, которое распределяется между переходом база эмиттер транзистора и нагрузкой Uст = Uбэ + Uн, то есть устанавливается некоторое значение Uбэ = Uст - Uн, определяющее степень открытия тран зистора VT (сопротивление перехода коллектор–эмиттер Rкэ). Предполо жим, что изменяется сопротивление нагрузки, что приводит к изменению тока нагрузки. То есть данный дестабилизирующий фактор стремится из менить значение выходного напряжения в сторону увеличения или умень шения. Процесс стабилизации схематично можно изобразить следующим образом:

Uн Uбэ Rкэ Uкэ (Uн = Uвх - Uкэ) Uн Uбэ Rкэ Uкэ (Uн = Uвх - Uкэ).

Введение в схему (рис.2.33.) потенциометра, подключенного парал лельно стабилитрону, позволяет плавно регулировать выходное напряже ние (рис.2.34).

+ + VT Rб Rн Uвх VD Rр Рис.2.34. Параметрический стабилизатор с регулировкой выходного напряжения.

При расчете схемы с регулировкой выходного напряжения необхо димо учитывать, что для нормальной работы стабилизатора необходимо обеспечить протекание тока через Rр большего по величине тока базы транзистора не менее чем в 3 раза.

2.5. Компенсационные стабилизаторы Общие сведения. Компенсационные стабилизаторы обладают более лучшими параметрами, чем параметрические стабилизаторы. Принцип их действия основан на том, что последовательно или параллельно с нагруз кой включается некоторое компенсационное сопротивление Rк (рис.2.35).

Rк б Iвх Rб Iн а Iвх Iн + + Iк Uк Uвх Uб Rк Rн Uн Uвх Rн Uн Uк Рис.2.35. Компенсационные стабилизаторы а – последовательный;

б – параллельный.

В зависимости от вида подключения Rк компенсационные стабилиза торы делятся на последовательные и параллельные.

В схеме последовательного стабилизатора входное напряжение Uвх распределяется между Rк и Rн: Uвх = Uк + Uн. Стабилизация напряжения на нагрузке достигается за счет изменения Rк, а следовательно и падения напряжения на Rк в соответствии с принципом:

Uн Rк (Uк = Uвх – Uн) Uн Uн Rк (Uк = Uвх – Uн) Uн При параллельном соединении компенсационного резистора и на грузки Uвх подается на делитель напряжения, образованный балластным резистором Rб и параллельно включенными Rк и Rн. Стабилизация напря жения Uн осуществляется за счет изменения Rк. При этом изменяется ток Iвх = Iк + Iн. Изменение Iвх приводит к изменению падения напряжения на балластном сопротивлении Uб и напряжение на нагрузке поддерживается постоянным:

Uн Rк Iк (Iвх = Iк + Iн) Uб Uн Uн Rк Iк (Iвх = Iк + Iн) Uб Uн Изменение сопротивления Rк в стабилизаторах происходит автомати чески в зависимости от текущих значений Iн, Uвх и Uн.

Чаще всего в качестве Rк используются транзисторы (рис 2.36). При использовании биполярного транзистора Rк представляет собой сопротив ление перехода коллектор–эмиттер (Rк = Rкэ). Управляющим электродом является база транзистора. Для полевого транзистора Rк – сопротивление канала между стоком и истоком (Rк = Rси). Управляющим электродом яв ляется затвор.

С б К а З Б Rк Rк И Э Рис 2.36. Транзисторы в качестве компенсационных сопротивлений а – биполярный;

б – полевой.

Параллельные и последовательные стабилизаторы. Параллельные стабилизаторы имеют меньший КПД и применяются реже. Для стабилиза ции повышенных напряжений и токов при переменных нагрузках обычно используют стабилизаторы напряжения последовательного типа. Однако данные устройства необходимо защищать от короткого замыкания выход ной цепи и выбирать транзистор с допустимым напряжением Uкэ > Uвх.

Структурные схемы компенсационных стабилизаторов представлены на рис.2.37.

Регулирующим элементом является транзистор. На схему сравнения поступает два напряжения: опорное и выходное. Разность этих напряже ний U = Uвых – Uоп, усиленная усилителем постояного тока является управляющим напряжением Uупр, задающим необходимое внутреннее сопротивление РЭ.

Рассматривыемые устройства, в отличии от параметрических стабилизаторов, имеют меньшее выходное сопротивление за счет наличия отрицательной обратной связи по напряжению, а следовательно, и лучшие стабилизирующие свойства.

Источник опорного напряжения (ИОН) обычно представляет собой однокаскадный параметрический стабилизатор на кремниевом стабилитроне. От качества ИОН существенно зависит качество работы стабилизатора. Если по какой–либо причине изменяется напряжение стабилизации стабилитрона, то изменяется и напряжение на выходе компенсационного стабилизатора. Это следует учитывать при выборе стабилитрона. Прежде всего необходимо обращать внимание на:

1) разброс значений напряжения стабилизации, который, в среднем составляет от 0,1 до 0,4 В;

2) температурный коффициент напряжения стабилизации;

3) допустимый диапазон изменения тока стабилизации.

+ РЭ + Iн Iвх ИЭ Uупр Uвых U Uвх а Rн УПТ СС Uоп ИОН + + ИЭ Uупр Uвых U Uвх РЭ Rн УПТ СС б Uоп ИОН Рис.2.37.Структурные схемы компенсационных стабилизаторов.

РЭ – Регулирующий элемент;

УПТ – Усилитель постоянного тока;

ИЭ – Измерительный элемент;

ИОН – Источник опорного напряжения;

СС – Схема сравнения;

Rн – Сопротивление нагрузки;

Rб – Балластный резистор.

Назначение схемы сравнения – определять отклонение выходного напряжения (или его части) от заданного (опорного) напряжения Uоп и передавать это отклонение на схему УПТ по цепи обратной связи. Схема сравнения может быт выполнена на одном или нескольких транзисторах. В стабилизаторах напряжения ее обычно совмещают с УПТ (усилителем сигнала рассогласования) и источником опорного напряжения.

Измерительный элемент обычно представляет собой резистивный делитель напряжения подключенный к выходу стабилизатора. Основное требование к ИЭ – постоянство коэффициента деления. В цепи ИЭ может быть включен переменный или подстроечный резистор, что позволяет в определенных пределах изменять выходное напряжение.

УПТ в обычных стабилизаторах совмещается со СС. Для увеличения коэффициента стабилизации и уменьшения погрешностей, вызванных изменением температуры и разбросами параметров элементов применяют дифференциальные схемы УПТ. Еще более лучшими характеристиками обладают стабилизаторы с многокаскадными УПТ или УПТ, выполнен ными на операционных усилителях (ОУ).

В качестве регулирующего элемента используется один или несколько транзисторов включенных по схеме Дарлингтона. Коэффициент усиления по току РЭ определяется необходимым током нагрузки и мощностью УПТ.

При токах нагрузки более 300 – 500 мА регулирующий транзистор уста навливается на тепроотвод (радиатор), геометрические параметры кото рого определяются, в основном, рассеиваемой мощностью РЭ и условиями теплообмена между радиатором и окружающей средой.

Изменение выходного напряжения (или его подрегулировка) в компенсационных стабилизаторах может осуществляться:

1) делителем выходного напряжения, 2) делителем опорного напряжения, 3) одновременным делением опорного и выходного напряжения.

Реализация компенсационных стабилизаторов на транзисторах.

Принципиальная схема простого компенсационного стабилизатора напряжения представлена на рис.2.38.

UКЭ1 VT UR1 UБЭ R Iб R Uвых A Iб1 + Iк Uвх Iк Rн VT2 R UКЭ UБЭ R UR VD Uоп + Рис.2.38. Последовательный компенсационный стабилизатор на двух транзисторах Регулирующим элементом является транзистор VT1 (Rк = RКЭ1).

Резистор R2 со стабилитроном VD образуют параметрический стабилиза тор напряжения (источник опорного напряжения). Резисторы R3 и R4 яв ляются делителем выходного напряжения (ИЭ). На транзисторе VT2 вы полнена схема сравнения и УПТ.

Потенциал точки А относительно земли UА зависит от входного на пряжения Uвх и состояния транзистора VT2, переход коллектор-эмиттер, которого можно рассматривать как нижнее по схеме плечо делителя на пряжения Uвх – Uоп (верхнее плечо – резистор R1). Очевидно, что Uвх = Uоп + UКЭ2 + UR1 и UА = Uвх - UR1 = UКЭ2 + Uоп.

Учитывая, что транзистор VT1 включен по схеме повторителя напряжения (коллектор является общим электродом, а выходное напряжение снимается с эмиттера), и принимая во внимание малость падения напряжения UБЭ1 по сравнению с Uвых, можно считать, что Uвых UА. Следовательно задача стабилизации выходного напряжения заключается в поддержании постоянной величины UА = Uвх - UR1.

Пусть под действием дестабилизирующих факторов напряжение на нагрузке увеличилось. Это приведет к возрастанию напряжения UБЭ2 = UR4 - Uоп (UR4 увеличивается, а Uоп = const), следствием чего станет увеличение коллекторного тока транзистора VT2. В результате роста IК2 увеличивается падение напряжения на резисторе R1, потенциал точки А уменьшается, а следовательно, и выходное напряжение.

При уменьшении выходного напряжения уменьшается напряжение UБЭ2 = UR4 - Uоп. Сопротивление перехода коллектор–эмиттер VT2 увели чивается, а IК2 уменьшается, следствием чего становится уменьшение UR1= R1(IК2 + IБ2). Потенциал точки А, а следовательно, и выходное на пряжение увеличивается.

В символьной форме механизм стабилизации напряжения можно представить следующим образом:

Uвых UR4 (UБЭ2 = UR4 – Uоп) RКЭ2 IК [UR1 = R1(IК2 + IБ2) ] UА Uвых Uвых UR4 (UБЭ2 = UR4 – Uоп) RКЭ2 IК [UR1 = R1(IК2 + IБ2) ] UА Uвых Схема последовательного стабилизатора с дифференциальным УПТ представлена на рис.2.39. В этой схеме транзистор VT3 используется как обычный УПТ. На его базу подается часть выходного напряжения, сни маемого с резистора R4 делителя выходного напряжения, состоящего из резисторов R3 и R4. На эмиттер VT3 подается опорное напряжение, но не прямо со стабилитрона VD, а через эмиттерный повторитель на транзисто ре VT2, в эмиттерную цепь которого включен резистор R5. Падение напря жения на этом резисторе и используется в качестве опорного.

VT R R R VT VT Uвх Rн R R Uоп VD + Рис.2.39.Последовательный компенсирующий стабилизатор с дифференциальным УПТ.

Схема простого параллельного стабилизатора показана на рис.2.40.

R VD R VT VT Uвх Rн R R + Рис.2.40. Параллельный компенсационный стабилизатор.

Назначение элементов схемы (рис.2.40) аналогично рассмотренным выше компенсационным стабилизаторам последовательного типа. Регули рующим элементом является транзистор VT1, усилителя постоянного тока - VT2. Измерительный элемент образован резисторами R3 и R4. Ис точником опорного напряжения является однокаскадный параметрический стабилизатор (элементы R2, VD).

Напряжение на базе VT2 равно разности между частью выходного на пряжения, снимаемого с резисторов R3 и R4 и опорным напряжением. Ток базы регулирующего транзистора VT1 протекает через переход коллектор – эмиттер VT2 и зависит от разности указанных выше напряжений.

При увеличении выходного напряжения под действием дестабили зирующих факторов транзистор VT2 открывается в большей степени, его коллекторный ток возрастает, что приводит к возрастанию тока коллектора VT1 и увеличению падения напряжения на резисторе R1.

Последнее компенсирует увеличение выходного напряжения. При уменьшении выходного напряжения, напротив, транзисторы VT1 и VT2 в большей степени закрываются, что приводит к уменьшению падения напряжения на резисторе R1 и компенсации уменьшения выходного напряжения.

2.6 Защита транзисторных стабилизаторов от короткого замыкания в нагрузке Короткое замыкание выхода является самым тяжелым режимом ра боты последовательного стабилизатора, так как в этом случае через регу лирующий (проходной) транзистор протекает наибольший ток при наибольшем падении напряжения на нем (Uкэ=Uвх). Для предотвращения повреждения стабилизатора применяют ряд схемотехнических решений.

Рассмотрим некоторые из них.

Довольно часто используется метод ограничения выходного тока в случае короткого замыкания в нагрузке (рис. 2.41). Схема может быть ис пользована как регулирующий транзистор практически в любом транзи сторном стабилизаторе напряжения. Транзисторы VT2 и VT3, включенные по схеме Дарлингтона, образуют непосредственно сам регулирующий (проходной) транзистор. Элементы VT1 и R1 составляют схему защиты. Ре зистор R1 выполняет функцию датчика тока (напряжение на нем пропор ционально току нагрузки). Падение напряжения на R1 приложено к пере ходу база-эмиттер транзистора VT1 и является прямым для этого перехода.

При допустимых токах нагрузки падение напряжения на R1 недоста точно для открывания транзистора VT1 (менее 0,6 В для кремниевого тран зистора), и схема защиты на работу проходного транзистора не оказывает никакого влияния.

В случае увеличения значения выходного тока (более заданного уров ня) падение напряжения на R1 достигает величины, достаточной для пере вода VT1 в открытое состояние. При открывании транзистора схемы защи ты его открытый переход коллектор-эмиттер шунтирует переход база эмиттер составного регулирующего транзистора, ток базы которого значи тельно уменьшается, а следовательно, уменьшается и ток нагрузки.

Порог срабатывания защиты задается сопротивлением резистора R1.

Если в качестве R1 использовать переменный резистор или набор дис кретно переключаемых сопротивлений, можно в требуемых пределах из менять максимальное значение выходного тока. Ограничение выходного тока стабилизатора не только защищает его от повреждения, но в ряде слу чаев позволяет избежать и повреждения самой нагрузки, например, при неправильном ее подключении. Требуемое значение сопротивления R1 оп ределяется по закону Ома: R1=Uбэ/Iпор, где Uбэ – напряжение на переходе база-эмиттер VT1, при котором он открывается, Iпор – порог срабатывание токовой защиты.

+ VT Б К VT VT Uвых Uвх + R Э Рис. 2.41. Защита от короткого замыкания в нагрузке составного проходного транзистора (VT2,VT3).

Недостатком метода (рис. 2.41) является относительно высокое на пряжение, требуемое для открывания транзистора VT1. При больших токах нагрузки резистор R1 должен иметь большую мощность рассеивания.

Пусть Iпор=10А, тогда в случае короткого замыкания выхода резистор R будет рассеивать мощность 6 Вт. С другой стороны, резистор R1 увеличи вает выходное сопротивление устройства, а падение напряжения на нем уменьшает напряжение нагрузки. Другим недостатком данного схемотех нического решения является трудность установки точного значения порога срабатывания защиты.

Схема (рис.2.42) иллюстрирует несколько другой подход. Защита сра батывает при напряжении на резисторе-датчике тока R3 не в 0,6 В (как в схеме рис. 2.41), а всего лишь несколько милливольт. Транзисторы VT4 и VT5 образуют составной проходной транзистор, остальные элементы отно сятся к схеме защиты.

Принцип действия основан на известном соотношении:

Iк U = тln, Iк где U – разность падений напряжений на эмиттерных переходах согласо ванной пары транзисторов;

т – термический потенциал, равный 26 мВ при температуре +20°С;

Iк1, Iк2 – коллекторные токи соответствующих транзисторов (VT1 и VT2).

Коллекторный ток VT1: Iк1 = (Uпит – Uбэ1)/R1, где Uпит – напряжение пита ния схемы защиты.

К VT Uпит + Б R R1 VT VT VT VT R Э Рис.2.42. Уменьшение падения напряжения на резисторе-датчике тока.

Если через R3 протекает ток меньший порогового Iпор, то на нем па дает напряжение не более нескольких милливольт, то есть к эмиттерному переходу транзистора VT2 приложено практически такое же напряжение, что и к одноименному переходу транзистора VT1 (Uбэ1Uбэ2). Так как VT и VT2 идентичные по параметрам транзисторы, их коллекторные токи примерно одинаковы (Iк1 Iк2). Однако из-за того, что R2 > R1 (обычно R2 = 10R1) транзистор VT2 оказывается насыщенным, падение напряжения на переходе база-эмиттер VT3 минимальна, и он закрыт. Закрытый транзи стор VT3 на работу регулирующего составного транзистора влияния не оказывает.

Если ток нагрузки превысит Iпор падение напряжения на R3 увели чится настолько, что согласно выражению U = тln(Iк1 / Iк2) приведет к уменьшению Iк2, запиранию транзистора VT2 и открытию VT3. Переход коллектор-эмиттер VT3 при этом шунтирует управляющий эмиттерный переход составного регулирующего транзистора. Таким образом, выход ной ток стабилизатора ограничивается.

Предположим, что на R3 падает напряжение 60 мВ. Тогда по отно шению к напряжениям эмиттерных переходов транзисторов и напряжению питания схемы защиты Uпит им можно пренебречь. При этом величина коллекторного тока транзистора VT2: Iк2(Uпит – Uбэ3)/R2. Подставив со отношения, определяющие токи Iк1 и Iк2, в вышеприведенное выражение для U получим:

R U = Тln, R так как Uбэ1 Uбэ2. Из последнего следует, что U не зависит от напряже ния питания схемы. При R2/R1=10, величина U = 60±(1 – 3) мВ, то есть порог срабатывания можно задавать с высокой точностью без какой-либо последующей подгонки, в то время как в схеме (рис. 2.41) порог срабаты вания защиты может колебаться в пределах ±(10 – 20)%.

Так как величина термического потенциала т линейно зависит от температуры, R3 желательно изготавливать из медной проволоки или дру гого материала с температурным коэффициентом близким к температур ному коэффициенту т (+0,33%/°C).

Конденсатор С служит для предотвращения открывания транзистора VT3 при переходных процессах в схеме ( рекомендуемое значение емкости конденсатора С=0,005 – 0,015 мкФ).

Если R1=15 кОм, R2=150 кОм, R3=0,6 Ом, то величина порогового то ка равна 0,1 А. Для другого значения Iпор сопротивление резисторов R1 и R2 рассчитываются так. Исходя из максимального входного тока защищае мого проходного транзистора Iвх, определяют ток короткого замыкания Iкз, который может протекать через транзистор VT3 в момент срабатывания защиты:

Iпор Iкз = Iвх -, h21Э где h21э45 – коэффициент передачи тока составного регулирующего тран зистора. Затем рассчитывают ток базы VT3 Iбз = Iкз / h21э3 и выбирают со противление R2 таким образом, чтобы Iк2 в 5 – 10 раз превышал ве личину Iбз. Сопротивление резистора R1 выбирают из соотношения R1=0,1R2. Следует отметить, что соотношение сопротивлений R1 и R2 мо жет быть и иным. При этом порог срабатывания защиты (напряжения на R3) может изменяться от единиц до сотен милливольт.

Транзистор VT3 может быть, и не согласован с транзисторами VT1 и VT2. Сами же транзисторы VT1 и VT2 должны быть согласованы. Поэтому в качестве VT1 и VT2 крайне нежелательно использовать отдельные тран зисторы. Целесообразно использовать транзисторные сборки, представ ляющие собой наборы транзисторов, выполненных в едином кристалле.

На рис. 2.43 представлена схема стабилизатора, у которого в случае короткого замыкания на выходе шунтируется источник опорного напря жения (стабилитрон VD3) и потенциал базы составного регулирующего транзистора падает практически до потенциала земли (0 В).

VT VT R R VT Uвх Uвых Rн VD1 R + R VD VD + Рис. 2.43. Последовательный стабилизатор с защитой от короткого замыкания в нагрузке.

К базе транзистора VT1 приложено напряжение смещения 1,5 В с диодов VD1 и VD2, которые совместно с резистором R1 образуют делитель входного напряжения. Опорное напряжение создается параметрическим стабилизатором (R2, VD3) и с делителя напряжения (переменное сопротив ление R3) подается на базу составного регулирующего транзистора (VT2, VT3).

В нормальных условиях (отсутствие короткого замыкания на выходе) транзистор VT1 закрыт, так как его переход база-эмиттер смещен в обрат ном направлении. Транзистор VT1 на работу стабилизатора влияния не оказывает, и схема функционирует аналогично стабилизаторам, рассмот ренным в п.2.5 «Компенсационные стабилизаторы».

При коротком замыкании выхода эмиттер VT1 замыкается на землю (общий «+»). Потенциал базы VT1 относительно эмиттера становится от рицательным, и транзистор открывается, шунтируя своим переходом кол лектор-эмиттер стабилитрон VD1. Коллекторный ток VT1 проходит через резистор R2, падение напряжения на нем возрастает и уменьшается отри цательное смещение на базе составного проходного транзистора. Это при водит к закрытию регулирующего транзистора и резкому уменьшению вы ходного тока.

На рис. 2.44 показана схема стабилизатора с динисторной защитой.

Резистор R3 выполняет функцию датчика тока.

Параметрический стабилизатор образован элементами R5 и VD4. На грузкой этого стабилизатора является база составного регулирующего транзистора (VT2, VT3).

SB «сброс» VT R R1 R VT VT Uвх VD Rн Uвых VD VD + R R VD + Рис.2.44. Стабилизатор напряжения с динисторной защитой.

При малых токах нагрузки падение напряжения на R3 мало, коллек торный ток транзистора VT1 мал и напряжение на резисторе R3 невелико.

Диод VD1 при этом закрыт и динистор VD3 «выключен».

При увеличении тока нагрузки, возрастает напряжение на резисторе R3, а следовательно, и на эмиттерном переходе транзистора VT1. Причем это напряжение является прямым для перехода база-эмиттер VT1. Транзи стор VT1 открывается, его коллекторный ток Iк1 увеличивается, что приво дит к повышению напряжения на резисторе R2. При этом может даже от крыться диод VD1, но динистор VD3 до некоторого порогового тока на грузки Iпор остается «выключенным». Ток через VD2 не протекает и схема защиты на работу стабилизатора влияния не оказывает.

При увеличении тока нагрузки до Iпор падение напряжения на R2 пре вышает напряжение «включения» динистора. Динистор VD3 «включается» и замыкает базу составного регулирующего транзистора на землю. Выход ной ток стабилизатора резко падает. Вернуть стабилизатор в рабочее со стояние после устранения короткого замыкания на выходе можно нажа тием кнопки SB «сброс».

2.7 Защита стабилизаторов от перенапряжения на выходе Нормальная работа стабилизатора напряжения возможна только при наличии положительного перепада напряжений вход-выход U=Uвх-Uвых.

Причем падение напряжения на стабилизаторе U может достигать 100% от Uвых и более. В аварийном режиме (пробой перехода коллектор эмиттер проходного транзистора или отказ схемы управления этим транзи стором) напряжение на выходе стабилизатора повышается практически до величины Uвх. Это может привести к потере работоспособности критичной к напряжению источника питания нагрузки. Например, устройство, по строенное на микросхемах ТТЛ-логики, работоспособно при напряжении источника питания 5±0,5 В. При увеличении этого напряжения всего на не сколько вольт ТТЛ-микросхемы повреждаются.

Один из способов защиты нагрузки от перенапряжения на выходе ста билизатора показан на рис. 2.45. При нормальной работе стабилизатора (выходное напряжение не превышает предельно установленного значения) стабилитрон VD1 закрыт (напряжение стабилизации больше Uвых), ток че рез резистор R не протекает и тиристор VD2 закрыт (к управляющему электроду не приложено открывающее напряжение, а напряжение включе ния значительно больше Uвых).

+ + VD Стабилизатор VD Uвх Uвых напряжения Rн R С Рис.2.45. Защита стабилизатора от перенапряжения на тиристоре.

При недопустимом увеличении выходного напряжения (Uвых больше напряжения стабилизации VD1)стабилитрон VD1 открывается и через рези стор R протекает ток I=(Uвых - Uст)/R, где Uст – напряжение стабилизации опорного диода VD1. На резисторе R устанавливается падение напряжения U=Uвых - Uст, которое прикладывается к управляющему электроду тири стора. Тиристор VD2 открывается и шунтирует выход стабилизатора, гася выходное напряжение до 1 – 1,5 В. Перевести тиристор в закрытое состоя ние можно отключив входное напряжение (прервав протекание тока через VD2). Конденсатор С предотвращает срабатывание защиты от крат ковременных бросков напряжения, которые наблюдаются периодически даже у нормально работающих стабилизаторов. Емкость конденсатора С должна быть около 0,1 мкФ.

Схема (рис. 2.45) поддерживает на выходе стабилизатора в аварийном режиме напряжение «короткого замыкания» около 1 В, что не создает осо бых проблем с защитой от перегрева тиристора VD2. Однако необходимо обязательное наличие токоограничивающей схемы внутри стабилизатора напряжения или выпрямителя, к которому подключен стабилизатор. Мож но для этой цели использовать обычный плавкий предохранитель.

Недостатком схемы (рис. 2.45) является трудность установки требуе мого напряжения срабатывания защиты. Стабилитроны выпускаются толь ко на определенные значения пробивного напряжения, причем с большим допуском. При этом требования к напряжению срабатывания защиты мо гут быть очень жесткими. Например, при питании устройства, выполнен ного на микросхемах ТТЛ-логики Uвых должно быть равно 5 В при воз можном отклонении его значения от номинального на 5 – 10%. Таким об разом напряжение срабатывания защиты должно быть не менее 5,5 В. При этом надо учесть и дополнительные колебания напряжения, обу словленные переходными процессами в ИП. Следовательно, с учетом за паса на выбросы напряжения порог срабатывания защиты не должен быть меньше 6 В. С другой стороны выходное напряжение не должно превы шать 7 В (максимальное напряжение, которое способны выдержать ТТЛ микросхемы). При использовании в качестве стабилитрона 1N5232В с на пряжением стабилизации 5,6 В ± 5% (высокая точность) и тиристора 2N4441 при R=68 Ом порог срабатывания защиты находится в интервале от 5,9 В до 6,6 В. Поэтому при достаточно жестких требованиях к порогу срабатывания необходима индивидуальная настройка схемы защиты, что значительно усложняет изготовление таких ИП.

Интегральные схемы-датчики перенапряжения. Одним из направ лений преодоления недостатков схемы (рис.2.45) является использование специальных триггерных ИМС защиты, таких как МС3423-5, TL431 и дру гих. Данные микросхемы следят за выходным напряжением стабилизатора и напрямую управляют тиристором. Например, ИМС МС3425 имеет регу лируемый порог и время срабатывания, а также имеет вывод для сиг нализации о недопустимом уменьшении напряжения питания. МС3425 со держит встроенный источник опорного напряжения, несколько компара торов и драйверов. Для работы ИМС требуется подключение только двух внешних резисторов.

Модули защиты от перенапряжения. Выпускаются различными фирмами-изготовителями ИМС (Lambda, Motorola и др.). Модули защиты очень удобны в использовании, так как имеют всего два вывода и подклю чаются параллельно выходу стабилизатора. Необходимо лишь подобрать подходящий по параметрам модуль: напряжение срабатывания и макси мальный допустимый ток. Например, самые слаботочные модули фирмы Lambda выдерживают ток 2 А и имеют фиксированные значения напряже ния срабатывания 5, 6, 12, 15, 18, 20, 24 В. Серия МРС200 (фирмы Mo torola) выпускается на напряжения 5, 12 и 15 В и рассчитаны на ток 7,5, 15, 35 А. Точность срабатывания модулей достаточно высокая. Например, мо дуль фирмы Lambda, рассчитанный на 5 В, срабатывает при напря жении 6,6±0,2 В.

Ограничители. Другим вариантом защиты от перенапряжения явля ется использование мощного стабилитрона или его аналога. При этом ав томатически решается задача предотвращения срабатывания защиты на кратковременных выбросах напряжения, так как стабилитрон мгновенно переходит в непроводящее состояние, как только прекращается всплеск напряжения.

На рис. 2.46 показана схема аналога мощного стабилитрона построенного на транзисторе с большим допустимым коллекторным током. Основным недостатком схемы является то, что в аварийном режиме транзистор будет рассеивать значительную мощность (UстIпор) и может быть поврежден.

Имеют место и трудности, связанные с обеспечением теплового режима схемы защиты при ее срабатывании.

VT + VD R Рис. 2.46. Аналог мощного стабилитрона на транзисторе.

2.8 Стабилизаторы напряжения на интегральных микросхемах Применение ИМС существенно улучшает параметры стабилизаторов напряжения и упрощает их схемотехнику. Как отмечалось выше, компен сационный стабилизатор представляет собой следящую систему, которая автоматически поддерживает постоянное значение выходного напряжения.

Снижая до минимума сигнал рассогласования U = K1Uвых K2Uоп, где K1 и K2 – коэффициенты пропорциональности (в частном случае K1 = K2 = 1, если не осуществляется деление соответствующих напряже ний). Качество стабилизации зависит от параметров усилителя сигнала рассогласования U. Поэтому применение ИМС, например, операцион ных усилителей в качестве устройств формирования сигналов управления проходными транзисторами, увеличивает коэффициент стабилизации ста билизаторов и снижает их выходное сопротивление. Кроме этого для по строения ИП широко используется интегральные стабилизаторы напряже ния.

Стабилизатор напряжения с регулирующим ОУ. На рис. 2. представлена схема простого стабилизатора напряжения с регулируемым ОУ. Схема состоит из ОУ, включенного по схеме неинвертирующего уси лителя (для опорного напряжения Uоп) с отрицательной обратной связью по напряжению. Сигнал обратной связи снимается с положительного по люса нагрузки Rн, и ОУ таким образом «отрабатывает» выходное напряже ние в соответствии с зависимостью: Uвых = Uоп(1+R2 / R1). Необходимый при этом значении Uвых ток нагрузки обеспечивается проходным транзи стором VT, включенным по схеме эмиттерного повторителя. При больших токах нагрузки этот транзистор может быть составным. Питание ОУ осу ществляется не симметричными относительно земли напряжениями, а по ложительным однополярным напряжением. Это накладывает ограничение на полярность входного и опорного напряжений, которая может быть только положительной. ОУ будучи достаточно хорошим усилителем на пряжения, поддерживает величину выходного напряжения практически постоянной. При этом стабилизатор эффективно подавляет пульсации Uвх, оставшиеся после выпрямления и низкочастотной фильтрации пониженно го напряжения питающей сети. Колебания Uвх практически не влияют на стабильность Uвых, так как дрейф выходного напряжения ОУ, вызванный изменением напряжения питания крайне мал.

Uвх + DA VT + + Uоп Rн R1 + Uвых R Рис.2.47. Базовая схема компенсационного стабилизатора напряжения с регулирующим ОУ.

Учитывая, что ОУ получает однополярное питание, положительное напряжение питания ОУ можно увеличить примерно в два раза. Таким об разом, стандартные ОУ, рассчитанные на питание ±15 В, можно использо вать в схемах с Uвх до 30 В.

Многие интегральные ОУ имеют внутренние схемы ограничения вы ходного тока (типовое значение 7 – 20 мА), благодаря чему устанавливает ся некоторое предельное значение тока базы проходного транзистора Iб.

Следовательно, для схемы (рис.2.46) ток нагрузки также ограничен уров нем Iб. Поэтому для обеспечения потребного значения тока нагрузки не обходим обоснованный выбор величины коэффициента передачи тока.

Однако этого не достаточно для ограничения выходного тока стаби лизатора при коротком замыкании в нагрузке. При коротком замыкании выхода проходной транзистор будет стремиться к тепловому пробою.

Кроме этого, для одного и того же типа транзисторов разброс довольно велик и сам является функцией температуры и коллекторного тока.

На рис.2.48 представлена улучшенная схема стабилизатора. Ток на грузки проходит через датчик тока (резистор R3), величина которого выби рается в зависимости от величины заданного максимального выходного тока. Если падение напряжения на R3 достигает примерно 0,6 В (прямое напряжение эмиттерного перехода открытого кремниевого транзистора), VT1 открывается и шунтирует эмиттерный переход проходного транзи стора VT2. Таким образом максимальный ток нагрузки Iнмакс 0,6 / R3.

Uвх + DA VT + + VT Uоп R1 + R Rн + R Uвых Рис.2.48. Стабилизатор со схемой ограничения тока нагрузки.

Мощность, рассеиваемая проходным транзистором РVT2 = Iн(Uвх - Uвых), достигает максимального значения в режиме короткого замыкания выхода:

РVT2КЗ = IнмаксUвх. Поэтому в режиме короткого замыкания мощность, рассеиваемая проходным транзистором, может превышать максимально допустимую. Чтобы сохранить стабилизатор от повреждения в данном режиме необходимо одновременно с уменьшением выходного напряжения уменьшить уровень ограничения выходного тока. В этом случае получа ется так называемая «падающая» характеристика стабилизатора (рис.2.49).

Uвых Iвых (Iн) Iнмакс Рис.2.49. «Падающая» характеристика стабилизатора напряжения.

Увеличение рассеиваемой мощности РVT2 может произойти не только вследствие значительного уменьшения Uвых. Защита проходного транзи стора от превышения максимально допустимой рассеиваемой мощности в этом случае достигается тем, что уровень ограничения максимального тока нагрузки делает зависимым разность напряжений Uвх - Uвых (рис.2.50).

Uвх + DA VD VT + + R Uоп R R VT R Rн + R Uвых Рис.2.50. Стабилизатор с коррекцией области безопасной работы проходного транзистора.

В стабилизаторе осуществляется коррекция области безопасной ра боты транзистора Iнмакс = F(Uвх – Uвых).

Стабилитрон VD находится под разностью напряжений вход–выход.

Если эта разность меньше напряжения стабилизации стабилитрона Uст, он заперт и цепочка элементов VD, R5 не влияет на величину выходного тока.

В случае, если (Uвх – Uвых)> Uст стабилитрон начинает проводить ток, ве личина которого определяется Uвх, Uст, R5 и R4. При этом на резисторах R и R4 создается дополнительное падение напряжения, являющиеся для эмиттерного перехода VT1 прямым. Таким образом, VT1 открывается при меньших значениях тока нагрузки.

Интегральные стабилизаторы: принципы построения. Интеграль ные стабилизаторы напряжения – широко распространенные ИМС. Они дешевы, удобны в использовании, надежны. Практически все инте гральные стабилизаторы имеют встроенные цепи защиты:

1) от короткого замыкания в нагрузке;

2) от перегрева;

3) коррекцию области безопасной работы проходного транзистора.

Однако не всегда все эти три вида защиты имеются в конкретном ин тегральном стабилизаторе. Наиболее широкое распространение получила защита выхода от короткого замыкания в нагрузке.

Интегральный стабилизатор может быть сделан на основе схемы с ре гулирующим ОУ. Для чего необходимо выполнить в едином кристалле стабилизатор (рис.2.50) и вывести наружу минимум три вывода (рис.2.51).

DA Вход VD (IN) + VT + R Uоп R R VT R ИМС R2 Выход (OUT) Общий (СОМ) Рис.2.51. Интегральный стабилизатор напряжения.

Микросхему (рис.2.51) называют стабилизатором положительного напряжения, так как относительно общего вывода (СОМ) на его входном и выходном выводах положительный потенциал. Выпускаются также стаби лизаторы отрицательного напряжения, двуполярные стабилизаторы (сим метричные положительное и отрицательное напряжения относительно об щего вывода), многоканальные стабилизаторы (обеспечивают несколько различных по величине выходных напряжений).

Трехвыводные стабилизаторы выпускаются на фиксированные зна чения выходного напряжения, большей частью от 5 до 24 В. Применение интегральных стабилизаторов значительно упрощает задачу построения стабилизированных источников питания. На вход ИМС стабилизатора по дается выпрямленное напряжение несколько большее по величине выход ного напряжения (минимальный перепад от 0,5 – 3 В с учетом пульсаций и возможных просадок). К выходу микросхемы подключается нагрузка (рис.2.52). Конденсаторы С1 и С2 гасят броски напряжения, вызванные пе реходными процессами, и предотвращают возбуждение ИМС.

DA + + IN OUT ИС СОМ Выпря Rн митель С С _ _ Рис. 2.52. Включение трехвыводной ИМС для стабилизации напряжения.

Для каждого стабилизатора в справочниках указывается рекомендуе мый тип конденсаторов и значения их емкостей. Иногда вместо С1 и (или) С2 используют два параллельно включенных конденсатора: оксидный ем костью несколько мкФ и керамический емкостью около 0,1 мкФ.

Наряду с трехвыводными стабилизаторами, рассчитанными на фик сированное значение выходного напряжения, промышленностью выпуска ется четырех - и более выводные микросхемы, в которых по крайней мере реализуется функция изменения выходного напряжения. Такие ста билизаторы называются регулируемыми. Следует отметить, что и среди трехвыводных микросхем есть регулируемые стабилизаторы – с малым фиксированным значением выходного напряжения (порядка 1,2 В). При этом изменение напряжения на нагрузке осуществляется за счет искусст венного изменения потенциала вывода СОМ стабилизатора относительно общего (заземленного) полюса нагрузки.

Простейший четырехвыводной стабилизатор, как и трехвыводной может быть получен из схемы (рис.2.50), если наряду с выводами IN, OUT и СОМ осуществить отвод от кристалла четвертого вывода – регулировки (ADJ) (рис.2.53). Регулировка выходного напряжения осуществляется за счет изменения величин теперь уже внешних по отношению к ИМС сопротивлений R1 и R2 (рис.2.54).

Для рассматриваемой схемы Uвых = Uоп( 1+ R2 / R1). Если в качестве резистора R2 использовать потенциометр, можно плавно изменять выход ное напряжение. Учитывая, что для Uоп ОУ является усилителем напря жения, с целью расширения диапазона регулирования выходного напря жения величину Uоп не следует задавать более 1,0 – 1,5 В DA Вход VD (IN) + VT + R Uоп R VT R ИМС Выход (OUT) 4 Общий Регулировка (СОМ) (ADJ) Рис.2.53. Четырехвыводной регулируемый стабилизатор напряжения.

DA + OUT + IN ИС СОМ 3 4 ADJ R С Выпря С митель Rн R _ _ Рис.2.54. Включение четырех выводной ИМС для стабилизации напряжения.

Применение интегральных стабилизаторов. Как отмечалось ранее, применение ИС упрощает схемотехнику ИП и позволяет улучшить их электрические параметры. Даже самые простые и дешевые ИС стоимостью до 60 центов имеют достаточно хорошие электрические параметры:

коэффициент подавления пульсаций от 40 до 80 дБ, выходное сопроти вление от 15 до 30 мОм.

Источники питания на трехвыводных ИС. На рис. 2.55 и 2.56 пред ставлены схемы простейших стабилизированных ИП на трехвыводных ИС.

VD1…VD DA U ~ +Uвых ИС 220B, 50Гц + + + Rн C C1 C Рис. 2.55. Источник питания со стабилизатором положительного напряжения.

Конденсатор С1 емкостью несколько сотен мкФ служит для сглажива ния выпрямленного напряжения. Конденсаторы С2 и С3 емкостью не сколько мкФ способствуют стабильной работе ИС. Они должны распола гаться как можно ближе к выводам ИС, а лучше припаиваться непосредст венно к ним. В указаниях по использованию для большинства стабилиза торов отмечается, что если длина проводников соединяющих конденсатор фильтра С1 с ИС не превышает 70 мм, то необходимости в использовании конденсатора на входе стабилизатора С2 нет.

Отечественной и зарубежной промышленностью выпускаются сотни разновидностей трехвыводных ИС, рассчитанных на выходные напряже ния от 5 до 24 В и отдаваемый ток от 0,1 до 2,0 и более ампер. Для реали зации ИП (рис. 2.55 и 2.56) с выходным током до 1 А часто используются классические ИС стабилизаторов положительного µА78хх и отрицатель ного µА79хх напряжений (две последние цифры указывают на величину выходного напряжения ).

Используя два трехвыводных стабилизатора, можно построить двупо лярный источник питания (рис.2.57, 2.58).

Аналогично рис. 2.58 может быть построен двуполярный ИП на ста билизаторах отрицательного напряжения.

Изменение выходного напряжения в ИП на интегральных стабилиза торах. Как отмечалось выше при использовании четырехвыводных стаби лизаторов (рис.2.53 и 2.54), регулировка выходного напряжения осуществ ляется изменением соотношения величин сопротивлений R2/R1 (коэффи циента передачи напряжения делителя Uвых). Другим способом регулиро вания выходного напряжения является изменение опорного напряжения, если ИС позволяет такое изменение осуществлять.

VD1…VD DA U ~ - Uвых 220B, 50Гц ИС C1 C C Rн ++ + Рис. 2.56. Источник питания со стабилизатором отрицательного напряжения.

ИС C C1 C5 + Uвых VD1…VD DA + + + Общий U ~ 220B, 50Гц C C2 C + + + DA - Uвых ИС Рис.2.57. Двуполярный источник питания на стабилизаторах положительного и отрицательного напряжений.

На рис.2.59 показана внутренняя структура ИС µА723 (фирма Fairchild, 1967) и схема его включения.

Как видно из рис.2.59 у стабилизатора имеется вывод опорного на пряжения, которое может быть уменьшено с помощью внешнего рези стивного делителя (на схеме не показан) в требуемое число раз. Кроме этого имеется возможность изменения величины максимального выход ного тока (резистор R2). Резисторы R3, R4 задают коэффициент усиления дифференциального усилителя для поданного на его неинвертирующий вход «внешнего» опорного напряжения. Конденсаторы С1 (емкостью около 100 пФ) и С2 (10 мкФ) необходимы для устойчивой работы ИС.

VD1…VD DA + Uвых ИС C C1 C + + + U ~ Общий 220B, 50Гц VD5…VD DA ИС C C2 C + + + - Uвых Рис.2.58. Двуполярный источник питания на стабилизаторах положительного напряжения.

+ Uвх R DA VT + VT + Uоп µА R + Uвых C + R C R Рис.2.59. ИС µА723 и ее включение для стабилизации напряжения.

Регулирование Uвых в схеме (рис.2.59) возможно :

1) делением напряжения Uоп или подачей на неинвертирующий вход дифференциального усилителя внешнего опорного напряжения;

2) изменением отношения сопротивлений R3/ R4;

3) одновременным изменением как опорного напряжения на «+» входе усилителя, так и отношения сопротивлений R3/ R4.

Следует отметить, что в аналогичных схемах (рис 2.59) на глубину регули ровки Uвых может оказывать ограничение возможное минимальное значе ние опорного напряжения. Так (по заявлению фирмы разработчика) для стабилизатора µА723 минимальное значение Uоп, поданного на вход уси лителя, равно 2 В. Это означает, что выходное напряжение не может быть меньше двух вольт.

При необходимости возможно изменение Uвых в схемах с трехвывод ными стабилизаторами. Одним из способов коррекции (подрегулировки) выходного напряжения является включение стабилитрона (или нескольких стабилитронов) в цепь общего вывода ИС (рис 2.60).

DA DA Uвых Uвх IN Uвых OUT Uвх IN OUT + ИС + + ИС + COM Uст DA COM б Uст DA а VD Rб VD Uст VD Uст VD Рис.2.60. Включение стабилитрона в цепь вывода СОМ стабилизатора а – с током стабилизации, равным току потерь ИС;

б – с увеличенным током стабилизации.

Общим для обеих схем (рис.2.60) является то, что вывод СОМ ИС подключен к искусственной (виртуальной) земле, «сдвинутой» относи тельно действительной земли на величину напряжения стабилизации ста билитрона UстVD. Выходное напряжение при этом равно сумме напряже ний UстVD+UстDA. Сам ИС даже «не имеет понятия» об истинном значе нии Uвых. Его задачей является обеспечение постоянного напряжения ме жду выводами OUT и COM, чем ИС и «занимается».

В схеме (рис. 2.60, а) величина обратного тока, протекающего через стабилитрон VD, определяется током потребления ИС, который называют так же током потерь. Величина этого тока в общем случае единицы мА и может изменяться в зависимости от режима работы ИС. В схеме (рис. 2.60, б) через стабилитрон протекает дополнительный ток стабилиза ции, определяемый величиной сопротивления балластного резистора UстDA/Rб. Благодаря этому повышается качество стабилизации напряже ния UстVD, а следовательно, и выходного напряжения.

В схеме (рис. 2.61) осуществляется ступенчатое изменение выходного напряжения. В качестве примера взято три стабилитрона, хотя их количе ство может быть и другим.

DA DA Uвых Uвх IN Uвых Uвх IN OUT OUT + ИС + + ИС + COM COM а SA б VD SA SA VD SA VD VD1 VD VD Рис. 2.61. Ступенчатое изменение выходного напряжения а - последовательное включение стабилитронов;

б - параллельное включение стабилитронов.

В общем случае выходное напряжение (рис. 2. 61, а) может иметь восемь значений (см. табл. 2.1). В частности, если все стабилитроны одинаковы, то число возможных значений Uвых сокращается до четырех.

Таблица 2.1.

Возможные значения напряжения Uвых в схеме (рис. 2.61, а) SA1 SA2 SA Uвых замкнут замкнут замкнут UстDA разомкнут замкнут замкнут UстDA+ UстVD замкнут разомкнут замкнут UстDA+ UстVD замкнут замкнут разомкнут UстDA+ UстVD разомкнут разомкнут замкнут UстDA+ UстVD1+ UстVD замкнут разомкнут разомкнут UстDA+ UстVD2+ UстVD разомкнут замкнут разомкнут UстDA+ UстVD1+ UстVD разомкнут UстDA+ UстVD1+ UстVD2+ UстVD3 разомкнут разомкнут В схеме (рис. 2.61, б) «сдвиг» потенциала виртуальной земли относи тельно общей шины изменяется благодаря подключению стабилитронов с разными значениями напряжения стабилизации. Как и в схеме (рис. 2.61, а) возможно получение Uвых=UстDA (крайнее правое положение пе реключателя SA). При реализации схемы (рис 2.61, б) необходимо иметь в виду, что при коммутации переключателя не должно быть промежутков времени, когда вывод СОМ ИС не соединен с минусовым проводом, так как не все ИС выдерживают такой режим.

На рис. 2.62 представлена схема источника питания с плавной регулиров кой выходного напряжения в интервале от UстDA до UстDA + UстVD. Эле менты R1, VD, R2 образуют параметрический стабилизатор с регули руемым выходным напряжением. Uвых отличается от UстDA на величину этого напряжения.

DA OUT IN ИС +Uвых COM + R C U ~ 220B, 50Гц + VD C R Рис.2.62. Источник питания на трехвыводном стабилизаторе с регулируемым выходным напряжением.

Другим способом регулирования Uвых является использование рези стивного делителя напряжения (рис. 2.63).

Резисторы R1 и R2 образуют делитель выходного напряжения. К вы ходу этого делителя подключается вывод СОМ ИС. Выходное напряжение схемы:

Uвых UстDA + Iд R2, где Iд - ток, протекающий через делитель напряжения.

Расчет сопротивлений резисторов R1 и R2 целесообразно производить в следующем порядке:

1) задаться током, протекающим через делитель напряжения Iд(3 – 5)Iп, где Iп – ток потерь (ток потребления) ИС;

2) определить сопротивление резистора R1Uст DA/Iд;

3) проверить, попадает ли значение R1 в диапазон, оговоренный в ре комендациях по использованию конкретного ИС (для отечественных ИС серии 142ЕН R1=100 – 300 Ом);

4) в случае, если сопротивление R1 выходит за рамки рекомендуемых значений, задаться новым значением Iд;

5) рассчитать сопротивление резистора R2 по формуле:

R2= (Uвых - Uст DA)/Iд;

DA Uвх IN Uвых OUT В расчетных соотношениях не учи ИС + тывается Iп, точную величину которого + COM определить сложно в силу разброса зна + + R чений данного параметра для ИС одного C C и того же типономинала, и зависимости Iп от режима работы стабилизатора. По R этому для повышения точности расчетов Iд берется в несколько раз больше Iп. Од нако даже при значительном преоблада Рис. 2.63. Регулирование Uвых с нии Iд над Iп для установки точного зна помощью делителя напряжения.

чения Uвых может понадобиться подре гулировка (например, подбор резистора R2), так как имеет место разброс значений R1, R2 и UстDA (например, напряжение стабилизации отечест венной микросхемы К142ЕН8Е равно 15±0,60 В).

Рассмотрим конкретный пример. Пусть необходимо рассчитать со противление резисторов R1 и R2 схемы (рис. 2.63) для ИС 142ЕН5А при Uвых=10 В (Iп10 мА, Uст DA=5 В). Задавшись Iд = 40 мА, получим:

R1=5 В/40 мА=125 Ом и R2=(10 В – 5 В)/40 мА=125 Ом. При этом допус тимая рассеиваемая мощность обоих резисторов должна быть не менее 0,25 Вт.

Более сложная схема регулирования Uвых показана на рис. 2.64.

На вход DA поступает нестабилизированное выпрямленное напряже ние, а на вывод СОМ ИС подается сигнал с выхода схемы регулируемый переменным резистором R2 и усиленный по току транзистором VT.

Падение напряжения на резисторе R1: UR1=UстDA+UбэVT, а ток, проте кающий через него: IR1=UR1/R1. Учитывая, что Uвых=UR1+UR2 получим:

R1 + R Uвых = (UстDA + UбэVT ).

R Таким образом, минимальное выходное напряжение схемы равно UстDA+UбэVT, а максимальное определяется сопротивлением R2 (UвыхUвх-U, где U – необходимый минимальный перепад напряже ний вход-выход для данного ИС).

DA +Uвх IN OUT +Uвых ИС COM R + С VT + R С Рис.2.64. Регулирование Uвых с использованием транзистора.

Во всех схемах с трехвыводными DA IN OUT стабилизаторами выходное напряжение ИС +Uвх не могло быть ниже напряжения стабили +Uвых COM зации самого ИС. Если необходимо по – Uоп лучить Uвых

Рис. 2.65. Получение Для схемы (рис.2.65) Uвых = Uст DA - Uоп.

Uвых

ходного напряжения. Если по опреде ленному закону изменять потенциал вывода СОМ ИС относительно обще го провода схемы, можно осуществлять функциональное управление вы ходным напряжением. В качестве примера рассмотрим схему (рис. 2.66). Выходное напряжение в момент включения схемы равно UстDA+Uкэ нас, где Uкэ нас – напряжение между коллектором и эмиттером транзистора VT в режиме насыщения. В момент включения схемы конден сатор С2 начинает заряжаться через резистор R3, падение напряжения на котором является прямым для эмиттерного перехода транзистора. Транзи стор VT открывается и шунтирует резистор R2. Затем по мере заряда кон денсатора С2 сопротивление перехода коллектор-эмиттер транзистора уве личивается, и выходное напряжение возрастает (рис. 2.67).

Максимальное выходное напряжение задается резисторами R1 и R2.

Время «установления» выходного напряжения tуст задается величинами сопротивления R3 и емкости С2. Стабилизатор (рис. 2.66) может использо ваться для «щадящего» включения нагрузки с плавным выходом на рабо чее напряжение.

DA +Uвх IN OUT +Uвых. ИС R COM + + С С R VT R + С Рис. 2.66. Функциональное изменение выходного напряжения.

Uвых Uвых макс UстDA + Uкэнас t tуст Рис. 2.67. Временная диаграмма изменения выходного напряжения схемы (рис. 2.66).

Повышение нагрузочной способности интегральных стабилизаторов.

Максимальный выходной ток ИС ограничен (типовое значение 1 – 2 А).

При необходимости получения больших выходных токов дополнительно к ИС подключают мощные проходные транзисторы (рис. 2.68).

Отечественной и зарубежной промышленностью выпускаются ИС с вы ходным током до 5 – 10 А. Однако они относительно дороги, и использо вание их затруднительно, так как максимальная рабочая температура для таких кристаллов меньше, чем для мощных транзисторов, а допустимая рассеиваемая мощность отличается от аналогичного параметра для транзи сторов примерно на порядок.

Сопротивление резистора R выбирается таким, чтобы при некотором значении выходного тока Iвкл, например 100 мА, падение напряжения на нем было достаточно для открывания транзистора VT. При токах нагрузки менее Iвкл схема работает как обычно. Транзистор VT закрыт, и весь ток нагрузки протекает через стабилизатор. При токе нагрузки Iн более Iвкл транзистор VT открывается, и через него начинает протекать ток, величина которого равна: Iк=Iн-Iвкл.

Трехвыводный стабилизатор поддерживает заданное значение Uвых, а необходимый ток нагрузки обеспечивается в основном транзистором. ИС при этом даже «не знает» истинного значения тока нагрузки.

VT DA +Uвх R IN OUT +Uвых ИС + + COM С1 С Рис. 2.68. Использование внешнего проходного транзистора для повышения нагрузочной способности ИС.

Схема (рис. 2.68) не содержит никаких цепей защиты транзистора от короткого замыкания в нагрузке. Короткое замыкание выхода схемы явля ется самым тяжелым режимом работы для мощного транзистора, через ко торый в этом случае протекает самый большой ток, а падение напряжения на его переходе коллектор-эмиттер достигает величины Uвх. Для защиты проходного транзистора от короткого замыкания в нагрузке используют схему ограничения выходного тока (рис. 2.69).

+Uвх R VT VT DA R IN OUT +Uвых ИС + + COM С С Рис. 2.69. Ограничение выходного тока в схеме с проходным транзистором.

Если значение выходного тока не превышает заданного предельного значения, падение напряжения на резисторе R1 мало, транзистор VT1 за крыт и схема функционирует аналогично стабилизатору (рис. 2.68). При увеличении тока нагрузки до заданного предельного значения транзистор VT1 открывается падением напряжения на резисторе R1, его переход кол лектор-эмиттер шунтирует эмиттерный переход проходного транзистора, VT2 закрывается, и величина его коллекторного тока уменьшается.

Рассмотрим конкретный числовой пример. Пусть необходим стабили затор с Uвых = 5 В при токе до 5 А. Входное напряжение равно 15 В. Вы берем проходной транзистор VT2 (рис. 2.69), способный при коротком за мыкании выхода рассеивать мощность:

Pрас.кз = Uвх Iвых.макс. = 15В 5А = 75Вт.

Следовательно, с учетом некоторого запаса необходим транзистор с допустимой мощностью рассеяния 90 – 100 Вт. Этому условию удовлетво ряет биполярный транзистор проводимости p-n-p КТ818А (Pрас =100Вт, h21э=15 при Iк=5А, Iк макс=15А, Uбэ=0,9В при Iк=5А). Опреде макс лим необходимый базовый ток VT2 Iб2 при величине его коллекторного тока Iк2, равной 5 А: Iб2=Iк2/h21э0,33 А. Ток выхода ИС Iвых выберем с таким избытком, чтобы он перекрывал возможные отклонения параметров элементов и напряжения Uбэ2. Пусть этот запас равен 20 %, тогда Iвых=1,2Iб2, а ток протекающий через резистор R2 равен 0,2Iб2. Поэтому R2=Uбэ2/(0,2Iб2)=0,9 В/(0,20,33)=13,5 Ом.

Pages:     || 2 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.