WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

«Ярославский государственный университет им. П.Г. Демидова На правах рукописи Якимов Иван Михайлович ИССЛЕДОВАНИЕ И ОПТИМИЗАЦИЯ ЦЕПИ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО СИНХРОНИЗИРУЕМЫХ ГЕНЕРАТОРОВ В УСЛОВИЯХ ...»

-- [ Страница 2 ] --

Достигнут конец цепи? Да Закончить обработку Рис. 3.10. Блок–схема позвенного алгоритма оптимизации цепи последовательно соединенных генераторов. Блок–схема данного алгоритма оптимизации приведена на рис. 3.10. В этом случае настраивается только параметр текущего звена с целью - 105 минимизации дисперсии фазовых флуктуаций на выходе. Параметры предыдущих звеньев не изменяются. В данном случае качественный вид зависимостей остается прежним. Так же наблюдается эффект накопления шумов. Позвенный алгоритм показал себя несколько хуже гомогенного. Можно предположить, что позвенный алгоритм даст выигрыш в области малых усилений. Однако расчет статистических характеристик фазовых флуктуаций выходного сигнала цепи для малых усиления связан с большими временными затратами, поскольку в данном случае длительность переходных процессов в системе будет высока. Анализу цепей последовательно синхронизируемых генераторов произвольной длины с помощью аппарата марковских процессов препятствует ряд факторов. Основным из них является то, что такой анализ требует больших вычислительных мощностей, особенно для длинных цепей. Если расчет цепи из трех звеньев с помощью современных вычислительных средств (P4–2.4 ГГц, 512 Мб памяти) для систем 1-го порядка занимает несколько часов, то расчет статистических характеристик одного звена 2-го порядка занимает уже несколько суток. В связи с этим в ряде задач представляет интерес анализ линеаризованной модели цепи. В частности, это относится к случаю малых частотных, фазовых и аддитивных воздействий. 3.3. Статистические характеристики цепи последовательно синхронизируемых генераторов в линейном приближении для случая идентичных аналоговых звеньев Данный раздел посвящен анализу цепочки, состоящей из идентичных звеньев. Под идентичностью здесь понимается то, что все перестраиваемые генераторы, входящие в цепь, имеют одинаковые спектральные плотности фазовых шумов.

Sпг1 ( ) = Sпг 2 ( ) = L = Sпг ( ) (3.3.1) Кроме того, предполагается, что все звенья имеют одинаковые параметры. То есть СФС, являющиеся основой этих звеньев, имеют одинаковые полосы - 106 пропускания, параметры фильтров и т.д. Данный случай соответствует использованию однотипного оборудования в цепи. 3.3.1. Случай бесфильтровых колец синхронизации Как показано в главе 1, для анализа цепочки последовательно синхронизируемых генераторов можно воспользоваться линейными аналоговыми моделями звеньев. В случае, когда СФС, представляющие собой основу ячейки цепи, являются бесфильтровыми, можно аналитически проанализировать влияние различных источников шумов в системе на качество выходного сигнала. а) Анализ влияния шумов опорного генератора на качество выходного сигнала цепочки Будем считать, что все звенья имеют одинаковые параметры. В этом случае спектральная плотность шума на выходе N–го генератора в цепочке при наличии только шума опорного генератора в соответствии с (1.5.7) вычисляется по формуле S()=Sог()Lог(), где N 2. Lог ( ) = L AC ( ) N = 2 + 2 [ ] (3.3.2) Это коэффициент передачи фильтра нижних частот. Такая система может характеризоваться шумовой полосой [79]:

Lог ( ) d, Lmax 0 Пш = где Lmax – максимальное значение Lог(). В данном случае Lmax = 1. После несложных математических преобразований получается, что величина шумовой полосы системы по отношению к фазовому шуму опорного генератора имеет вид:

- 107 (2 N 3)! 1 П ш ( N, ) = ( N 1)!( N 2)! 2 2N.

(3.3.3) Из (3.3.3) видно, что с увеличением полосы удержания шумовая полоса увеличивается. Для анализа влияния числа генераторов N в цепочке рассмотрено поведение этой функции при больших N. Применение формулы Стирлинга позволило получить, что Пш ~ 1 N. То есть с увеличением длины цепочки шумовая полоса уменьшается, что приводит к улучшению фильтрации фазового шума опорного генератора, т. е. к уменьшению дисперсии фазовых флуктуаций на выходе. б) Анализ влияния шумов перестраиваемых генераторов звеньев на качество сигнала на выходе цепочки Как уже говорилось, будем считать, что все звенья цепи имеют одинаковые передаточные функции и спектральные плотности собственных шумов. Тогда i–ый генератор вносит следующий вклад в шум на выходе N–го генератора:

2 N i S S i ( ) = LBC ( ) [ L AC ( )] ( ) = пгi 2 + 2 N i 2 S пгi ( ) 2 + 2 (3.3.4) Просуммировав вклады от всех генераторов (3.3.4), и учитывая (3.3.1), получена следующая формула для вклада шумов перестраиваемых генераторов в спектральную плотность фазовых флуктуаций на выходе системы:

N i N 2 S пгN ( ) = Sпг ( ) = Lпг ( ) Sпг ( ). 2 + 2 i =1 2 + 2 (3.3.5) - 108 Преобразовав Lпг() используя формулу суммы геометрической N 2. Это коэффициент передачи прогрессии, получено, что Lпг ( ) = 1 2 + 2 фильтра верхних частот, который не может быть описан шумовой полосой. В работе определена частота среза данного фильтра. Поскольку данный коэффициент передачи описывает фактически передачу мощности, то частота среза определялась по уровню 0.5:

1 N 1. c = (3.3.6) С ростом частота среза увеличивается, что приводит к лучшей фильтрации низкочастотных составляющих шума. График зависимости С от N представлен на рис. 3.11.

Рис. 3.11. Зависимость С, нормированной на полосу удержания, от длины цепочки генераторов. Видно, что изменения и N оказывают противоречивое влияние на качество сигнала. С одной стороны при увеличении ухудшается фильтрация шумов опорного генератора, но с другой стороны, улучшается фильтрация шума, обусловленного перестраиваемыми генераторами звеньев. Аналогично увеличение N приводит к лучшей фильтрации фазовых флуктуаций опорного генератора, но при этом больше пропускаются на выход системы шумы перестраиваемых генераторов. Последний факт объясняется тем, что с - 109 увеличением длины цепочки увеличивается число перестраиваемых генераторов, каждый из которых является источником фазовых флуктуаций. Имеет место эффект «накопления шумов». в) Анализ влияния шумов каналов связи на качество сигнала на выходе цепочки При анализе считалось, что на каждом участке канала передачи между двумя генераторами вносятся шумы с одинаковыми спектральными плотностями Sc(). Это позволяет значительно упростить рассуждения. Тогда вклад шумов каналов передачи в спектральную плотность фазового шума сигнала на выходе N–го генератора выражается формулой:

2 i N i S ( ) = N S ( ) = L ( ) S ( ). S ( ) = [ L AC ( )] c c c c 2 + 2 i =1 i = (3.3.7) N 2 2 (1 где Lc ( ) = ). При использовании результатов, полученных 2 + 2 при анализе влияния шума опорного генератора, получено следующее выражение для шумовой полосы данной системы:

Пш = N (2i 3)! 1 1 ( ) 2i 3 ]). (1 + [ N 2 i =2 (i 1)!(i 2)! (3.3.8) С ростом N шумовая полоса уменьшается, однако увеличивается значение Lmax. График зависимости произведения LmaxПш показан на рис. 3.12. В итоге можно сказать, что увеличение длины цепочки генераторов все более усиливает низкочастотные составляющие шумов, вносимых каналами передачи.

- 110 Рис. 3.12. Зависимость произведения LmaxПш от числа генераторов в цепочке. С помощью разработанного программного обеспечения был проведен анализ и оптимизация статистических характеристик фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки последовательно синхронизируемых однотипных генераторов. В качестве критерия оптимальности выбирался минимум дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе. В работе рассмотрено несколько методов оптимизации. В первую очередь был проанализирован гомогенный алгоритм оптимизации. При данном методе оптимизации все СФС в цепи имеют одинаковую полосу удержания, т. е. их изменение происходит одновременно. Первоначально исследовалось поведение системы при наличии шумов 1-го порядка (a2 = a3 = 0). На рис. 3.13 показана зависимость нормированной дисперсии фазовых флуктуаций на выходе цепочки от параметра для различных длин цепи, обозначенных цифрами на графиках. Параметры воздействий на систему в данном случае: a0 = 140 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

b0 = 1 рад·c;

b1 = 30000 рад2;

c0 = 0 рад·c. Остальные параметры шумов равны нулю. Ключевой особенностью этого эксперимента является отсутствие канальных шумов.

- 111 20 20 2, рад/с, рад/с а) б) Рис. 3.13. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания СФС для различных длин гомогенной цепочки для большего а) и меньшего б) диапазона изменения параметров. С увеличением длины цепочки происходит быстрый рост оптимального значения. Данный факт объясняется тем, что цепочка быстро отфильтровывает шум опорного генератора, как показывает формула (3.3.3). Поскольку накопления канальных шумов не происходит, то работа процедуры оптимизации направлена на уменьшение влияния фазовых шумов перестраиваемых генераторов. В соответствии с (3.3.6) это достигается путем увеличения полосы удержания системы. В случае наличия шумов каналов передачи характерный результат оптимизации представлен на рис. 3.14. Здесь номерами на рисунке отмечены длины цепи, соответствующие графику. Общими для всех рисунков являются следующие параметры: b0 = 1 рад·c;

b1 = 30000 рад2. Как видно из графика, с ростом длины цепочки оптимальное значение полосы удержания используемых СФС уменьшается. Действительно, чем больше звеньев проходит сигнал, тем он становится зашумленнее. Поэтому при больших длинах цепочки приходится уменьшать полосу пропускания, чтобы компенсировать ухудшение входного сигнала звеньев. С другой стороны это не означает, что данный процесс идет при любых длинах цепочки. Как видно из рис. 3.14б) и г), при увеличении длины цепочки для малых длин оптимальное значение полосы удержания увеличивается. Особенно ярко этот - 112 эффект проявлен на рис. 3.14г). Малая мощность канального шума приводит к тому, что его накопление начинает сказываться только на больших длинах цепи. Однако при больших длинах цепочки оптимальное значение опять начинает уменьшаться. Этот результат объясняется необходимостью лучшей фильтрации канального шума.

2 1, рад/с 2, рад/с а) 20 б) 2 2 1, рад/с, рад/с в) г) Рис. 3.14. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания СФС для различных длин гомогенной цепочки при а) a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 139 рад·c;

б) a0 = 90 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 50 рад·c;

в) a0 = 1 рад·с;

a1 = 10000 рад2;

c0 = 139 рад·c;

г) a0 = 110 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 30 рад·c.

- 113 С ростом длины цепочки шум опорного генератора отфильтровывается все лучше, и его влияние на выходной сигнал уменьшается. В то же время канальный шум накапливается. Именно этот процесс приводит к уменьшению полосы удержания. Оптимальное значение этого параметра стремится к некоторой отличной от нуля величине, которая определяется балансом между влиянием накапливающихся шумов каналов и накапливающихся шумов собственных генераторов. Было рассмотрено поведение системы при наличии шумовых воздействий, имеющих спектральную плотность 2-го и третьего порядка. При этом основное внимание уделялось случаям, когда зависимость дисперсии фазовых флуктуаций на выходе 1-ой ячейки от качественно отличается от аналогичной зависимости для шумов 1-го порядка. На рис. 3.15 показаны результаты для наличия шумов 2-го порядка. При этом кривая зависимости дисперсии фазовых флуктуаций на выходе 1-ой ячейки от имеет 2 экстремума. Рисунки в правой колонке представляют собой увеличенные фрагменты левых рисунков. Как видно из графиков, с увеличением длины цепочки исчезает минимум на кривой зависимости дисперсии от полосы удержания. Этот факт объясняется тем, что данный экстремум существовал за счет параметров первой степени в спектральной плотности фазовых шумов (1.2.3). В то же время фильтрующие свойства СФС, лежащей в основе ячейки, приводят к тому, что основную роль в ее выходном сигнале начинает играть старший член спектральной плотности. Здесь параметры воздействий: a1 = 20000 рад2;

a2 = 50000 рад2/с;

b0 = 1 рад·c;

b1 = 30000 рад2. Как видно из (3.3.2) и (3.3.7), цепочка «вырезает» низкочастотные компоненты фазовых флуктуаций сигнала опорного генератора и каналов передачи и подавляет их высокочастотные составляющие. Таким образом, можно считать, что с некоторого номера ячейки основное влияние на качество сигнала оказывает именно старшая составляющая степени частоты в спектральной плотности фазовых шумов опорного генератора. В данном случае она значительно больше аналогичной составляющей для шумов перестраиваемых генераторов, поэтому оптимальным будет минимальное значение, позволяющее больше отфильтровать шумы сигнала опорного генератора и каналов передачи, которые так же велики по сравнению с белой составляющей шумов перестраиваемых генераторов.

- 114 Кроме того, здесь наблюдается эффект уменьшения дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки с ростом ее длины для оптимальных значений полосы удержания. Данный результат представлен на рис. 3.16. Здесь a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

a2 = 50000 рад2/с;

b0 = 1 рад·c;

b1 = 30000 рад2;

c0 = 139 рад·c.

, рад/с, рад/с а) 20 б), рад/с, рад/с в) г) Рис. 3.15. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания СФС для различных длин гомогенной цепочки при наличии входных воздействий 2-го порядка а) и б) a0 = 90 рад·с;

b2 = 29000 рад2/с;

c0 = 50 рад·c;

в) и г) a0 = 1 рад·с;

b2 = 11000 рад2/с;

c0 = 139 рад·c;

Как видно из графиков, для определенных значений дисперсия падает с увеличением длины цепочки. Это означает, что для соответствующих полос - 115 удержания СФС звеньев уменьшение шумов за счет фильтрации преобладает над накоплением шумов. С увеличением длины цепи выигрыш на каждую ячейку уменьшается, что связано с установлением равновесия между фильтрацией и накоплением шумов.

1, рад/с, рад/с а) б) Рис. 3.16. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания СФС для различных длин гомогенной цепочки при наличии входных воздействий 2-го порядка а) b2 = 11000 рад2/с;

б) b2 = 29000 рад2/с. Аналогичные результаты имеют место и для случая, когда спектральные плотности фазовых шумов генераторов представлены полиномами третьей степени. На рис. 3.17 показан такой вариант при использовании гомогенного алгоритма оптимизации. Здесь a1 = 20000 рад2;

a2 = 50000 рад3 / с;

a3 = 20000 рад4·/ с2;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

b2 = 25000 рад3 / c;

b3 = 23300 рад4 / c2.

- 116 1, рад/с, рад/с а) б) 1, рад/с, рад/с в) г) Рис. 3.17. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания СФС для различных длин гомогенной цепочки при наличии входных воздействий 3-го порядка а) и б) a0 = 1 рад·с;

c0 = 139 рад·с;

в) и г) a0 = 90 рад·с;

c0 = 50 рад·с. Как видно из рисунка, с увеличением длины цепочки в структуре кривых зависимости дисперсии фазовых флуктуаций от параметра остается только один минимум. Так же, как и в прошлом случае, он обусловлен соотношением старших степеней в представлении спектральных плотностей фазовых шумов опорного генератора и перестраиваемых генераторов. Кроме того, при увеличении длины цепочки дисперсия фазовых флуктуаций выходного сигнала при оптимальном значении полосы удержания сперва падает, а затем вновь начинает расти. Это соответствует моменту, когда - 117 улучшение качества за счет лучшей фильтрации входного сигнала ячеек становится меньше ухудшения качества за счет эффекта накопления шумов. 3.3.2. Случай колец синхронизации 2-го порядка Как и в разделе 2.4.1 анализ поведения цепочки звеньев на основе СФС 2го порядка будем проводить путем сравнения квадратов модулей коэффициентов передачи цепи для различных видов входных воздействий с теми же характеристиками бесфильтровых звеньев. Из формул (1.5.7)–(1.5.9) видно, что в квадраты АЧХ функций передачи различных шумов на выход цепочки входят степени функции LAС(). В работе был проведен анализ зависимости данных степеней от частоты. Результаты для СФС с RC–фильтром в цепи управления показаны на рис. 3.18. Видно, что в случае, когда существуют частоты, для которых LAС()>1, наблюдается резкий рост степеней этой функции. С точки зрения передачи шумов на выход цепочки это означает, что система начинает усиливать флуктуации определенных частот (близких к p). Очевидно, что такое поведение сети является недопустимым. В связи с вышесказанным на используемые в цепи системы фазовой синхронизации следует наложить следующее условие: Модуль коэффициента передачи линеаризованной модели системы фазовой синхронизации со входа на выход (из точки A в точку C на рис. 1.5 и 1.6) не должен превышать 1 для любых значений частоты.

N=2 LAC() N N=, рад/с Рис. 3.18. Графики LAС()N для = 30 рад/с., Т = 10/ и различных N.

- 118 Для СФС и RC–цепочкой это условие имеет вид:

2 < 1. ( T 2 ) 2 + При любых данное условие выполняется при T 0,5. Для LBС() не требуется выполнение условия быть меньше 1. Из формул (1.5.8) и (1.5.9) следует, что степени этой функции не входят в выражение для квадратов АЧХ передаточных функций шумов. Поэтому такого существенного усиления составляющих флуктуаций не происходит. Далее в работе произведена оценка влияния параметров фильтра на качество выходного сигнала целой цепи синхронизации. Оценка производилась с использованием формул (1.5.7)–(1.5.9) для квадратов модулей эквивалентных коэффициентов передачи соответствующих шумов на выход системы. В данном случае считается, что все СФС в цепи идентичны, то есть имеют одни и те же параметры. На рис. 3.19–3.21 представлены графики этих функций для различных длин цепи. Из этих рисунков видно, что при любом выборе значения параметра Т цепочка, использующая СФС с RC–фильтрами, пропускает больше низкочастотных составляющих фазовых шумов на выход, чем система с бесфильтровыми звеньями. СФС с RC–фильтрами позволяют несколько снизить уровень высокочастотных составляющих фазовых шумов каналов передачи и опорного генератора. В то же время фазовые шумы перестраиваемых генераторов цепи в любом случае подавляются меньше, чем при применении бесфильтровых систем.

- 119 N=1 N=3 Lог() N=, рад/с Рис. 3.19. Графики Lог() для бесфильтровой СФС (жирные линии) и СФС с RC–цепочкой (тонкие линии) для = 30 рад/с, T = 0.3/ и различных N.

N=5 N=3 Lпг() N=, рад/с Рис. 3.20. Графики Lпг() для бесфильтровой СФС (жирные линии) и СФС с RC–цепочкой (тонкие линии) для = 30 рад/с, T = 0.3/ и различных N.

- 120 N=5 N=3 Lс() N=, рад/с Рис. 3.21. Графики Lс() для бесфильтровой СФС (жирные линии) и СФС с RC–цепочкой (тонкие линии) для = 30 рад/с, T = 0.3/ и различных N. В результате исследования системы с RC–цепочкой в качестве фильтра в цепи управления сделаны следующие выводы: 1. Цепочка СФС с RC–фильтрами в цепи управления лучше подавляет высокочастотные составляющие шума опорного генератора, чем цепочка бесфильтровых систем. Низкочастотные составляющие этого шума пропускаются лучше. Аналогичные выводы можно сделать для канальных шумов. 2. Цепочка СФС с RC–фильтрами в цепи управления всегда пропускает на выход больше шумов перестраиваемых генераторов, чем цепочка бесфильтровых систем. 3. Учитывая используемые модели фазовых флуктуаций сигналов генераторов (1.2.2) и (1.2.3), система с данным типом фильтра дает худшее качество сигнала по сравнению с бесфильтровой системой, поскольку основная мощность шумов сосредоточена именно в низкочастотной области. В случае если в качестве фильтра в цепи управления СФС, являющейся основой звена, используется фильтр с пропорциональным каналом, получены следующие результаты. Условие, при котором LAС() не превышает 1 для любой частоты, имеет вид:

- 121 T (1 m) 0.5.

Как показано в главе 2, система фазовой синхронизации с данным типом фильтра в цепи управления может дать выигрыш перед бесфильтровой системой при рассматриваемых входных воздействиях, если m>1. В дальнейшем будем рассматривать именно такие системы. Анализ влияния параметров данного фильтра на качество сигнала на выходе всей цепочки дал следующие результаты. С использованием соотношений (1.5.7)–(1.5.9) были получены графики 3.22–3.24.

N=1 N=3 Lог() N=, рад/с Рис. 3.22. Графики Lог() для бесфильтровой СФС (жирные линии) и СФС с ПИФ (тонкие линии) для = 30 рад/с, T = 0.3/, m=2 и различных N.

- 122 Lпг() N=5 N=3 N=, рад/с Рис. 3.23. Графики Lпг() для бесфильтровой СФС (жирные линии) и СФС с ПИФ (тонкие линии) для = 30 рад/с, T = 0.3/, m=2 и различных N.

N=5 N=3 Lс() N=, рад/с Рис. 3.24. Графики Lс() для бесфильтровой СФС (жирные линии) и СФС с ПИФ (тонкие линии) для = 30 рад/с, T = 0.3/, m=2 и различных N. Из данных графиков видно, что цепочка СФС с ПИФ способна обеспечивать лучшее подавление низкочастотных составляющих фазовых шумов, чем бесфильтровая система. Кроме того, цепь СФС с указанным фильтром позволяет больше подавить фазовые шумы перестраиваемого генератора звена во всем диапазоне частот.

- 123 В результате исследования цепочки СФС с фильтром с пропорциональным каналом в цепи управления сделаны следующие выводы: 1. Цепочка СФС с ПИФ в цепи управления меньше подавляет высокочастотные составляющие шума опорного генератора, чем цепочка бесфильтровых систем. Низкочастотные составляющие этого шума ослабляются лучше. Аналогичные выводы можно сделать для канальных шумов. 2. Цепочка СФС с ПИФ в цепи управления всегда лучше отфильтровывает шумы перестраиваемых генераторов, чем цепочка бесфильтровых систем. 3. Учитывая используемые модели фазовых флуктуаций сигналов генераторов (1.2.2) и (1.2.3), система с данным типом фильтра позволяет улучшить качество выходного сигнала по сравнению с бесфильтровой системой, поскольку основная мощность шумов сосредоточена именно в низкочастотной области. В работе проведен анализ зависимости нормированной дисперсии фазового шума на выходе цепочки от параметров данного фильтра для различных длин цепочки. Результаты гомогенной оптимизации параметра T2 показаны на рис. 3.25. Здесь под гомогенной оптимизацией понимается то, что все звенья имеют одинаковый T2, но T у них разные. Значения параметров для каждой ячейки взяты оптимальными для бесфильтровых звеньев в случае применения квазигомогенного алгоритма оптимизации. Параметры шумовых воздействий: a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

c0 = 139 рад·с. Как и было показано, с ростом параметра Т оптимальное значение T2 увеличивается. Однако наиболее интересным в данном случае является тот факт, что с увеличением длины цепочки можно получить лучшее значение дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе. Объяснить это можно следующим образом. С ростом длины цепочки уменьшается значение параметра у каждого следующего звена. В результате звенья все больше подавляют входной фазовый шум, но все больше пропускают фазовый шум сигнала собственного перестраиваемого генератора. В то же время используемый тип фильтра позволяет значительно подавить данный тип шумов (см. рис. 2.32). Кроме того, уменьшение приводит к увеличению Т, что только усиливает данный эффект. Так же увеличение T и T2 (за счет m) - 124 приводит к подавлению низкочастотных составляющих входных фазовых шумов звеньев. Поскольку именно в этих составляющих сосредоточена основная мощность шумов, то данный эффект позволяет уменьшить дисперсию фазовых флуктуаций.

1 1 T2, с а) б) T2, с 1 T2, с в) Рис. 3.25. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума на выходе звеньев цепи от параметра Т2 при а) T = 0.1/;

б) T = 0.3/;

в) T = 0.5/.

- 125 Наличие оптимального значения Т2 объясняется тем, что с увеличением этой величины усиливается пропускание высокочастотных составляющих входного сигнала. В данном случае они в основном представлены белыми шумами канала передачи. Одновременно уменьшается влияния низкочастотных составляющих шумов, в которых сосредоточена их основная мощность. Баланс между этими процессами и определяет наличие оптимального значения Т2. В зависимости от параметров шумовых воздействий можно получить и другие картины развития событий. Так на рис. 3.26 представлены аналогичные графики для случая, когда a1 = 10000 рад2.

T2, с T2, с а) б) Рис. 3.26. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума на выходе звеньев цепи от параметра Т2 при а) T = 0.3/;

б) T = 0.5/. Как видно из рисунка, в этом случае эффект улучшения качества сигнала с увеличением длины цепочки выражен значительно более слабо. Это объясняется тем, что фазовые флуктуации входного сигнала цепочки уже были весьма малы в области низких частот, поэтому введение фильтров не привело к значительному выигрышу. Кроме того, при малой длине цепочки наблюдается рост значения дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепи с - 126 увеличением ее длины, обусловленный накоплением канальных шумов и шумов перестраиваемых генераторов. 3.4. Статистические характеристики цепи последовательно синхронизируемых генераторов в линейном приближении для индивидуальной настройки аналоговых звеньев В этом разделе рассматриваются следующие вопросы. Во-первых, рассмотрены иные алгоритмы оптимизации, которые приводят к тому, что различные звенья имеют разные параметры. Во-вторых, рассмотрена оптимизация цепи генераторов, имеющих разные параметры фазовых шумов [75]. Данные допущения не позволяют использовать упрощенные формулы (1.5.7)–(1.5.10). Поэтому результаты данного раздела получены с помощью компьютерного анализа более общей формулы (1.5.5) 3.4.1. Случай бесфильтровых колец синхронизации Было проведено исследование позвенного алгоритма оптимизации цепи синхронизируемых генераторов. Ключевым моментом здесь является возможность устанавливать параметры каждого звена в отдельности. В данном случае полоса удержания СФС выбиралась таким образом, чтобы минимизировать дисперсию фазовой ошибки на выходе текущего звена. Полученные зависимости нормированной дисперсии фазовой ошибки от для различных номеров СФС в цепочке показаны на рис. 3.27. Здесь номера на графике соответствуют порядковому номеру генератора в цепочке. Как видно, характер кривых не отличается от характера кривых для гомогенной цепочки. Только в данном случае у каждого звена цепочки свои значения параметров. Чем дальше в цепочке от опорного генератора находится СФС, тем меньше ее полоса удержания. Здесь фазовые шумы генераторов имеют спектральные плотности первого порядка. Общие параметры для всех рисунков: b0 = 1 рад·c;

b1 = 30000 рад2. Как и в случае гомогенного алгоритма оптимизации оптимальное значение уменьшается с при больших длинах цепочки, что обусловлено необходимостью лучшей фильтрации накапливающихся - 127 канальных шумов. Как видно из графиков, чем меньше уровень канального шума c0, тем медленнее уменьшается оптимальное значение полосы удержания.

2 2, рад/с а) б), рад/с 2, рад/с, рад/с в) г) Рис. 3.27. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания СФС для различных ячеек цепочки при использовании позвенной оптимизации а) a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 139 рад·c. б) a0 = 1 рад·с;

a1 = 10000 рад2;

c0 = 139 рад·c. в) a0 = 90 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 50 рад·c. г) a0 = 110 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 30 рад·c.

- 128 Так же при малых длинах цепочки оптимальное может увеличиваться. Этот эффект наиболее сильно виден на рис. 3.27г, где уровень канального шума меньше всего. Данный эффект вызван быстрым подавлением шума опорного генератора и медленным накоплением канальных шумов. Интересным представляется результат сравнения данных алгоритмов оптимизации. На первый взгляд алгоритм, использующий позвенную оптимизацию, должен был бы давать лучший результат. Однако исследование показало, что это не совсем так. На самом деле позвенная оптимизация дает выигрыш перед гомогенной оптимизацией только для длин цепочки не превышающих некоторого значения. На рис. 3.28 показаны зависимости нормированной дисперсии от длины цепочки для обоих методов оптимизации. Здесь a1 = 20000 рад2;

b0 = 1 рад·c;

b1 = 30000 рад2.

Длина цепи Длина цепи а) б) Рис. 3.28. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от длины цепочки при позвенной (1) и гомогенной (2) оптимизациях для а) a0 = 1 рад·с;

c0 = 139 рад·c;

б) a0 = 90 рад·с;

c0 = 50 рад·c. Данный результат объясняется следующим образом. Как уже говорилось, с увеличением номера ячейки в цепочке ее входной сигнал ухудшается, что объясняется явлением накопления шумов. Поэтому чем длиннее цепочка, тем меньше требуется делать полосу удержания СФС. Как видно из рис. 3.14 и 3.27, - 129 этот процесс наблюдается при использовании обоих методов оптимизации. Но в методе гомогенной оптимизации уменьшаются значения и у предыдущих звеньев. Фактически это означает, что уже звенья с малыми номерами начинают работать на суммарный конечный эффект. В методе позвенной оптимизации этого нет. Здесь значение полосы удержания текущей СФС никак не зависит от значений этого параметра для последующих устройств. Поэтому при больших длинах цепочки результат этого метода хуже. В то же время при малых длинах цепочки позвенная оптимизация позволяет получить лучший результат. В работе предложен другой метод оптимизации, полученный эмпирическим путем. Суть этого метода заключается в следующем. Очевидно, что для компенсации накопления шума необходимо, чтобы с ростом номера звена в цепочке его полоса удержания уменьшалась. Пусть L – оптимальная полоса удержания СФС, полученная методом гомогенной оптимизации для цепочки длины L. Пусть у нас есть цепочка длины M, звенья которой имеют те же параметры шумов, что и в гомогенной цепи. Для звена с номером L в этой цепочке установим значение полосы удержания равным L. На рис. 3.29 приведены результаты работы такого метода оптимизации. Здесь a1 = 20000 рад2;

b0 = 1 рад·c;

b1 = 30000 рад2. Назовем его квазигомогенным, подразумевая использование результатов гомогенной оптимизации. Видно, что данный метод оптимизации дает выигрыш перед гомогенным методом. Это объясняется тем, что при таком подходе учитывается структура сигнала на выходе каждого звена. Выигрыш данного метода можно оценить следующим образом. Будем смотреть, сколько звеньев можно добавить в цепь, оптимизированную квазигомогенным методов, чтобы дисперсия фазового шума на выходе стала не меньше дисперсии фазового шума на выходе гомогенной цепочки фиксированной длины. При использованных параметрах шумовых воздействий в системе выигрыш может составлять до 5 звеньев при длине цепи в 20 элементов. Анализ показывает, что обычно абсолютный выигрыш квазигомогенного метода в дисперсии уменьшается с ростом номера цепочки. Типичный пример нормированной разницы дисперсий приведен на рис. 3.30. Данный результат можно объяснить тем, что при гомогенной оптимизации полоса удержания - 130 первого звена находится дальше всего от оптимального значения для данного конкретного звена.

2 Длина цепи Длина цепи а) б) Рис. 3.29. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от длины цепочки при квазигомогенной (1) и гомогенной (2) оптимизациях для а) a0 = 1 рад·с;

c0 = 139 рад·c;

б) a0 = 90 рад·с;

c0 = 50 рад·c.

Длина цепи Рис. 3.30. Типичный вид зависимости нормированной разницы дисперсий фазовых шумов от номера звена для квазигомогенной и гомогенной оптимизаций.

- 131 Так же в работе проведен анализ качества сигнала в цепи, состоящей из разнотипных генераторов. В данном случае имеется в виду, что генераторы цепи обладают различными шумовыми характеристиками. Данный случай соответствует реальной структуре цепи синхронизации СЦИ, содержащей как генераторы сетевых элементов, обеспечивающие синхронизацию местного оборудования, так и вторичные генераторы, восстанавливающие качество сигнала. На рис. 3.31 показана типичная зависимость дисперсии фазовых шумов на выходе цепочки от полосы удержания используемых СФС для случая гомогенной оптимизации. Номерами на рисунке обозначены длины цепочки, соответствующие данному графику. В правой колонке расположены графики, представляющие собой увеличенный вариант участков графиков в левой колонке. Как видно из рис. 3.31а) и в), в случае, если сигнал снимается с высококачественного генератора оптимальное значение полосы удержания становится маленьким, что объясняется тем, что сигнал собственного генератора последнего звена очень качественный. Его нужно пропускать на выход, а менее качественный входной сигнал нужно подавлять. В данном случае получилось, что оптимальным является наименьшее из доступных значений полосы удержания (1 рад/с). Но этот факт не является общим. Все зависит от соотношения параметров входного воздействия и параметров собственных шумов звена. В данном случае параметры фазовых шумов вторичных генераторов были взяты равными параметрам шумов опорного генератора. Этот случай является как бы противоположным гомогенной цепи. Обычно качество сигнала вторичного генератора хуже, чем у опорного генератора, но лучше, чем у генератора сетевого элемента. На рис. 3.31б) и г) более крупно показаны участки, соответствующие поведению менее качественных звеньев цепочки. Стрелочками с номерами выделены кривые, характеризующие генераторы, между которыми находится более стабильный генератор. Как видно из рисунка, такое включение более качественных звеньев позволяет обеспечить определенный выигрыш, но он не велик (на уровне одного звена). На рис. 3.32 показан выигрыш в числе генераторов, который можно получить путем включения в цепь более качественных звеньев. По горизонтальной оси отложено количество генераторов сетевых элементов, - 132 расположенных между двумя вторичными генераторами. Фактически этот параметр определяет, как часто вторичные генераторы вносятся в цепь, т. е. какое количество их необходимо.

1 2 12, рад/с а), рад/с б) 1 2 6 3, рад/с 2, рад/с в) г) Рис. 3.31. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от для различных длин цепочки при соотношении обычных и более качественных генераторов а) и б) 5 к 1;

в) и г) 2 к 1.

- 133 По вертикальной оси отложен параметр, показывающий, на сколько длиннее такая цепь гомогенной цепи, состоящей только из генераторов сетевых элементов, при условии, что дисперсии фазовых флуктуаций на выходах этих систем одинаковы.

Выигрыш в длине цепи Длина участка однотипных генераторов Рис. 3.32. Зависимость выигрыша в длине цепи от числа звеньев между восстанавливающими генераторами при гомогенной оптимизации. Иная ситуация имеет место при позвенной оптимизации неоднородной цепи. Для тех же соотношений обычных и качественных звеньев имеем результаты, показанные на рис. 3.33. Номера означают порядковый номер генератора в цепочке. В данном случае кривые располагаются сериями. Ухудшение параметров наблюдается, но оно не большое. На рис. 3.33б) и г) показаны эти серии с большим приближением. Здесь позвенная оптимизация дает большой выигрыш перед гомогенной оптимизацией. Объяснить этот факт можно следующим образом. При гомогенной оптимизации все звенья (и обычные, и высококачественные) имеют одинаковое значение полосы удержания. В случае, когда все звенья имеют одинаковые шумовые характеристики, это позволяет получить выигрыш за счет совместной работы на конечный результат. Но если в цепи присутствуют звенья с существенно более качественным сигналом, то попытка обращаться с ними так же, как и с остальными звеньями, может привести к проигрышу в качестве. Что и - 134 продемонстрировано на примере, показанном на рис. 3.31 и 3.33. При использовании высокостабильных звеньев в качестве элементов восстановления качества сигнала использование позвенной оптимизации позволяет получить больший выигрыш, чем гомогенная и даже квазигомогенная оптимизация.

3 2 3, рад/с а), рад/с б), рад/с, рад/с в) г) Рис. 3.33. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от для различных длин цепочки в случае позвенной оптимизации при соотношении обычных и более качественных генераторов: а) и б) 5 к 1;

в) и г) 2 к 1.

- 135 Данный результат сильно зависит от шумовых параметров звеньев. В данном случае в качестве высококачественных звеньев использовались СФС с такими же шумовыми параметрами, как и у опорного генератора. В случае, когда эти СФС по качеству приблизятся к обычным звеньям, выигрыш позвенной оптимизации может уменьшиться и даже исчезнуть совсем. 3.4.2. Случай колец синхронизации 2-го порядка Проведено исследование применения алгоритма позвенной оптимизации к цепочке СФС 2-го порядка с ПИ–фильтрами в цепи управления [77]. Применение алгоритма позвенной оптимизации качественно дало те же результаты, что и для случая гомогенной оптимизации (рис. 3.34).

T2, с T2, с а) б) Рис. 3.34. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума на выходе звеньев цепи от параметра Т2 при а) T = 0.1/;

б) T = 0.5/.

С ростом длины цепочки выигрыш в величине дисперсии фазовых флуктуаций сигнала уменьшается, что соответствует приближению к некоторому балансному значению этой величины, обуславливаемому равновесием между входными воздействиями звеньев. Так же, как и в - 136 бесфильтровом случае, позвенная оптимизация проигрывает гомогенной при больших длинах цепочки. 3.5. Статистические характеристики цепи последовательно синхронизируемых генераторов в линейном приближении для случая идентичных дискретных звеньев. В работе рассмотрено поведение цепочки, состоящей из линеаризованных дискретных СФС. Данный раздел посвящен анализу статистических характеристик сигнала на выходе такой цепочки в случае, если все ее звенья имеют одинаковые параметры шумов. Кроме того, в этом разделе рассматриваются результаты применения гомогенного алгоритма оптимизации к такой цепочке. 3.5.1. Случай бесфильтровых колец синхронизации На рис. 3.35 проведено сравнение различных квадратов АЧХ (1.5.7)– (1.5.9), определяющих передачу фазовых шумов системы на выход цепочки, состоящей из бесфильтровых звеньев. В данном случае наблюдаются те же сходства и отличия дискретной модели от аналоговой, что были описаны в главе 2. Дискретная модель обладает меньшим подавлением фазовых шумов. Особенно это заметно в высокочастотной области. Наиболее сильно этот эффект проявляется для квадрата АЧХ, отвечающего за передачу фазовых шумов перестраиваемых генераторов на выход системы (рис. 3.35б). Расчеты показывают, что Lпг ( ) 1 N 1 = Это означает, что при приближении к 1 будет происходить очень большое усиление шумов на частотах, близких в д/2. Это означает, что по возможности следует делать полосу пропускания значительно меньше половины частоты дискретизации. используемых СФС - 137 N=1 N=3 L ог ( ) L пг ( ) N=5 N=5 N=3 N= а) б) N=5 N=3 L с ( ) N= в) Рис. 3.35. Графики функций передачи шумов системы для аналоговых (толстые линии) и дискретных (тонкие линии) бесфильтровых звеньев при = 0.6 и различных длинах цепи: а) Lог();

б) Lпг();

в) Lc().

В результате анализа дискретной бесфильтровой системы сделаны следующие выводы: 1. При стремлении параметра к 0 (случай, когда частота дискретизации существенно больше полосы удержания СФС) поведение дискретной модели становится аналогичным поведению аналоговой бесфильтровой модели.

- 138 2. При любом значении параметра дискретная система фазовой синхронизации пропускает больше шума, чем эквивалентная ей аналоговая система. 3. Увеличение величины приводит к росту усиления высокочастотных составляющих фазовых шумов. Особенно сильно этот эффект проявляется для фазовых шумов перестраиваемых генераторов. При = 1 усиление этих шумов является наибольшим. Если длина цепи N стремится к бесконечности, то квадрат АЧХ передаточной функции для этих шумов так же стремится к бесконечности. В работе проведен анализ статистических характеристик фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки, состоящей из дискретных линейных звеньев. Проведен анализ зависимости дисперсии фазовых флуктуаций выходного сигнала от различных параметров, таких как длина цепочки, полоса удержания звеньев. Качественно полученные при этом результаты повторяют результаты для аналоговых линейных звеньев. Так на рис. 3.36 представлены графики зависимости нормированной дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки от для различных длин цепочки. Параметры шумовых воздействий на систему в данном случае следующие: b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2. Здесь применялся гомогенный алгоритм оптимизации. Сравнение с графиками на рис. 3.14 показывает, что качественно поведение дискретных систем и в этом случае не отличается от поведения аналоговых систем. Основной причиной этого является то, что частота дискретизации значительно превышает значения полосы удержания. Поэтому параметр <<1. Как показано в главе 2, в этом случае поведение дискретного линейного звена не отличается от поведения аналогового линейного звена. Данное условие хорошо выполняется в реальных системах. Диапазон изменения полосы удержания в синхронизируемых генераторах сети СЦИ составляет несколько герц, а частота дискретизации – несколько мегагерц.

- 139 1 2 1 2, рад/с а), рад/с б) 1 2 1 2, рад/с, рад/с в) г) Рис. 3.36. Зависимость нормированной дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки от параметра. а) a0 = 1 рад·с;

a1 = 10000 рад2;

c0 = 139 рад·c. б) a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 139 рад·c. в) a0 = 90 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 50 рад·c. г) a0 = 110 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 30 рад·c. Проведено более подробное исследование поведение цепочки в случае, когда фазовые шумы используемых генераторов имеют спектральную - 140 плотность вида (1.2.3), где a20 и a30. На рис. 3.37 представлен случай, когда данные спектральные плотности ограничены 2-ой степенью, а на рис. 3.38 – 3ей степенью.

1, рад/с, рад/с а) б) Рис. 3.37. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания ячейки для различных длин гомогенной цепочки в широком а) и более узком б) диапазоне изменения параметра.

2 1, рад/с, рад/с а) б) Рис. 3.38. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания ячейки для различных длин гомогенной цепочки в широком а) и более узком б) диапазоне изменения параметра. На рис. 3.37 a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

a2 = 50000 рад3 / с;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

b2 = 29000 рад3 / c;

c0 = 139 рад·с. На рис. 3.38 a0 = 1 рад·с;

a1 = - 141 20000 рад ;

a2 = 50000 рад / с;

a3 = 20000 рад4·/ с2;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

b2 = 25000 рад3 / c;

b3 = 23300 рад4 / c2;

c0 = 139 рад·с. Сравнение с графиками 3.15 и 3.17 показывает, что и в этом случае нет качественных различий с аналоговой моделью. 3.5.2. Случай колец синхронизации 2-го порядка Проведено исследование цепи, состоящей из последовательно соединенных линеаризованных СФС 2-го порядка с ПИ–фильтром в цепи управления. Математическая модель этих звеньев описывается выражениями (1.5.3). В данном случае существенным является вопрос об области параметров, в которой LAC()<1. Получить эту область аналитически затруднительно, поэтому был использован численный метод. Разработанная для этой цели программа позволила получить следующие рисунки, отображающие зоны, в которых LAC()<1, внутри области локальной устойчивости системы. Как видно из рис. 3.39, с увеличением параметра d размер данной зоны уменьшается. При d = 1 внутри области локальной для любых значений A и B есть частота, на которой LAC()>1. Дискретная СФС с ПИ–фильтром и бесфильтровая дискретная СФС сравнивались при одинаковых значениях параметра. В плоскости параметров A и B эта величина сохраняется на прямых вида: B = ’ – A·d На этой прямой значение параметра равняется ’. Рис. 3.40 показывает расположение этих прямых относительно областей, показанных на рис. 3.39.

2 - 142 A A B а) B б) A A B B в) г) Рис. 3.39. Расположение зоны, в которой LAC()<1 (черная), внутри области локальной устойчивости системы (серая) для а) d = 0,0;

б) d = 0,3;

в) d = 0,6;

г) d = 0,9. Как видно из представленного рисунка и проведенного анализа, зона LAC()<1 вся расположена на участке <0.5 при любом d. Увеличение d ведет к уменьшению верхней границы.

- 143 A =0 = 0.5 = A =0 = 0.5 = B B а) б) Рис. 3.40. Расположение прямых, на которых сохраняется, относительно зон, показанных на рис. 5.22, для а) d = 0,1;

б) d = 0,4.

В работе исследовано влияние гомогенного алгоритма оптимизации на поведение цепочки, состоящей из звеньев 2–го порядка. На рис. 3.41 показан результат гомогенной оптимизации параметров m фильтров в цепи управления звеньев. Здесь a2 = a3 = 0;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

b2 = b3 = 0. Величины выбраны с помощью квазигомогенного алгоритма. Параметр d у всех фильтров равен 0.1. Как видно, оптимальное значение параметра m практически не меняется с увеличением длины цепочки. Как и в случае анализа поведения единственной ячейки данный факт обусловлен тем, что изменение полосы удержания само по себе компенсирует изменения во входных воздействиях для каждого звена. Дополнительной коррекции за счет параметров фильтра не требуется. Незначительные флуктуации оптимального значения m вызваны, повидимому, не совсем точным заданием значений для каждой ячейки.

- 144 2 1 m m 2 а) б) 2 1 m в) Рис. 3.41. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума на выходе цепочки от m для различных длин гомогенной цепочки а) a0 = 90 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 50 рад·с;

б) a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 139 рад·с;

в) a0 = 1 рад·с;

a1 = 10000 рад2;

c0 = 139 рад·с. 3.6. Статистические характеристики цепи последовательно синхронизируемых генераторов в линейном приближении для индивидуальной настройки дискретных звеньев В данном разделе рассмотрены более сложные случаи, когда звенья цепи уже нельзя считать идентичными. Сюда же относится рассмотрение позвенного алгоритма оптимизации параметров. Так же в данном разделе рассмотрена оптимизация цепочки, генераторы которой имеют различные параметры шумов.

- 145 3.6.1. Случай бесфильтровых колец синхронизации Качественно результаты позвенной оптимизации цепи линейных дискретных бесфильтровых СФС не отличаются от случая аналоговых звеньев, описанного в разделе 3.4.1. На рис. 3.42 представлены графики зависимости нормированной дисперсии фазовой ошибки от параметра при использовании позвенного алгоритма оптимизации. Здесь a0 = 1 рад·с;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

c0 = 139 рад·с.

2 2, рад/с, рад/с а) б) Рис. 3.42. Зависимость нормированной дисперсии фазовой ошибки от параметра при использовании позвенного алгоритма оптимизации. а) a1 = 10000 рад2;

б) a1 = 20000 рад2. Более подробно была рассмотрена взаимосвязь алгоритмов оптимизации и качества их работы. На рис. 3.43 приведены графики зависимости дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепи от ее длины при использовании гомогенного, квазигомогенного и позвенного алгоритмов. Параметры флуктуационных воздействий: b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2.

- N N а) б) N N в) г) Рис. 3.43. Зависимости дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепи от ее длины N. (условные обозначения соответствуют 1 – позвенному, 2 – гомогенному, 3 – квазигомогенному методам оптимизации) а) a0 = 1 рад·с;

a1 = 10000 рад2;

c0 = 139 рад·с;

б) a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 139 рад·с;

в) a0 = 90 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 50 рад·с;

г) a0 = 110 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 30 рад·с.

- 147 1 2 N N а) б) N N в) г) Рис. 3.44. Зависимость разности нормированных дисперсий фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки при различных методах оптимизации от длины цепи. а) a0 = 1 рад·с;

a1 = 10000 рад2;

c0 = 139 рад·с;

б) a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 139 рад·с;

в) a0 = 90 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 50 рад·с;

г) a0 = 110 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

c0 = 30 рад·с. Как уже отмечалось в случае анализа аналоговых звеньев, позвенная оптимизация позволяет получить выигрыш только при небольших длинах цепочки. Для более наглядного представления этого результата на рис. 3.44 показаны графики зависимости разностей нормированных дисперсий фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепи от ее длины для различных методов - 148 оптимизации. Здесь так же b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2. Графики на рисунке соответствуют разности дисперсий, полученных: 1 – гомогенным и квазигомогенным методами;

2 – позвенным и квазигомогенным методами;

3 – позвенным и гомогенным методами. Результаты, показанные на рис. 3.44, позволяют сделать следующие выводы. Увеличение мощности фликкер–составляющей фазового шума сигнала опорного генератора приводит лишь к количественным изменениям соотношения, между исследуемыми дисперсиями для различных методов оптимизации. Выигрыши одного алгоритма перед другим достигаются на той же длине цепи. Более интересен случай перераспределения энергии белых фазовых шумов, вносимых каналами передачи, и сигналом опорного генератора. Как видно, уменьшение спектральной плотности шумов каналов передачи c0 и увеличение a0 приводит к тому, что уменьшается длина цепи, на которой позвенный алгоритм оптимизации дает выигрыш перед гомогенным алгоритмом. При малых канальных шумах гомогенный алгоритм оказывается везде лучше позвенного. Кроме того, при этом появляется и увеличивается область длин цепочки, в которой гомогенный алгоритм лучше квазигомогенного. Это объясняется тем, что при малых канальных шумах гомогенный метод позволяет наиболее быстро подавить шумы опорного генератора, которые в данном случае существенны. При росте же длины цепочки основной вклад в итоговую спектральную плотность фазовых флуктуаций выходного сигнала начинают вносить накапливающиеся шумы перестраиваемых генераторов. Для борьбы с ними гомогенный алгоритм оказывается неэффективен, поэтому он начинает проигрывать при больших длинах цепочки. В работе проведен анализ применения позвенного алгоритма оптимизации в случае, когда спектральные плотности фазовых шумов генераторов цепи имеют 2-ой и 3-ий порядки. На рис. 3.45 представлены результаты работы позвенного алгоритма оптимизации для случая шумов 2-го порядка. Здесь a0 = 1 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

a2 = 50000 рад3 / с;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

c0 = 139 рад·с. В данном случае наблюдается еще более быстрое исчезновение минимума на кривых в районе = 40 рад/с по сравнению со случаем - 149 гомогенного алгоритма оптимизации. Это связано с тем, что в данном случае весьма сильно влияние первой ячейки, которая осуществляет фильтрацию сигнала опорного генератора. В случае гомогенного алгоритма этого не наблюдается, поскольку параметр изменяется для всех ячеек цепи. В случае, показанном на рисунке, качество сигнала улучшается с ростом длины цепочки.

2 1 20, рад/с, рад/с а) б) Рис. 3.45. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания ячейки для различных длин цепочки при а) b2 = 29000 рад3 / с;

б) b2 = 11000 рад3 / с. В случае шумов 3-го порядка наблюдается картина, показанная на рис. 3.46. Здесь a1 = 20000 рад2;

a2 = 50000 рад3 / с;

a3 = 20000 рад4·/ с2;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

b2 = 25000 рад3 / c;

b3 = 23300 рад4 / c2. В правом столбце расположены графики, являющиеся увеличенными участками графиков левого столбца. Так же наблюдается быстрое исчезновение тех минимумов и максимумов на кривых, которые обусловлены не старшими степенями в разложении спектральных плотностей фазовых шумов в (1.2.3). Здесь уменьшение дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки быстро сменяется ее увеличением с ростом количества звеньев, что хорошо видно на рис. 3.46б) и г). Это объясняется тем, что коэффициент при старшей степени спектральной плотности фазовых шумов опорного генератора меньше соответствующего коэффициента для перестраиваемых генераторов. Т. е. накопление шумов идет быстрее, чем подавление. Изрезанный характер - 150 графиков объясняется конечным числом значений, для которых проводились вычисления.

20 1 2 1, рад/с, рад/с а) 20 1 б) 1 2, рад/с, рад/с в) г) Рис. 3.46. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума от полосы удержания ячейки для различных длин цепочки а) и б) a0 = 1 рад·с;

c0 = 139 рад·с;

в) и г) a0 = 90 рад·с;

c0 = 50 рад·с. 3.6.2. Случай колец синхронизации 2-го порядка Для цепочки последовательно соединенных дискретных СФС 2-го порядка было проведено исследование позвенного алгоритма оптимизации. Результаты изображены на рис. 3.47. Здесь a0 = 1 рад·с;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

c0 = 139 рад·с.

- 151 2 1 m m 2 а) б) Рис. 3.47. Зависимость нормированной дисперсии фазового шума на выходе цепочки от m для различных длин гомогенной цепочки при а) a1 = 10000 рад2;

б) a1 = 20000 рад2. Согласно приведенных результатов с увеличением длины цепочки оптимальное значение m быстро падает, что необходимо для уменьшения влияние накапливающихся шумов на входе каждой следующей ячейки. При этом гомогенная оптимизация и в данном случае дает выигрыш при больших длинах цепочки. 3.7. Выводы На основании результатов выполненных в главе исследований различных моделей цепи последовательно синхронизируемых генераторов на основе дискретных СФС сделаны следующие выводы: 1. Обосновано применение математической модели цепи в виде комбинации расширенных векторных уравнений Колмогорова-Чепмена с заданной структурой условной плотности распределения вероятности и уравнений преобразования координат. С помощью численного решения уравнения Колмогорова–Чепмена для одного звена при различных параметрах показано, что фазовые и частотные флуктуации сигналов на выходе звеньев цепи носят гауссовский характер при наличии гауссовских процессов на входе.

- 152 Этот факт позволяет заранее задать структуру всех уравнений, входящих в марковскую модель цепи (1.4.5). 2. Предложена методика численного решения системы расширенных векторных уравнений Колмогорова–Чепмена и уравнений преобразования координат. С ее помощью получены зависимости дисперсии фазовых флуктуаций на выходе цепи, представляющей собой последовательное соединение нескольких дискретных СФС, от различных параметров для случая квадратичной спектральной плотности фазовых воздействий и белого аддитивного шума. Показано существование эффекта «накопления шумов», выражающегося в росте дисперсии выходных флуктуаций с увеличением длины цепи. 3. С применением методики решения расширенного уравнения Колмогорова-Чепмена выполнена параметрическая оптимизация ограниченной по длине цепи для произвольного уровня комбинированных случайных воздействий, направленная на минимизацию дисперсии выходных флуктуаций. Исследованы два алгоритма оптимизации цепи. На основе полученных результатов сделан вывод о преимуществах позвенного алгоритма, основанного на индивидуальной настройке звеньев, по сравнению с гомогенным для коротких цепей. 4. Для ограниченных флуктуационных воздействий на основе линейной модели системы показано, что основное влияние на качество выходного сигнала цепи произвольной длины оказывают: – низкочастотные составляющие фазовых шумов опорного генератора;

– низкочастотные составляющие шумов каналов передачи;

– высокочастотные составляющие шумов перестраиваемых генераторов. 5. Фазовые шумы сигнала опорного генератора подавляются тем лучше, чем длиннее цепь. В то же время наблюдается эффект накопления шумов каналов передачи и фазовых шумов сигналов перестраиваемых генераторов. При этом наиболее сильно выражено накопление низкочастотных составляющих шумов каналов передачи, поскольку они передаются на выход цепи практически без ослабления. 6. При использовании фильтров в ячейках цепи необходимо выполнение следующего условия: квадрат модуля коэффициента передачи фазы входного сигнала на фазу выходного сигнала LAC должен быть меньше единицы всем диапазоне частот. Невыполнение этого условия приводит к частотных - 153 составляющих шумов, для которых LAC()>1. Эффективной является цепь с ПИ-фильтром в звеньях, имеющим коэффициент пропорциональности m>1 7. При использовании любого алгоритма оптимизации для больших длин цепочки наблюдается уменьшение оптимальных значений полос пропускания дискретных СФС звеньев. 8. При оптимизации цепочки однотипных генераторов гомогенный алгоритм оптимизации позволяет получить выигрыш перед позвенным алгоритмом на больших длинах цепи. Это объясняется тем, что гомогенный алгоритм заставляет более ранние звенья работать на конечный результат. Поэтому, несмотря на потерю в качестве сигнала в начале цепи, конечный результат оказывается лучше. Наилучший результат дает смешанный алгоритм, сочетающий достоинства обоих алгоритмов. При этом выигрыш в длине цепи может составить в отдельных случаях до 15-20%. 9. Для цепи, состоящей из разнотипных генераторов, позвенный алгоритм может дать значительный выигрыш по сравнению с гомогенным. Подобный результат наиболее характерен для цепей, содержащих наряду с генераторами среднего качества генераторы с пониженным уровнем собственных фазовых флуктуаций. 10. Применение интегрирующих фильтров с независимым пропорциональным каналом в звеньях цепи позволяет повысить качество работы цепи. При этом в определенных условиях может наблюдаться процесс снижения дисперсии фазовых флуктуаций на выходе цепочки с ростом ее длины. Этот факт обусловлен тем, что данный тип фильтра позволяет усилить фильтрующие свойства звена в отношении всех воздействий в области нижних частот, где сосредоточена основная мощность воздействий. 11. В случае оптимизации цепи СФС с интегрирующих фильтров с независимым пропорциональным каналом оптимальное значение параметра m остается неизменным. Это связано с тем, что изменение усиления звена само по себе компенсирует изменения во входных воздействиях для каждого звена, и дополнительной коррекции за счет параметров фильтра не требуется.

- 154 Глава 4. Разработка и исследование имитационной модели цепи последовательно синхронизируемых генераторов на основе дискретных СФС 4.1. Постановка задачи В главах 1–3 был решен ряд вопросов, касающихся моделирования, исследования и параметрической оптимизации цепи последовательно синхронизируемых генераторов. Были построены математические модели системы и отдельных ее звеньев, созданы методики их исследования, а так же проведен сам анализ характеристик качества работы цепи. Каждая из предложенные моделей имеет определенные ограничения и свою область применения. Так линейная модель позволяет исследовать как отдельные звенья, так и всю цепь при наличии сложного флуктуационного, но в то же время ограниченного, воздействия. Она не учитывает нелинейные эффекты в системе, неизбежно возникающие в случае присутствия значительных по мощности случайных воздействий. Использование аппарата марковских процессов позволяет в полной мере учесть нелинейные свойства систем. Однако использование этого аппарата возможно для достаточно широкополосных воздействий либо в условиях ограниченного времени анализа, снижающего роль низкочастотных компонент. Кроме того, решение векторных уравнений Колмогорова-Чепмена требует больших вычислительных ресурсов, что делает метод достаточно эффективным в основном для коротких цепей. Встает вопрос о проведении дополнительных исследований на основе имитационного моделирования цепи с применением специализированных программных пакетов. С одной стороны, это позволит выполнить цикл исследований с целью проверки уже полученных другими методами результатов. С другой стороны, выполнить исследования, находящиеся за областью применимости этих методов, но с учетом результатов, полученных ими. Такими исследованиями, например, может стать изучение поведения цепи произвольной длины при произвольных по величине и характеру входных воздействиях. В связи с вышесказанным целью данной главы является имитационное моделирование цепи последовательно синхронизируемых генераторов на основе ячеек дискретных СФС, получение статистических характеристик - 155 сигнала на выходе этой цепи, а так же сравнение результатов имитационного моделирования с результатами, полученными в предыдущих главах. Значительная часть материала этой главы, посвященная разработке имитационной модели цепи последовательно синхронизируемых генераторов и исследовании. телекоммуникационных характеристик качества работы системы, опубликован автором диссертации в работах [84, 87]. 4.2. Описание структурной схемы имитационной модели При решении проблемы моделирования цепи последовательно синхронизируемых генераторов следует решить две задачи. Во-первых, следует построить модель самой цепи синхронизации, состоящей из последовательно соединенных систем фазовой синхронизации. Во-вторых, следует решить проблему моделирования входных воздействий. Моделирование цепи синхронизации производилось средствами пакета SystemView компании ELANIX, а так же с помощью пакета MATLAB компании MathWorks [118–120]. Было реализовано две модели, которые условно можно назвать высокочастотной и низкочастотной. Их схемы, собранные в пакете SystemView, представлены на рис. 4.1. Данные названия связаны с нижеследующим. Высокочастотная модель (рис. 4.1а) основана на имитации реального функционирования системы. Перестраиваемые по частоте генераторы 0, 4, 8, 12 создают гармонические колебания нужной частоты. Блоки 59 и 87–89 представляют собой источники частотного шума перестраиваемых генераторов, соответствующие модели (1.2.3). Поскольку указанные модели соответствуют спектральным плотностям фазовых шумов, то спектральные плотности частотных шумов получены из них в соответствии с известной формулой.

S ( ) = 2 S ( ), где S() – спектральная плотность флуктуаций циклической частоты генератора, S() – спектральная плотность фазовых флуктуаций сигнала генератора. Во временной области переходу от фазовых шумов к частотным соответствует операция дифференцирования.

- 156 а) б) Рис. 4.1. Схема моделей цепи синхронизации в пакете SystemView: а) высокочастотная и б) низкочастотная модели. Фазовые детекторы с синусоидальной характеристикой моделируются перемножителями 1, 5, 9 со стоящими за ними фильтрами нижних частот 2, 6, 10. Для получения фазового шума на выходе генераторов в данной схеме применяется идеальный фазовый детектор на основе когерентной обработки, после которого стоит блок, вычисляющий арксинус (блоки 48, 33, 17). При небольшой мощности шума (пиковые значения не превосходят ±/2) такой детектор позволяет точно выделить фазовый шум. Эта модель называется высокочастотной из–за присутствия в ней сигналов высокой частоты, используемых при синхронизации. Второй подход заключается в моделировании с использованием так называемых «фазовых сигналов». Данному подходу соответствует схема на рис. 4.1б. В этом случае считается, что на вход такой системы поступает не сам входной сигнал, а его фаза. Точно так же с выхода ПГ идет фаза сигнала - 157 перестраиваемого генератора. Блоки 0, 9 и 17 соответствуют центральным частотам опорного и синхронизируемых генераторов. Интеграторы 1, 10, 18 и 36 осуществляют преобразование «частота–фаза». Элементы 38, 66 и 94 являются формирователями собственных фазовых шумов генераторов. Блоки 5 и 13 отвечают за синусоидальные характеристики фазовых детекторов. Данную модель будем называть низкочастотной, поскольку используемые в ней фазовые сигналы имеют существенно более низкочастотный спектр, чем реальные сигналы, используемые в предыдущей модели. Каждая из описанных моделей имеет свои достоинства и недостатки. Высокочастотная модель более строго описывает эффекты, имеющие место в реальных системах. В этом случае более просто описывается влияние канала передачи на функционирование системы. Однако необходимость моделирования высокочастотных сигналов приводит к тому, что оказывается проблематичным анализ системы на сколько–либо больших временных интервалах. Низкочастотная модель является упрощенной и не описывает ряд свойств реальных систем. В данном случае приходится прибегать к некоторым допущениям. Например, описание влияния канала передачи на фазовые флуктуации с помощью формулы (1.2.2). К достоинствам данной модели следует отнести то, что, являясь упрощенной, она более просто и быстро обсчитывается на компьютере, что позволяет проводить моделирование больших временных интервалов работы цепи. При расчете таких параметров качества сигналов, как TDEV и MTIE, это бывает крайне необходимым. Кроме того, в данной схеме непосредственно присутствуют фазовая ошибка и фаза выходного сигнала звена. Это позволяет более просто исследовать их характеристики. Моделирование фазовых шумов генераторов Важным этапом моделирования цепи синхронизации является моделирование фазовых шумов входящих в нее генераторов [84]. В качестве модели фазового шума автономного генератора используется известная модель Лисона. Моделирование шума, обладающего данной спектральной плотностью, производилось на основе следующего равенства:

- 158 2 2 2 K n kT 2 K n kT f f S ( ) = ( + + + 1) = H ( ) 2 ( + 1), 3 2 Ps Ps 2 f (4.2.1) В данном выражении H ( ) = 1 +.

Данный квадрат модуля коэффициента передачи соответствует фильтру с передаточной функцией H ( p) = p+f p.

(4.2.2) Из (4.2.1) следует, что случайный сигнал с данной спектральной плотностью можно получить, пропустив шумовой процесс, чья спектральная плотность имеет вид 2 K n kT ( + 1) Ps S ( ) = a (4.2.3) через фильтр с передаточной функцией (4.2.2). Согласно [103] (4.2.3) представляет собой спектральную плотность фазовых флуктуаций, обусловленных шумом активного элемента генератора. Моделирование фильтра (4.2.2) является стандартной задачей для пакетов SystemView и MATLAB. В то же время моделирование процесса со спектральной плотностью (4.2.3) нетривиально. Из формулы следует, что данный процесс является суммой независимых шумов, один из которых является белым, а другой – фликкер–шумом. Источники белого шума присутствуют в обоих использованных пакетах моделирования. В то же время источников фликкер–шума в пакете SystemView нет. Пакет MATLAB предоставляет возможность синтезировать данный тип шума. Однако параметры блока, реализующего данную возможность не удобны для рассматриваемой задачи. Синтез же фликкер–шума из белого шума с помощью формирующего фильтра затруднен тем, что невозможно непосредственно создать фильтр, АЧХ которого зависело бы от частоты как f.

В работе рассмотрено несколько подходов к формированию шумов такого типа. Первый из них заключается в обработке белого шума в частотной - 159 области. От реализации белого шума берется преобразование Фурье, затем амплитудная часть полученных коэффициентов домножается на fj, где fj – частота, соответствующая текущему коэффициенту. После такой обработки выполняется обратное преобразование Фурье. Полученный в результате описанных преобразований сигнал будет фликкер–шумом. Однако указанный подход обладает рядом недостатков. Во-первых, вычисление прямого и обратного преобразований Фурье требует значительных затрат машинного времени. Во-вторых, описанный алгоритм не позволяет синтезировать флуктуационный процесс в реальном времени. Полученный сигнал будет являться фликкер–шумом только на длине реализации, от которой берется преобразование Фурье. Указанные недостатки затрудняют практическое использование данного алгоритма. В то же время этот метод теоретически позволяет получить неограниченно длинную реализацию фликкер–шума. Второй подход к синтезу данного типа шумов состоит в использовании решения системы нелинейных уравнений Ланжевена dX dt = XY 2 4 X 3 + Y + (t ) 1 2 dY dt = YX + X + 2 (t ) (4.2.4) где Г1(t) и Г2(t) – белые гауссовы шумы. Пусть у нас есть решение этой системы (X0(t);

Y0(t)) при Г1(t) = Г2(t) = 0. Если теперь из решения системы (4.2.4) для случая, когда Г1 и Г2 – белые гауссовы шумы, вычесть (X0(t);

Y0(t)), то флуктуации координаты X будут являться шумом, близким к фликкер–шуму. На рис. 4.2 представлена реализация такого шума и его спектральная плотность. Данные результаты получены при шаге интегрирования dt = 0.01, длине реализации N = 262143, и использовании белого гауссова шума с нулевым математическим ожиданием и СКО = 5 в генераторах Г1 и Г2.

- 160 Рис. 4.2. Спектральная плотность SX(f) флуктуаций параметра X и реализация X(t). Пунктирная линия – зависимость SX(f)1/f 1.05. Компьютерное моделирование фликкер–шума на основе данного подхода заключается в построение схемы решения данной системы уравнений. На рис. 4.3 представлена такая схема, составленная в пакете SystemView. На входные порты (блоки 12, 13) подаются либо нулевые воздействия, когда мы ищем чистое решение, либо белые шумы Г1 и Г2 в том случае, когда нас интересует решение с флуктуациями. С выходного порта (блок 14) поступает решение для параметра X. Используя данную схему решения системы уравнений Ланжевена, можно построить генератор фликкер–шума, как показано на рис. 4.4. Здесь блоки 15 и 18 представляют собой решатели, представленные на рис. 5.27. На входы первого из них поступают нулевые сигналы, на входы второго – белые гауссовы шумы. Вычитая решения с помощью блоков 36 и 37, получаем искомый флуктуационный процесс. Подобный подход позволяет получать искомый флуктуационный процесс в реальном времени. Однако решение системы (4.2.4) является достаточно трудоемкой задачей. Кроме того, свойства процесса, получаемого данным методом, сильно зависят от шага интегрирования уравнения. Данные особенности так же сильно ограничивают применимость указанного подхода.

- 161 Рис. 4.3. Модель устройства, решающего систему нелинейных дифференциальных уравнений Ланжевена.

Рис. 4.4. Схема генератора фликкер–шума. Третий подход заключается в использовании особого фильтр для создания флуктуационного процесса с заданными свойствами из белого шума. Данный метод синтеза формирующего фильтра для фликкер–шума предложен в [106]. Передаточная функция такого фильтра в p–области имеет вид (4.2.5) 81 p + an 7 K ( p) =, n=1 7 p + an an+1 = 7·an.

(4.2.5) Для полного задания данного фильтра был определен коэффициент a8 = 9598113,8. Этот коэффициент получен из требования наименьшего отклонения спектральной плотности синтезируемого шума от закона 1/f в полосе частот 1 Гц до 48 кГц. Нижняя частота определяется тем, что фильтр (4.2.5) не позволяет получить АЧХ больше 1, а значит, не способен корректно - 162 синтезировать фликкер–шум в области частот f<1 Гц. Верхняя частота определялась частотой работы современных схем дискретизации НЧ–сигналов (в частности стереокодека в процессорах ADSP–21ххх). Несмотря на недостаточное качество работы данного формирующего фильтра в области низких частот, этот метод синтеза фликкер–шумов является наиболее предпочтительным, поскольку позволяет синтезировать процессы указанного типа в реальном времени с приемлемыми вычислительными затратами. В то же время рост спектральной плотности фазовых шумов генератора в низкочастотной области может быть обеспечен за счет фильтра (4.2.2), имеющего бесконечное значение АЧХ на нулевой частоте. Из (4.2.5) видно, что формирующий фильтр представляет собой последовательное соединение восьми фильтров типа ПИФ, что может быть легко реализовано в любом пакете моделирования динамических систем. На рис. 4.5 представлена схема модели генератора шума Лисона. Блок 26 H(f) представляет собой фильтр с передаточной функцией (4.2.2), Блоки 15, 20, 22 и 25 представляют собой источники постоянного сигнала, соответствующие константам, Kn, T и Ps в формуле (4.2.1). Блоки 1 и 16 представляют собой источники фликкер и белого шумов. Используя генератор фликкер–шума, было так же получено устройство, синтезирующее шум, соответствующий полиномиальной модели (1.2.3). Аналогичная модель была разработана в пакете Simulink, что позволило соединить возможности пакета динамического моделирования с математическими функциями пакета MatLab. Это соединение позволило эффективно решать задачи получения и обработки данных в рамках одной системы разработки.

- 163 Рис. 4.5. Модель генератора шума Лисона. 4.3. Разработка методики проведения исследований статистических характеристик сигналов на выходе цепи произвольной длины В работе разработана методика исследования статистических характеристик сигналов на выходе цепи произвольной длины. С этой целью было создано программное обеспечение в среде Matlab, позволяющее как производить имитационное моделирование процессов в системе, так и обрабатывать полученные результаты. Методика исследования состоит из двух этапов. Первый этап представляет собой получение временной реализации процесса на выходе системы. Второй этап включает в себя обработку данной реализации с целью получения необходимых статистических характеристик. Для формирования временной реализации сигнала в пакете Simulink была построена модель цепи последовательно синхронизируемых генераторов. Ее схема представлена на рис. 4.6. Здесь блок “Фазовый шум” является источником случайного сигнала, спектральная плотность которого имеет вид (1.2.3). Блок “Низкочастотная модель ДСФС” представляет собой низкочастотную модель дискретной системы фазовой синхронизации при - 164 наличии фазовых шумов генератора, удовлетворяющих модели (1.2.3), и широкополосных шумов канала связи.

Фазовый шум Низкочастотная модель ДСФС 1 пг пг Низкочастотная модель ДСФС 2 пг Рис. 4.6. Модель цепи последовательно синхронизируемых генераторов, построенная в пакете Simulink. Блоки “пгi” являются накопителями сигнала на выходе i-го звена, а блоки “i” – накопителями сигнала фазовой ошибки в i-ом звене. На рис. 4.6 показана цепь из 2-х звеньев. Наращивая число звеньев аналогичным образом можно получить цепь любой длины. Данная схема является низкочастотной, т. е. работает с «фазовыми» сигналами. Кроме того, в ней отсутствуют источники детерминированных составляющих фаз, такие как пг0. Это допустимо в случае, когда частотная расстройка между центральными частотами всех сигналов равна 0. Поскольку мы предполагаем, что все генераторы в цепочке настроены на одну номинальную частоту, то такой подход оправдан. Кроме того, он позволяет непосредственно получить все фазовые флуктуации, которые необходимо исследовать. Недостатком данного подхода является необходимость изменять схему в случае, когда нужно исследовать цепь большей длины. От этого недостатка свободен другой подход. Сперва формируется фазовый шум сигнала на входе всей цепочки с помощью схемы, показанной на рис. 4.7.

Фазовый шум пг Рис. 4.7. Схема формирования фазового шума на входе цепи.

- 165 В результате выполнения этой модели в переменной пг сохраняется временная реализация фазовых флуктуаций входного сигнала. Переменная пг переименовывается в вх. Затем вызывается схема, показанная на рис. 4.8. Она представляет собой модель одного звена цепи, на вход которой поступает сигнал, записанный в переменную вх, а результаты своей работы она сохраняет в переменных пг и, отвечающих за фазовые флуктуации выходного сигнала звена и флуктуации сигнала фазовой ошибки.

вх Низкочастотная модель ДСФС пг Рис. 4.8. Модель одного звена цепи при использовании сохраненного входного сигнала. Вызывая на выполнение эту модель нужное число раз и переименовывая пг в вх после каждого прогона модели, можно получить фазовые флуктуации сигнала на выходе цепи произвольной длины. Оба подхода имеют свои достоинства и недостатки. Первый подход позволяет более просто получать и обрабатывать сигналы на выходе каждого генератора в цепи. Так же более просто реализуется управление параметрами отдельных звеньев. Кроме того, в этом случае низки накладные расходы на запуск моделей. Однако второй подход обладает возможностью изучать поведение цепи произвольной длины. При этом он использует меньше памяти компьютера. На рис. 4.9 и 4.10 показано внутреннее устройство блоков “Фазовый шум” и “Низкочастотная модель ДСФС”. Нестандартным здесь является только блок “Фликкер–шум”, представляющий собой генератор шума со спектральной плотностью 1/f. Задача о его построении рассмотрена в работе ранее.

- 166 Фликкер– шум Белый шум Фликкер– шум Белый шум K K + T / (z–1) K Вых T / (z–1) K Рис. 4.9. Структурная схема генератора шума со спектральной плотностью вида (1.2.3).

2 1 Проверка сигнала + – Sin(_) Канальный шум + ФНЧ + T/(z–1) Фазовый шум К Рис. 4.10. Структура модели дискретной СФС при учете широкополосного канального шума и фазового шума перестраиваемого генератора. В результате работы описанных выше моделей были получены временные реализации сигналов на выходе цепочки. Вторым этапом методики исследования цепи последовательно синхронизируемых генераторов является обработка полученных последовательностей с целью получения статистических характеристик сигналов.

- 167 В работе был исследован ряд характеристик качества сигналов на выходе системы. Ключевой особенностью является то, что величины, полученные из случайной реализации, так же являются случайными. Поэтому при вычислении производилось усреднение результатов по нескольким реализациям [66, 72]. В ходе исследования производился расчет следующих характеристик качества сигнала на выходе цепи: – основной характеристикой является дисперсия фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки. Она вычислялась как дисперсия полученной реализации. При этом отбрасывался ряд точек в начале сигнала, чтобы исключить влияние переходных процессов. – проводился расчет спектральной плотности флуктуационного процесса [29, 30]. Для этого бралось преобразование Фурье от реализации и вычислялся квадрат его модуля. В дальнейшем производилось усреднение полученных значений и деление на время анализа [79] (см. текст программы в приложении). В результате получалась величина являющаяся оценкой спектральной плотности фазовых флуктуаций сигнала. – производилось вычисление характеристик качества сигнала, принятых в телекоммуникациях. Вычисление производилось по формулам, связывающим спектральную плотность фазовых флуктуаций сигнала с искомыми величинами [106]. В частности для вычисления параметра TDEV использовалась формула (4.3.1).

h sin 6 ( n 0 f ) S ( f ) df sin 2 ( 0 f ) 3( n) 2 0 2 f TDEV (n) = (4.3.1) где 0 – период дискретизации, n0 – интервал наблюдения, S(f) – спектральная плотность фазовых флуктуаций, fh – полоса пропускания измерительной системы (10 Гц по рекомендациям). Для вычисления параметра TIE использовалась формула (4.3.2).

f TDEV (n) = h sin 2 ( n 0 f ) df S ( f ) 0 (4.3.2) - 168 4.4. Исследование имитационной модели для различных случайных воздействий В работе выполнено исследование поведения имитационной модели цепи последовательно синхронизируемых генераторов на основе дискретных систем фазовой синхронизации. Анализировались дисперсия фазовой ошибки и фазовых флуктуаций сигналов на выходе звена, а так же ряд характеристик качества сигнала, принятых в телекоммуникациях. 4.4.1. Случай комбинированного спектральной плотностью 1-го порядка случайного воздействия со Рассмотрен случай, когда спектральные плотности фазовых воздействий на систему (1.2.3) имеют первый порядок: a2 = a3 = 0. На рис. 4.11 показаны графики зависимости нормированной дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе одной ячейки от параметра. Здесь a0 = 1.4·10–13 рад·с;

a1 = 2·10–11 рад2;

b0 = 10–15 рад·c;

b1 = 3·10–11 рад2.

2, рад/с, рад/с а) б) Рис. 4.11. Зависимость нормированной дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе одной ячейки от параметра при использовании а) модели в пакете Simulink;

б) расчета через спектральные плотности.

- 169 Как видно из рисунка, оба метода дают качественно одинаковые результаты. Изрезанный характер графика на рис. 4.11а объясняется тем, что модель Simulink работает со случайными сигналами. Получаемые в этом случае характеристики носят статистический характер. Здесь использовалось усреднение по 60 реализациям. В дальнейшем был проведен анализ зависимости характера данных кривых от мощности фазовых шумов входного сигнала и сигнала перестраиваемого генератора. Результаты представлены на рис. 4.12. Здесь a0 = К·140 рад·с;

a1 = К·20000 рад2;

b0 = К·1 рад·c;

b1 = К·30000 рад2. Анализ данных показывает, что с ростом мощности шумовых воздействий оптимальное значение уменьшается. Этот эффект связан с нелинейными свойствами СФС, лежащей в основе ячейки. В данном случае уже нельзя пренебречь нелинейностью характеристики фазового детектора. Произведено имитационное моделирование звеньев 2-го порядка. На рис. 4.13 показана зависимость дисперсии фазовых флуктуаций на выходе звена от параметра фильтра m. В данном случае a0 = К·1 рад·с;

a1 = К·20000 рад2;

b0 = К·1 рад·c;

b1 = К·30000 рад2. Значение параметра было взято оптимальным для бесфильтровой системы при таком же воздействии. Из рисунка видно, что при малых мощностях входных воздействий результаты компьютерного анализа и имитационного моделирования качественно не отличаются. В случае же, когда мощность фазовых флуктуаций высока, оптимальное значение m уменьшается. При этом, как показано в главе 2, уменьшается пропускание низкочастотных составляющих фазовых флуктуаций входного сигнала, и увеличивается пропускание этих же составляющих фазовых флуктуаций сигнала перестраиваемого генератора. То есть уменьшение m дает такой же эффект, как и уменьшение S. Были проведены аналогичные исследования для цепочки генераторов. Результаты представлены на рис. 4.14. Здесь a0 = К·1 рад·с;

a1 = К·20000 рад2;

b0 = К·1 рад·c;

b1 = К·30000 рад2;

c0 = К·139 рад·с. Как и в случае исследования отдельного звена при малых мощностях входных воздействий результаты имитационного моделирования качественно совпадают с результатами анализа математической модели системы. Цифрами на графике обозначены номера генераторов в цепочке.

- 170 2, рад/с, рад/с а) б), рад/с, рад/с в) г) Рис. 4.12. Зависимость нормированной дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе одной ячейки от параметра а) расчет через спектральные плотности;

б) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–15;

в) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–10;

г) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–5.

- 171, рад/с, рад/с а) б), рад/с в) Рис. 4.13. Зависимость нормированной дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе одной ячейки от параметра m. а) расчет через спектральные плотности;

б) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–15;

в) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–5.

- 172 2, рад/с, рад/с а) б), рад/с, рад/с в) г) Рис. 4.14. Зависимость нормированной дисперсии фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки от параметра при гомогенной оптимизации а) расчет через спектральные плотности;

б) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–15;

в) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–10;

г) расчет через моделирование в пакете Simulink при K = 10–5. 4.4.2. Случай комбинированного случайного спектральной плотностью 2-го и 3-го порядков воздействия со В случае, когда спектральные плотности входных воздействий имеют второй или более высокий порядки (1.2.3), оказывается невозможным рассчитать дисперсию фазовых флуктуаций по временным реализациям.

- 173 Данный факт обоснован в работе Тихонова [12], где изложены основные требования к случайному процессу, при выполнении которых он является эргодическим. С целью решения данной проблемы в работе предлагается в случае воздействия 2-го и 3-го порядка исследовать дисперсию частотных, а не фазовых флуктуаций на выходе цепи последовательно синхронизируемых генераторов. Такой подход является достаточно простым и, в то же время, информативным. Для получения частотных флуктуаций во временной области достаточно в имитационных моделях, показанных на рис. 4.6 и 4.8 перед блоками “soi” поставить дифференциаторы. Спектральная плотность частотных флуктуаций сигнала связана со спектральной плотностью его фазовых флуктуаций соотношением (4.4.1) S ( ) = 2 S ( ) (4.4.1) где S() – спектральная плотность флуктуаций циклической частоты сигнала, S() – спектральная плотность фазовых флуктуаций сигнала. Учитывая соотношения для спектральной плотности фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепи, приведенные в главе 1, данную задачу можно сформулировать следующим образом. Нахождение характеристик частотных флуктуаций сигнала на выходе цепи последовательно синхронизируемых генераторов при наличии входных воздействий, описываемых моделями (1.2.2) и (1.2.3), эквивалентно нахождению характеристик фазовых флуктуаций сигнала на выходе такой же цепи, но при условии, что входные воздействия имеют спектральные плотности вида: Sn() = c0·2, a S ( ) = a0 2 + a1 + a 2 + (4.4.2) (4.4.3) Было произведено исследование отдельных ячеек и всей цепи в случае наличия таких флуктуационных воздействий. Ключевыми особенностями в данном случае являются следующие.

- 174 1. Пусть канальные шумы в системе отсутствуют (c0 = 0). Кроме того, все белые и фликкер фазовые шумы генераторов цепи равны 0 (a0 = a1 = 0). Т. е. присутствуют только белые и фликкер частотные шумы (a2 0, a3 0). В этом случае спектральная плотность частотных флуктуаций на выходе цепи аналогична спектральной плотности фазовых флуктуаций на ее выходе при условии, что канальные шумы равны 0, а спектральные плотности фазовых шумов перестраиваемых генераторов имеют первый порядок и a0Ф = a2Ч;

a1Ф = a3Ч.

Здесь индекс Ф относится к фазовым шумам (1.2.3), а Ч – к частотным (4.4.3). Это означает, что фазовые и частотные шумы взаимозаменяются. Данный факт продемонстрирован на рис. 4.15. Как видно, обе кривые совершенно одинаковы. В этом заключается «эквивалентность» фазовых и частотных шумов относительно дисперсии фазовых и частотных флуктуаций соответственно.

, рад/с, рад/с а) б) Рис. 4.15. Зависимость дисперсии фазовых а) и частотных б) флуктуаций от параметра при а) a0 = 140 рад·с;

a1 = 20000 рад2;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 30000 рад2;

б) a2 = 140 рад3 / с;

a3 = 20000 рад4·/ с2;

b2 = 1 рад3 / с;

b3 = 30000 рад4·/ с2. На рис. 4.16 показана аналогичная зависимость дисперсии частотных флуктуаций на выходе одной ячейки от, полученная с помощью - 175 имитационного моделирования для тех же параметров шумовых воздействий, что и на рис. 4.15б. Как видно, имитационное моделирование дает качественно те же результаты.

, рад/с Рис. 4.16. Зависимость дисперсии частотных флуктуаций на выходе одного звена от при a2 = 140 рад3 / с;

a3 = 20000 рад4·/ с2;

b2 = 1 рад3 / с;

b3 = 30000 рад4·/ с2. 2. В случае, когда в системе присутствуют белые и фликкер фазовые шумы или белый канальный шум, их влияние на дисперсию частотных флуктуаций выражается следующим образом. В спектральной плотности (4.4.3) присутствуют составляющие с a0 и a1, основная мощность которых сосредоточена в области высоких частот. Поскольку увеличение полосы удержания дискретной СФС приводит к усилению пропускания высокочастотных составляющих всех шумов в системе, то введение этих типов шумов приводит к тому, что оптимальное значение быстро уменьшается с ростом мощности этих шумов. Из этого следует, что в случае если в спектральной плотности (1.2.3) фазовых шумов сигналов в системе a3 = 0, дисперсия частотных флуктуаций на выходе цепи будет минимальной при - 176 нулевой полосе пропускания звеньев. На рис. 4.17 продемонстрированы зависимости дисперсии частотных флуктуаций на выходе системы от, полученные при анализе математических моделей и путем имитационного моделирования. В левом столбце размещены результаты анализа математической модели, а справа – результаты имитационного моделирования. Здесь a1 = 2000 рад2;

a2 = 25000 рад3 / с;

b0 = 1 рад·с;

b1 = 8000 рад2;

b2 = 10000 рад3 / с.

, рад/с, рад/с а) б), рад/с, рад/с в) г) Рис. 4.17. Зависимость дисперсии частотных флуктуаций сигнала на выходе ячейки от параметра при а) и б) a0 = 80 рад·с;

в) и г) a0 = 1000 рад·с.

- 177 4.4.3. Исследование телекоммуникационных характеристик качества сигнала На основании вышеописанных моделей был проведен расчет телекоммуникационных характеристик качества сигнала на выходе цепи последовательно связанных генераторов [87]. Критерием качества сигнала генератора был выбран параметр TDEV [106]. Для вычисления этого параметра была использована формула (4.3.1). В работе было проанализировано влияние различных источников шума в системе на значение этого параметра. а) Анализ влияния шумов первичного генератора на величину TDEV На рис. 4.18 изображены графики зависимости TDEV от времени наблюдения Т фактически для различных длин цепочки. В данном случае в системе присутствует только шум первичного генератора. При получении данной зависимости использовалась частота дискретизации в 200 Гц, поэтому полоса пропускания СФС = 100 Гц является максимально допустимой с точки зрения теоремы Котельникова. При этом значении системы фазовой синхронизации практически не фильтруют шум входного сигнала, что и выражается в близости графиков вторичных генераторов друг к другу и графику TDEV первичного генератора. При = 50 Гц СФС уже является фильтром для входного шума. Видно, что с увеличением длины цепочки шум первичного генератора все больше отфильтровывается, причем этот эффект сильнее всего проявляется на первом генераторе, а с каждым последующим генератором уменьшение TDEV сокращается. Еще более ярко этот эффект проявлен при = 10 Гц. Достижение параметром TDEV нуля при N > 2 связано с конечной точностью программы MathCAD, использованной для расчетов.

- 178 TDEV TDEV 2…6 6 T T =100 Гц TDEV =50 Гц 3 T 5, =10 Гц Рис. 4.18. Зависимость параметра TDEV от времени наблюдения для 1) первичного генератора, 2)–6) генераторов № = 1…5. б) Анализ влияния шумов вторичных генераторов На рис. 4.19 изображена зависимость параметра TDEV от времени наблюдения для различной длины цепи синхронизации. В данном случае в системе присутствуют только шумы вторичных генераторов. Считается, что все вторичные генераторы имеют шумы с одинаковыми характеристиками. Для шумов перестраиваемых генераторов СФС представляет собой фильтр верхних частот с полосой среза, определяемой. При = 100 Гц собственный шум генераторов сильно подавляется практически по всему рассматриваемому - 179 диапазону, что обуславливает близость графиков для различных генераторов. Тот шум, что остается и обуславливает некоторый рост TDEV, вызванный его накоплением. Уменьшение TDEV с ростом Т так же объяснимо. СФС, подавляя низкочастотные составляющие, делает шум перестраиваемых генераторов почти белым. Для белого шума зависимость огибающей TDEV от времени наблюдения имеет вид Т–1/2. Графики для = 50 Гц повторяют указанную зависимость. В данном случае шумы вторичных генераторов подавляются меньше, что приводит к большему различию графиков для разных длин цепочки и меньшему спаду TDEV при росте Т. При = 10 Гц эти тенденции проявляются еще ярче. в) Анализ влияния среды передачи Среда передачи моделировалась в виде источника белого гауссова шума. Этим и объясняется спадающий характер графиков зависимостей TDEV, показанных на рис. 4.20. В итоге можно сказать, что в цепочке генераторов имеет место явление «накопления» шума, обусловленное действием шумов вторичных генераторов и шумами канала передачи. Фазовые флуктуации каждого генератора и каждого участка канала связи отфильтровываются последующей цепочкой тем лучше, чем она длиннее. Однако, чем цепочка длиннее, тем больше источников шума оказывает влияние на качество выходного сигнала, и тем он в итоге хуже. Сужение полосы пропускания используемых систем фазовой синхронизации не дает значительного улучшения качества сигнала, поскольку приводит к усилению влияния собственных шумов вторичных генераторов.

- 180 TDEV 5 TDEV 3 3 2 4 2 T T =100 Гц TDEV =50 Гц 4 T =10 Гц Рис. 4.19. Зависимость параметра TDEV от времени наблюдения для 1)–5) генераторов № = 1…5.

- 181 TDEV TDEV 5 5 T T =100 Гц TDEV =50 Гц T =10 Гц Рис. 4.20. Зависимость параметра TDEV от времени наблюдения для 1)–5) генераторов № = 1…5. Увеличение длины цепочки приводит к улучшению фильтрации шумов первичного генератора, однако одновременно происходит накапливание шумов вторичных генераторов и каналов связи. Изменения оказывают противоречивое влияние на качество сигнала. С одной стороны при увеличении ухудшается фильтрация шумов первичного генератора и каналов связи, но с другой стороны, улучшается фильтрация шума, обусловленного вторичными генераторами. Цепочка наиболее полно пропускает низкочастотные составляющие шума первичного генератора, и усиливает низкочастотные составляющие шумов каналов связи. В то же время она больше пропускает - 182 высокочастотные составляющие шумов вторичных генераторов. Именно эти шумы и надо минимизировать для достижения наибольшего эффекта. Такие же результаты были получены и в случае анализа математической модели цепи синхронизации. Кроме того, в работе с помощью формулы (4.3.2) получены графики зависимости величины TIE от времени наблюдения. Пример полученной зависимости показан на рис. 4.21.

TIE 0 1 T Рис. 4.21. Зависимость параметра TIE от времени наблюдения для различных длин цепочки: 0) для сигнала опорного генератора;

1)–6) для 1-го – 6-го генератора в цепи. Аналогичные зависимости, полученные экспериментальным путем, приведены в книге Брени (см. рис. 5.39 на с. 287 в [102]). Качественное совпадение данных результатов еще раз подтверждает адекватность построенной модели.

- 183 4.5. Выводы и сравнительный анализ результатов, полученных различными методами 1. С помощью пакетов динамического моделирования SystemView и Simulink созданы имитационные модели цепи последовательно синхронизируемых генераторов на основе дискретных СФС, а так же отдельных ее звеньев. Разработаны «высокочастотные» и «низкочастотные» модели. Первый тип моделей позволяет наиболее точно учитывать эффекты, имеющие место в реальных системах, а второй тип дает возможность моделировать работу системы на значительных интервалах времени. 2. Решена задача имитационного моделирования фликкер–шума, а так же шумов, соответствующих моделям Лисона и модели (1.2.3). Исследовано несколько методов синтеза указанных процессов: с помощью решения нелинейных дифференциальных уравнений Ланжевена;

с помощью синтеза в частотной области;

с помощью формирующих фильтров на основе пропорционально-интегрирующего звена высокого порядка. 3. Разработана методика получения спектральной плотности, дисперсии фазовых и частотных флуктуаций сигнала на выходе цепи, а так же телекоммуникационных характеристик качества работы системы, таких как TDEV и TIE. 4. Проведен анализ дисперсии фазовых флуктуаций на выходе отдельных звеньев и всей цепи последовательно синхронизируемых генераторов. Проведено сравнение полученных результатов с результатами анализа математической модели. Сравнение показало, что в случае фазовых шумов первого порядка результаты имитационного моделирования качественно повторяют результаты анализа математических моделей для ограниченной мощности воздействий. При большой мощности флуктуационных воздействий имеются отличия в результатах имитационного моделирования и анализа линейной математической модели. Это обусловлено влиянием нелинейных эффектов. 5. Решена проблема определения статистических характеристик качества сигнала на выходе системы в случае, когда фазовые шумы имеют 2-ой или 3-ий порядки спектральной плотности. Для этого случая предложена методика расчета дисперсии частотных флуктуаций. Проведен анализ влияния коэффициентов спектральной плотности фазовых шумов на дисперсию.

- 184 6. Получены зависимости временных характеристик качества сигналов TDEV и TIE от времени наблюдения. Проведен анализ влияния на эти характеристики параметров шумов в системе. Проведено сравнение полученных результатов с экспериментальными данными, приведенными в [102]. Сравнение показало качественное соответствие результатов, что подтверждает адекватность выбранной модели. 7. Разработано оригинальное программное обеспечение, позволяющее проанализировать дисперсию фазовых и частотных флуктуаций на выходе системы, спектральную плотность этих процессов, временные характеристики качества работы системы, такие как TDEV, TIE.

- 185 ЗАКЛЮЧЕНИЕ В итоге выполненных в диссертационной работе исследований получены следующие основные результаты: 1. Построена математическая модель дискретной системы фазовой синхронизации в форме векторного уравнения Колмогорова–Чепмена в условиях комбинированного флуктуационного воздействия, включающего в себя аддитивный белый гауссовский шум, белые частотные флуктуации входного сигнала и перестраиваемого генератора. 2. Разработана оригинальная методика расчета нестационарной плотности распределения вероятности фазовых флуктуаций выходного сигнала, основанная на расширенной марковской модели, представляющей собой векторное уравнение Колмогорова-Чепмена повышенной размерности. 3. Построена математическая модель цепи последовательно синхронизируемых с помощью дискретных СФС генераторов в виде комбинации векторных уравнений Колмогорова–Чепмена и уравнений перехода к плотности распределения вероятности выходных координат. линеаризованная модель цепи последовательно 4. Построена синхронизируемых с помощью СФС генераторов в условиях комбинированных флуктуационных воздействий в форме эквивалентного коэффициента передачи, позволяющая проводить параметрическую оптимизацию цепи произвольной длины, минимизирующую дисперсию фазовых флуктуаций выходного сигнала. 5. Предложена методика численного решения векторных уравнений Колмогорова–Чепмена повышенной размерности, ориентированная на расчет ПРВ фазовой ошибки и фазовых флуктуаций выходного сигнала. На основе методики получены зависимости дисперсий фазовой ошибки и фазовых флуктуаций выходного сигнала от параметров комбинированных воздействий и параметров системы. Исследовано влияние нестационарности фазовых флуктуаций выходного сигнала на величину оптимальной полосы удержания в системе. 6. Выполнен анализ статистических характеристик линеаризованных моделей звеньев цепи последовательно синхронизируемых с помощью различных систем фазовой синхронизации генераторов в случае флуктуационных воздействий с - 186 полиномиальной спектральной плотностью. Получены графики зависимости дисперсии фазовых флуктуаций на выходе звена от полосы удержания и коэффициентов фильтра системы. Показано качественное отличие в поведении аналоговых и дискретных звеньев по отношению к шумам, существенная мощность которых сосредоточена в высокочастотной области. Проанализировано влияние параметров шумовых воздействий на величины оптимальных значений полосы удержания и коэффициентов фильтра. 7. Для линеаризованной модели получено условие на коэффициент передачи входного фазового шума, ограничивающее накопление выходных фазовых флуктуаций в заданном частотном диапазоне. Невыполнение условия ведет к резкому усилению флуктуаций с ростом длины цепи. Для ряда систем фазовой синхронизации получены аналитические выражения для области параметров, в которой выполняется указанное условие. 8. На основе марковской модели цепи последовательно синхронизируемых генераторов выполнен анализ цепи ограниченной длины, состоящей из нескольких звеньев. Получены кривые зависимости дисперсии фазовых флуктуаций на выходе цепи от параметров звеньев для различного числа входящих в систему генераторов для произвольных по мощности случайных воздействий. На основе численного решения векторных уравнений Колмогорова-Чепмена исследованы два алгоритма оптимизации нелинейной цепи: алгоритм гомогенной оптимизации, предполагающий одинаковую настройку всех звеньев, и алгоритм позвенной оптимизации, предполагающий индивидуальную настройку звеньев. 9. На основе линейной модели исследованы три алгоритма оптимизации цепи произвольной длины: гомогенная оптимизация, позвенная оптимизация и смешанный тип оптимизации. Показано, что в случае цепей большой длины, состоящей из однотипных генераторов гомогенный алгоритм обладает преимуществом перед позвенным, а самые лучшие результаты дает оптимизация смешанного типа, позволяя в ряде случаев получить выигрыш в длине цепи до 15– 20%. Для коротких цепей наибольший эффект достигается при позвенной оптимизации. Изучено влияние параметров флуктуационных воздействий на величину выигрыша того или иного способа оптимизации, а так же на величину оптимальных параметров звеньев.

- 187 10. Выполнена оптимизация цепей, состоящих из последовательно соединенных разнотипных генераторов. Показано, что при наличии в цепи высокостабильных генераторов наилучшие результаты показывает позвенный алгоритм оптимизации, поскольку позволяет наиболее полно использовать качество сигналов высокостабильных генераторов. 11. Разработана имитационная модель цепи последовательно синхронизируемых генераторов на основе пакетов динамического моделирования SystemView и Simulink. Предложено несколько методов формирования случайных процессов, по свойствам близких к фликкер–шумам. Для формирования во временной области использовалась система нелинейных дифференциальных уравнений Ланжевена, для формирования в спектральной области использовался формирующий фильтр нижних частот 8-го порядка. С помощью модели исследована зависимость дисперсии фазовых флуктуаций на выходе системы от параметров звеньев и мощности входных воздействий. В случае малой мощности результаты имитационного моделирования с высокой точностью совпадают с результатами анализа математической модели. В случае большой мощности наблюдается некоторое различие результатов, вызванное влиянием нелинейности цепи. Путем перехода к исследованию дисперсии частотных флуктуаций выходного сигнала решена проблема анализа статистических характеристик при неэргодичности процесса флуктуаций фазы. 12. Получены зависимости телекоммуникационных характеристик качества сигнала TDEV и TIE от времени наблюдения, пересчитанные из спектральных плотностей фазовых флуктуаций. Полученные кривые качественно совпадают с результатами, приведенными в работах других авторов для неоптимизированных цепей. На примере параметра TDEV показано, что шумы опорного генератора отфильтровываются тем лучше, чем длиннее цепь, а шумы перестраиваемых генераторов и каналов передачи данных накапливаются. 13. В работе приведены рекомендации по выбору типа и параметров генераторного оборудования, методик оптимизации цепи, а так же основных направлений улучшения качества выходных сигналов.

- 188 БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Системы фазовой синхронизации / Акимов В.Н., Белюстина Л.Н., Белых В.Н., и др.;

Под ред. В.В. Шахгильдяна, Л.Н. Белюстиной. – М.: Радио и связь, 1982.– 288 с. Линдсей В. Системы синхронизации в связи и управлении: Пер. с англ. / Под ред. Ю.Н. Бакаева и М.В. Капранова.–М.: Сов. Радио, 1978.– 600 с. Витерби Э.Д. Принципы когерентной связи. – М.: Советское радио, 1970.– 350 с. Шахгильдян В.В., Ляховкин А.А. Системы фазовой автоподстройки частоты. – М.: Радио и связь, 1972.– 310 с. Аналоговые и цифровые синхронно–фазовые измерители и демодуляторы / А.Ф. Фомин, А.И. Хорошавин, О.И. Шелухин;

Под. ред. А.Ф.Фомина. – М.: Радио и связь, 1987. – 248 с. Roland E. Best. Phase–locked loops: design, simulation, and application. Third Edition. – McGrow–Hill, 1997. – 360 p. Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах. – М.: Радио и связь, 1986.– 240 с. Цифровые системы фазовой синхронизации / М.И. Жодзишский, С.Ю. Сила–Новицкий, В.А. Прасолов и др.;

Под ред. М.И. Жодзишского. –М.: Сов. Радио, 1980. –208 с. Цифровые радиоприемные системы: Справочник. / М.И. Жодзишский, Р.Б. Мазепа, Е.П. Овсянников и др.;

Под ред. М.И. Жодзишского – М.: Радио и связь, 1990. – 208с. Системы фазовой синхронизации с элементами дискретизации. 2–е изд., доп. и перераб. / В.В. Шахгильдян, А.А. Ляховкин, В.Л. Карякин и др.;

Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 1989. – 320 с. Тихонов В.И., Миронов М.А. Марковские процессы. – М.: Советское радио, 1977. – 525 с. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. 2–е изд., перераб. и доп. – М.: Радио и связь, 1982. – 624 с. Тихонов В.И., Харисов В.Н. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем: Учебное пособие. – М.: Радио и связь, 1991. – 608 с. Шахтарин Б.И. Случайные процессы в радиотехнике: Учебное пособие. – М.: Радио и связь, 2000. – 584 с.

2. 3. 4. 5.

6. 7. 8.

9.

10.

11. 12. 13.

14.

15. 16. 17. 18. 19.

20. 21. 22. 23. 24. 25.

26. 27.

28. 29. 30.

- 189 Феер К. Беспроводная цифровая связь. Пер. с англ. под ред. В.И. Журавлева. – М.: Радио и связь, 2000. – 520 с. Шахтарин Б.И. Анализ систем синхронизации при наличии помех. – М.: ИПРЖР, 1996. – 252 с. Шахтарин Б.И. Статистическая динамика систем синхронизации. – М.: Радио и связь, 1998. – 488 с. Тузов Г.И. Выделение и обработка информации в доплеровских системах. – М.: Советское радио, 1967. – 256 с. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. / Тузов Г.И., Сивов В.А., Прытков В.И. и др.;

Под ред. Тузова Г.И. – М.: Связь, 1985. – 279 с. Шахтарин Б.И. Анализ систем синхронизации методом усреднения. – М.: Радио и связь.–1999. – 496 с. Стратонович Р.Л. Избранные вопросы теории флуктуаций в радиотехнике. – М.: Советское радио, 1961. – 210 с. Тихонов В.И. Влияние шумов на работу схемы фазовой автоподстройки частоты // Автоматика и телемеханика. – 1959. – №9. – С. 1188–1196. Тихонов В.И.

Работа фазовой автоподстройки частоты при наличии шумов // Автоматика и телемеханика. – 1960. – №3. – С. 301–309. Челышев К.Б. Воздействие внешнего шума на фазовую автоподстройку частоты // Автоматика и телемеханика. – 1963. – №7. – С. 942–949. Витерби А. Исследование динамики систем фазовой автоподстройки частоты в присутствии шумов с помощью уравнения Фоккера–Планка // ТИИЭР. – 1963. – Т. 51, №12. – С. 1704–1722. Обрезков Г.В., Разевиг В.Г. Методы анализа срыва слежения. – М.: Советское радио, 1972. Пестряков А.В. Разработка и применение прикладных методов анализа дискретных систем фазовой синхронизации для устройств синтеза и стабилизации частоты. Дис. докт. техн. наук. – Москва, – 1992. – 472 с. Казаков В.А. Введение в теорию марковских процессов и некоторые радиотехнические задачи.– М.: Советское радио, 1977.– 408 с. Рытов С.М. Введение в статистическую радиофизику. Ч.1. Случайные процессы. – М.: Наука, 1976. – 494 с. Статистическая радиотехника. Примеры и задачи: Учебн. пос. для вузов. 2е изд. / Горяинов В.Т., Журавлев А.Г., Тихонов В.И.;

Под ред. В.И. Тихонова. – М.: Сов. радио, 1980. – 544 с.

31.

32.

33. 34.

35.

36.

37.

38. 39.

40.

41.

42. 43.

- 190 Gill G.S., Gupta S.C. First–order discrete phase–locked loop with applications to demodulation of angle–modulated carrier // IEEE Trans. –1972. – V.COM– 20. –P. 615–623. Шахгильдян В.В., Пестряков А.В. Исследование динамики системы ИФАПЧ с цифровым интегратором / Системы и средства передачи информации по каналам связи // Тр. Учебн. Ин–тов связи. –Л.: ЛЭИС, 1980. –С. 122–132. Иванов В.А., Ющенко А.С. Теория дискретных систем автоматического управления. – М.: Наука, 1983. – 336 с. Казаков Л.Н. Математическое моделирование дискретных систем с частотным управлением: Учеб. пос. / Яр. гос. ун-т им. П.Г. Демидова.– Ярославль, 1993. – 44 с Казаков Л.Н., Палей Д.Э., Пономарев Н.Ю. Нелинейная динамика дискретных СФС с кусочно–линейной характеристикой детектора: Учеб. пос. / Яр. гос. ун-т им. П.Г. Демидова.– Ярославль, 1998. – 127 с. Weinberg A., Liu B. Discrete Time Analyses of Nonuniform Sampling First– and Second–Order Digital Phase Lock Loops // IEEE Trans. –1974. –V. COM– 22. –N2. 123–137. Казаков Л.Н., Башмаков М.В. Математические модели стохастических цифровых систем фазовой синхронизации: Учеб. пос. / Яр. гос. ун-т им. П.Г. Демидова.– Ярославль, 2001.– 135 с. Битюцкий В.И., Сердюков П.Н. Оценка времени до срыва синхронизма в импульсной системе ФАПЧ // Радиотехника. – 1973. – №8. – С. 95–97. Белых В.Н., Максаков В.П. Статистическая динамика цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка // Радиотехника и электроника. – 1979. – №5. – С. 965–974. Шахтарин Б.И., Сизых В.В., Курочка Б.Я. Исследование статистических характеристик дискретных ФАС первого порядка // Вестник МГТУ. Сер. Приборостроение. – 1992. – №3. – С. 89–110. Фомин А.Ф., Урядников Ю.Ф. Помехоустойчивость систем передачи непрерывных сообщений с импульсными следящими демодуляторами // Радиотехника. –1976. –Т. 31, №9. –С. 46–54. Kelly C.N., Gupta S.C. The digital phase–locked loop as a near–optimum FM demodulator // IEEE Trans. –1972. –V.COM. –20.–P. 406–411. Пестряков А.В. Применение асимптотических методов для анализа дискретных систем фазовой синхронизации // Теоретическая электроника.

44.

45.

46. 47.

48.

49.

50.

51.

52.

53.

- 191 Республ. межвед. научн. технич. сб. – Львовский Гос. ун–т. –1989. – Вып.47. –С. 135–139. Пестряков А.В. Использование метода усреднения для анализа импульсных систем фазовой синхронизации // Радиотехника и электроника. –1990. –Т. 35, №. 11. – С. 2334–2340. Палей Д.Э., Казаков Л.Н. Динамика дискретной системы второго порядка с несколькими нелинейностями // Изв. вузов. Радиоэлектроника. – 1995. – №3. – С. 61–68. Капранов М.В., Кулешов В.Н., Уткин Г.М. Теория колебаний в радиотехнике. – М.: Наука, 1984. – 320 с. Казаков Л.Н., Палей Д.Э. Анализ полосы захвата импульсной системы фазовой синхронизации второго порядка // Радиотехника и электроника. – 1995. – Т. 40, № 5. – С. 823–828. Пономарев Н.Ю., Казаков Л.Н. Устойчивость в целом импульсной системы фазовой синхронизации второго порядка с трапециевидной характеристикой детектора // Радиотехника и электроника. – 1997. – Т. 42, № 12. – С. 1459–1464. Казаков Л.Н., Палей Д.Э. Анализ полосы захвата импульсной системы фазовой синхронизации третьего порядка с пилообразной характеристикой детектора // Радиотехника. – 1998. – № 1.– С. 29–35. Гаврилюк М.С., Кулешов В.Н. О фильтрации помех в линейной модели импульсно-фазовой системы ФАП с интегрирующим фильтром // Радиотехника. – 1970. – № 10.– С. 98–100. Казаков Л.Н., Захаров Д.Е., Палей Д.Э. Устойчивость дискретной СФС с нелинейным фильтром при наличии шума // Радио и волоконно– оптическая связь, локация и навигация: Материалы ВНТК. –Воронеж, 1997.– 7 с. Башмаков М.В., Захаров Д.Е., Казаков Л.Н. Анализ выходного сигнала цифрового синхронно–фазового демодулятора при наличии на входе гармонической помехи // Современные проблемы радиофизики и электроники: Юб. сб. науч. тр. / Яросл. гос. ун-т. – 1998. – С. 118–125. Казаков Л.Н., Башмаков М.В. Помехоустойчивость цифрового синхронно– фазового демодулятора с многоуровневым квадратурным преобразованием входного сигнала // Цифровая обработка сигналов и ее применение: Материалы 2–ой международной конференции, 21–24 сентября 1999 г. – Москва, 1999. – 6 с.

54.

55. 56.

57.

58.

59.

60.

61.

62.

63.

- 192 Казаков Л.Н., Пономарев Н.Ю., Казаков А.Л. Цифровой синхронно– фазовый демодулятор на основе ЦСФС 3–го порядка // Цифровая обработка сигналов и ее применение: Материалы 2–ой международной конференции, 21–24 сентября 1999 г. – Москва, 1999.– 7 с. Брюханов Ю.А. Цифровые цепи и сигналы: Учеб. пос. – Ярославль, 1999. – 152 с. Башмаков М.В., Казаков Л.Н. Статистические характеристики дискретной СФС 2–го порядка при наличии на входе гармонической помехи // Электросвязь. – 2001. – № 6. – С. 25–28. Башмаков М.В. Расчет плотности вероятности фазовой ошибки цифровой СФС в условиях детерминированных воздействий // Радиофизика и электроника на пороге 21 века: Cб. науч. тр. молод. учен., асп. и студ. шк.– семинара июль 2001 г. – Ярославль, 2001.– С. 28–40. Башмаков М.В., Кукушкин И.А., Душин И.Н. Анализ времени до срыва слежения в дискретной СФС 2-го порядка // Радиофизика и электроника на пороге 21 века: Cб. науч. тр. молод. учен., асп. и студ. шк.–семинара июль 2001 г. – Ярославль, 2001.– С. 40–50. Башмаков М.В., Казаков Л.Н. Помехоустойчивость цифрового синхронно– фазового демодулятора с многоуровневым квадратурным преобразованием входного сигнала // Цифровая обработка сигналов и ее применение: Сб. докл. 2-й межд. конф. 21–24 сентября 1999. – Москва, 1999.– С. 446–451. Душин И.Н., Башмаков М.В. Экспериментальное исследование статистических характеристик цифровой бинарной СФС при наличии прицельной по частоте помехи // Нелинейная динамика электронных систем: Сб. докл. молод. учен., асп. и студ. шк.–семинара 11–13 окт. 2000 г.– Ярославль, 2000.– С. 66–73. Башмаков М.В., Казаков Л.Н. Статистические свойства дискретной СФС при наличии прицельной по частоте помехи // Труды LVI научной сессии, посвященной Дню радио, 16–17 мая 2001 г.– Москва, 2001.– С. 401–404. Башмаков М.В., Казаков Л.Н., Кукушкин И.А. Сравнительный анализ методов оценки дисперсии фазовой ошибки дискретных СФС // Труды LVI научной сессии, посвященной Дню радио, 16–17 мая 2001 г.– Москва, 2001. – С. 404–406. Башмаков М.В., Казаков Л.Н. Помехоустойчивость цифрового синхронно– фазового демодулятора при сосредоточенной по частоте помехе // Перспективные технологии в средствах передачи информации – 64.

65.

66. 67. 68. 69. 70. 71. 72. 73. 74.

75.

76.

- 193 ПТСПИ’2001: Тр. IV межд. науч. конф. 15-17 авг. 2001 г. – Владимир– Суздаль, 2001.– С. 158–161. Казаков Л.Н., Башмаков М.В. Статистические характеристики цифрового синхронно–фазового демодулятора в условиях комбинированного входного воздействия // Теория связи и обработка сигналов: Тр. межд. конф. IEEE/ICC2001 13–15 июня 2001 г.– С.–Петербург, 2001.– С. 11–14. Казаков Л.Н., Башмаков М.В. Помехоустойчивость цифрового синхронно– фазового демодулятора в условиях узкополосных помех по основному каналу// Теория и техника передачи, приема и обработки информации: Тр. 7-й межд. конф. 1-4 октября 2001 г.– Харьков–Туапсе, 2001.– С. 150–152. Левин Б.Р., Шварц В. Вероятностные модели и методы в системах связи и управления. – М.: Радио и связь, 1985. – 312 с. Шахтарин Б.И. Анализ кусочно–линейных систем с фазовым регулированием. – М.: Машиностроение, 1991. – 192 с. Цыпкин Я.З., Попков Ю.С. Теория нелинейных импульсных систем. –М. Наука, 1978. Бесекерский В.А., Попов Е.П. Теория систем автоматического регулирования. – М.: Наука, 1975. – 768 с. Бахвалов Н.С. Численные методы. – М.: Наука, 1973. – 632 с. Корн Г., Корн Т. Справочник по математике (для научных работников и инженеров). –М.: Наука, 1977. – 832 с. Феллер В. Введение в теорию вероятностей и ее приложения. – М.: Мир, 1964. – 498 с. Деч Г. Руководство к практическому применению преобразования Лапласа и Z-преобразования.– М.: Наука, 1971. – 288 с. Александров А.С., Тимофеев А.А., Чвало В.А., Якимов И.М. Применение цепей Маркова для анализа системы тактовой синхронизации, функционирующей в условиях комбинированных случайных воздействий. // Вестник МГТУ им. Н.Э. Баумана. – 2004. – №3. – С. 83–95. Казаков Л.Н., Якимов И.М. Оптимизация цепи последовательно синхронизируемых генераторов различных уровней. // Цифровая обработка сигналов и ее применение: Сборник докладов 6–й международной конференции, 31 марта – 2 апреля 2004 г. – Москва, 2004. – Т. 2. – С. 222–225. Казаков Л.Н., Кукушкин Д.С., Якимов И.М. Синтез оптимальных цифровых СФС для задач цифровой обработки сигналов. // Материалы 77.

78.

79. 80. 81. 82.

83.

84.

85.

- 194 Всероссийской научной конференции, посвященной 200–летию Ярославского Государственного университета им. П.Г. Демидова, 30–31 октября 2003 г. Физика. – Ярославль, 2003. – С. 88–92. Казаков Л.Н., Якимов И.М. Статистические характеристики цепочки последовательно связанных генераторов. // Материалы Всероссийской научной конференции, посвященной 200–летию Ярославского Государственного университета им. П.Г. Демидова, 30–31 октября 2003 г. Физика. – Ярославль, 2003. – С. 92–95. Тимофеев В.А., Шанин А.М., Якимов И.М. Параметрическая оптимизация дискретной системы фазовой синхронизации второго порядка в условиях комбинированных случайных воздействий. // Вестник МГТУ им. Н.Э. Баумана. – 2004. – №4. – С. 84–96. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов по спец. "Радиотехника". 3-е изд. – М.: Высш. шк., 2000. – 462 с. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. – М.: Советское радио, 1977. – 608 с. Бесекерский В.А. Цифровые автоматические системы. – М.: Наука, 1976. – 576 с. Якимов И.М., Казаков Л.Н. Модель эталонной цепи сети синхронизации системы передачи синхронной цифровой иерархии (SDH). // Сборник докладов 5–й международной конференции «Цифровая обработка сигналов и ее применение». 12–14 марта 2003 г. – Москва, 2003. – Т. 2. – С. 356–359. Якимов И.М., Казаков Л.Н. Статистические характеристики дискретной СФС в условиях комбинированных флуктуационных воздействий. // Сборник трудов LVIII научной сессии, посвященной дню радио. 14–15 мая 2003 г. – Москва, 2003. – Т. 2. – С. 93–96. Якимов И.М. Моделирование фазовых флуктуаций сигналов генераторов различного типа. // Сборник научных трудов молодых ученых, аспирантов и студентов «Актуальные проблемы физики». Выпуск 4. – Ярославль, 2003. – С. 99–106. Казаков Л.Н., Якимов И.М. Анализ фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки связанных генераторов. // Сборник материалов научно– технического семинара «Синхронизация, формирование и обработка сигналов». 3–5 июля 2003 г. – Ярославль, 2003. – С. 75–78.

86.

87.

88.

89.

90. 91.

92.

93.

94. 95. 96.

- 195 Казаков Л.Н., Якимов И.М. Оптимизация качества работы дискретной СФС при наличии фазового и аддитивного белого шумов. // Сборник материалов научно–технического семинара «Синхронизация, формирование и обработка сигналов». 3–5 июля 2003 г. – Ярославль, 2003. – С. 72–74. Казаков Л.Н., Якимов И.М Анализ фазовых флуктуаций сигнала на выходе цепочки связанных генераторов. // Сборник материалов научно– технического семинара «Устройства синхронизации и формирования сигналов». 3–6 июля – Н. Новгород, 2002. – с. 45–47. Казаков Л.Н., Якимов И.М. Анализ квазипериодических режимов дискретной системы фазовой синхронизации второго порядка в условиях флуктуационных помех. // Радиотехника и электроника. – 2002. – Т. 47, № 11. – С. 1360–1370. Якимов И.М. Нелинейные процессы в дискретных СФС 2–го порядка в условиях гауссового воздействия. // Радиофизика и электроника на пороге 21 века: сборник научных трудов молодых ученых, аспирантов и студентов школы семинара. Июль 2001 г. – Ярославль, 2001. – С. 138–146. Слепов Н.Н. Современные технологии цифровых оптоволоконных сетей связи. – М.: Радио и связь, 2000. Алексеев Ю.А., Колтунов М.Н., Коновалов Г.В. Перспективы создания и развития системы тактовой сетевой синхронизации на цифровой сети ВСС России // Электросвязь. – 2001. – № 6. – С. 29–30. Антонова Г.С., Щелованов Л.Н. Моделирование ЦФАПЧ, содержащей линейные и нелинейные звенья, для тактовой синхронизации цифровой сети. // Сборник научных трудов учебных заведений связи / СПбГУТ. – СПб, 1995. Давыдкин П.Н., Кириллов В.П., Колтунов М.Н., Рыжков А.В. Система тактовой сетевой синхронизации ЗАО «Компания ТрансТелеКом»: результаты экспериментальных исследований // Ведомственные и корпоративные сети и системы. Connect! – 2002. – № 1. – С. 32–38. Давыдкин П.Г. Установка параметров вторичных задающих генераторов при включении в сеть ТСС // Электросвязь. – 2002. – № 8. – С. 13–14. Казаков Л.Н. Перспективные направления развития систем синхронизации // Электросвязь. – 2001. – № 6. – С. 19–21. Коновалов Г.В. Компьютерное моделирование сети синхронизации // Электросвязь. – 2001. – № 6. – С. 30–34.

- 196 97. Мельникова Н.Ф. Сетевые нормы на дрожание и дрейф фазы первичного эталонного генератора. Принципы их применения и измерения в соответствии со стандартом ETS 300 462–3 (01/97) // Метрология и измерительная техника в связи. – 2000. – № 1. – С. 9–18. 98. Шкляревский И.Ю. Измерение параметров синхронизации в телекоммуникационных сетях // Сети и телекоммуникации. – 2001. – № 5– 6. – С. 8–12. 99. Вощинин А.П., Улановская Л.Л., Щварц М.Л., Шишигин М.В. Особенности определения качества и надежности систем ТСС // Научно– техническая конференция «Проблемы синхронизации третьего тысячелетия». Ярославль. – 2000. – С. 26–28. 100. Koulikov I.E. Compensation of influence of temperature fluctuations in FOC on work of network synchronization system // 1st IEEE International Conference «Circuits and Systems for Communications». St. Petersburg. – 2000. 101. Султанов А.Х., Усманов Р.Г., Виноградова И.Л. Вопросы синхронизации сетей SDH // Сборник материалов научно–технического семинара «Устройства синхронизации и формирования сигналов». Н. Новгород: Технический семинар ЯГУ. – 2002. – С. 4–6. 102. Брени С. Синхронизация цифровых сетей связи. – М.: Мир, 2003. 103. Рыжков А.В., Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. – М.: Радио и связь, 1991. 104. Манасевич В. Синтезаторы частот (Теория и проектирование): Пер. с англ./Под ред. А.С. Галина – М.: Связь, 1979. 105. Гмурман В.Е. Теория вероятностей и математическая статистика. – М.: Высшая школа, 1998. 106. Руководство ETSI - ETSI EG 201 793 v1.1.1 (2000-10), 1997. 107. Гаврилюк О.П. Варианты схем синхронизации для применения в оборудовании SDH // Вiсник Украiнского Будинку економiчних та науково–технiчних знань. – 2002. – №1. – С. 83–87. 108. Гриднев С.А., Коновалов Г.В. Основные принципы и варианты построения систем управления тактовой сетевой синхронизацией //. – 2000. – №12. – С. 21–26. 109. Колтунов М.Н., Рыжков А.В. Организация системы тактовой сетевой синхронизации на ведомственных и корпоративных сетях // Электросвязь. – 2001. – №6. – С. 21–24.

- 197 110. Коновалов Г.В. Компьютерное моделирование сети синхронизации // Электросвязь. – 2001. – №6. – С. 30–34. 111. Коновалов Г.В. Определение характеристик качества ансамбля из L синхросигналов с использованием ускоренных методов вычислений // Метрология и вычислительная техника в связи. – 2002. – №5. – С. 25–30. 112. Нетес В.А. Обеспечение надежности системы тактовой сетевой синхронизации // Вестник связи. – 2001. – №4. – С. 114–119. 113. Улановская Л.Л., Вощинин А.П. Аспекты надежности синхронизации // Вестник связи. – 2000. – №11. – С. 26–28. 114. Шмытинский В.В., Корхова В.И. Принципы построения тактовой сетевой синхронизации в цифровых сетях связи // Автоматика, связь, информатика. – 2001. – №1. – С. 38–41. 115. Сизов В.П. Синтез оптимальных линейных моделей фазовой автоподстройки частоты // Радиотехника и электроника. – 1973. – № 12. – С. 2529–2537. 116. Сизов В.П. Синтез оптимальных линейных моделей цифровых систем фазовой автоподстройки // Радиотехника и электроника. – 1974. – № 9. – С. 1886–1893. 117. Сизов В.П., Гетта Т.Г. Синтез оптимальных дискретных систем фазовой автоподстройки при коррелированных флуктуационных помехах // Радиотехника и электроника. – 1976. – № 11. – С. 2321–2328. 118. Дьяконов В.П., Абраменкова И.В. MATLAB 5.0/5.3. Система символьной математики. – М.: Нолидж, 1999. – 640 с. 119. Гультяев А. Визуальное моделирование в среде MATLAB: учебный курс. – СПб.: Питер, 2000. – 432 с. 120. Дьяконов В., Круглов В. MATLAB. Анализ, идентификация и моделирование систем. Специальный справочник. – СПб.: Питер, 2002. – 448 с.

- 198 ПРИЛОЖЕНИЕ 1 Текст программы анализа характеристик качества сигнала на выходе цепи последовательно синхронизируемых генераторов в линейном приближении. Здесь приведены основные участки кода программы. Сама программа реализована на основе методов объектно–ориентированного программирования при помощи языка высокого уровня Delphi. 1. Основной класс–предок СФС.

type T_PLL = class protected FLock_Band: extended;

// Полоса удержания public Generator_Phase_Noise: T_Generator_Phase_Noise;

constructor Create;

destructor Destroy;

override;

procedure Print_Parameters(memo: TMemo);

virtual;

abstract;

//Метод для печати параметров СФС procedure Show_Parameters_Form;

virtual;

abstract;

//Метод для показа формы настройки параметров СФС procedure CopyTo(var Dest: T_PLL);

virtual;

//Метод для создания копии объекта function Transfer_Function_Output(w: extended): extended;

virtual;

abstract;

// Передаточная функция СФС по выходной величине function Transfer_Function_Error(w: extended): extended;

virtual;

abstract;

// Передаточная функция СФС по ошибке property Lock_Band: extended read FLock_Band write FLock_Band;

end;

procedure T_PLL.CopyTo(var Dest: T_PLL);

var phase_noise: T_Phase_Noise;

begin Dest.Lock_Band := Self.FLock_Band;

phase_noise := Dest.Generator_Phase_Noise;

- 199 Self.Generator_Phase_Noise.CopyTo(phase_noise);

end;

constructor T_PLL.Create;

begin inherited;

FLock_Band := 1;

Generator_Phase_Noise := T_Generator_Phase_Noise.CreateNoise;

end;

destructor T_PLL.Destroy;

begin Generator_Phase_Noise.Free;

inherited;

end;

2. Реализация класса аналоговой бесфильтровой СФС type T_Analog_PLL_1st_Order = class(T_Analog_PLL) public procedure Print_Parameters(memo: TMemo);

override;

procedure Show_Parameters_Form;

override;

function Transfer_Function_Output(w: extended): extended;

override;

function Transfer_Function_Error(w: extended): extended;

override;

end;

procedure T_Analog_PLL_1st_Order.Print_Parameters(memo: TMemo);

begin memo.Lines.Add('1st order analog PLL parameters:');

memo.Lines.Add('Lock band: ' + FloatToStrF(FLock_Band,ffExponent,8,4) + ' rad/s');

Generator_Phase_Noise.Print_Parameters(memo);

end;

procedure T_Analog_PLL_1st_Order.Show_Parameters_Form;

begin fmAnalog_PLL_1st_Order_Parameters := - 200 TfmAnalog_PLL_1st_Order_Parameters.CreateCell(Generator_Phase_Noise);

try fmAnalog_PLL_1st_Order_Parameters.ce_Lock_Band.Text FloatToStrF(FLock_Band,ffExponent,8,4);

if fmAnalog_PLL_1st_Order_Parameters.ShowModal = mrOk then begin FLock_Band := fmAnalog_PLL_1st_Order_Parameters.ce_Lock_Band.Value;

end;

finally fmAnalog_PLL_1st_Order_Parameters.Free;

end;

end;

function T_Analog_PLL_1st_Order.Transfer_Function_Error( w: extended): extended;

var t1,w1: extended;

begin t1 := sqr(FLock_Band);

w1 := sqr(w);

Result := w1 / (t1 + w1);

end;

function T_Analog_PLL_1st_Order.Transfer_Function_Output( w: extended): extended;

var t: extended;

begin t := sqr(FLock_Band);

Result := t / (t + sqr(w));

end;

:= Аналогичным образом формируются классы для аналоговой СФС 2-го порядка с ПИФ и ИФ, а так же для дискретных СФС 1-го и 2-го порядков. В последнем случае в качестве фильтра в цепи управления используется цифровой ПИФ. Такая архитектура программы позволяет легко добавлять новые типы СФС. 3. Класс канала передачи.

- 201 type T_Channel = class public Channel_Phase_Noise: T_Channel_Phase_Noise;

constructor Create;

destructor Destroy;

override;

function Tranfer_Function(w: extended): extended;

procedure Print_Parameters(memo: TMemo);

procedure Show_Parameters_Form;

procedure CopyTo(var Dest: T_Channel);

virtual;

end;

procedure T_Channel.CopyTo(var Dest: T_Channel);

var phase_noise: T_Phase_Noise;

begin phase_noise := Dest.Channel_Phase_Noise;

Self.Channel_Phase_Noise.CopyTo(phase_noise);

end;

constructor T_Channel.Create;

begin inherited;

Channel_Phase_Noise := T_Channel_Phase_Noise.CreateNoise;

end;

destructor T_Channel.Destroy;

begin Channel_Phase_Noise.Free;

inherited;

end;

procedure T_Channel.Print_Parameters(memo: TMemo);

begin memo.Lines.Add('Channel parameters:');

Channel_Phase_Noise.Print_Parameters(memo);

end;

- 202 procedure T_Channel.Show_Parameters_Form;

begin fmChannel_Parameters := TfmChannel_Parameters.CreateCell(Channel_Phase_Noise);

try if fmChannel_Parameters.ShowModal = mrOk then begin end;

finally fmChannel_Parameters.Free;

end;

end;

function T_Channel.Tranfer_Function(w: extended): extended;

begin Result := 1;

end;

4. Класс, определяющий спектральную плотность фазовых шумов генератора.

type T_Generator_Phase_Noise = class(T_Phase_Noise) protected FA0,FA1,FA2,FA3: extended;

//Коэффициенты полиномиальной модели public constructor CreateNoise;

constructor CreateLison(T,Ps,Kn,Fa,Ff: extended);

//Конструктор для создания шума по модели Лисона constructor CreatePolinom(A0,A1,A2,A3: extended);

//Конструктор для создания шума по полиномиальной модели procedure Print_Parameters(memo: TMemo);

override;

procedure Show_Parameters_Form;

override;

procedure Apply_Lison_Parameters(T,Ps,Kn,Fa,Ff: extended);

//Пересчет параметров Лисона в полиномиальные параметры procedure CopyTo(var Dest: T_Phase_Noise);

override;

function Get_Power_Density(w: extended): extended;

override;

//Спектральная плотность - 203 фазовых шумов property A0: extended read FA0 write FA0;

property A1: extended read FA1 write FA1;

property A2: extended read FA2 write FA2;

property A3: extended read FA3 write FA3;

end;

procedure T_Generator_Phase_Noise.Apply_Lison_Parameters;

const kBolzmann = 1.38E-23;

begin FA0 := 2 * kBolzmann * Kn * T / Ps;

FA1 := 2 * pi * FA0 * Fa;

FA2 := sqr(2 * pi * Ff) * FA0;

FA3 := 2 * pi * sqr(2 * pi * Ff) * FA0 * Fa;

end;

procedure T_Generator_Phase_Noise.CopyTo(var Dest: T_Phase_Noise);

Pages:     | 1 || 3 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.