WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     || 2 | 3 |
-- [ Страница 1 ] --

ЯРОСЛАВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ им. ДЕМИДОВА П. Г.

на правах рукописи

Палей Дмитрий Эзрович ИССЛЕДОВАНИЕ ДИНАМИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИСТЕМ ФАЗОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ ВТОРОГО ПОРЯДКА С НЕЛИНЕЙНЫМ ФИЛЬТРОМ

Специальность - 05.12.01 "Теоретические основы радиотехники" Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук

Научный руководитель кандидат технических наук доцент Л.Н. Казаков Ярославль - 1998 г.

ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ........................................................................................................... 5 ГЛАВА I. Математические модели дискретных СФС с двумя нелинейностями................................................................................... 17 1.1. Постановка задачи........................................................................ 17 1.2. Математическая модель цифровой СФС.................................... 18 1.3. Математическая модель импульсной СФС................................ 24 1.4. Математическая модель импульсно-цифровой СФС................ 29 1.5. Выводы........................................................................................... 34 ГЛАВА 2. Динамика ДСФС с пилообразной характеристикой детектора.... 36 2.1. Система с линейным фильтром в цепи управления.................. 38 2.1.1. Общие свойства СФС с пилообразной характеристикой детектора....................................................................................... 39 2.1.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления........................................................................... 44 2.1.3. Система с интегратором в цепи управления........................... 52 2.2. Система с ограничивающим фильтром в цепи управления..... 59 2.2.1. Общие свойства ДСФС с ограничивающим фильтром......... 59 2.2.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления........................................................................... 61 2.2.3. Система с интегратором в цепи управления........................... 71 2.3. Система с пилообразным фильтром в цепи управления........... 75 2.3.1. Общие свойства ДСФС с пилообразным фильтром............... 75 2.3.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления........................................................................... 79 2.3.3. Система с интегратором в цепи управления........................... 86 2.4. Выводы........................................................................................... 88 ГЛАВА 3. Динамика ДСФС с синусоидальной характеристикой детектора 3.1.1. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в 3.1. Система с линейным фильтром в цепи управления.................. 93 цепи управления........................................................................... 93 3.1.2. Система с интегратором в цепи управления........................... 102 3.2. Система с ограничивающим фильтром в цепи управления..... 105 3.2.1. Общие свойства ДСФС с синусоидальной характеристикой ФД и ограничивающим фильтром............................................. 105 3.2.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления........................................................................... 108 3.2.3. Система с интегратором в цепи управления........................... 115 3.3. Система с пилообразным фильтром в цепи управления........... 120 3.3.1. Общие свойства ДСФС синусоидальной характеристикой ФД и пилообразным фильтром................................................... 120 3.3.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления........................................................................... 124 3.3.3. Система с интегратором в цепи управления........................... 129 3.4. Статистическая динамика ДСФС с синусоидальным детектором и нелинейным фильтром........................................ 133 3.4.1. Постановка задачи..................................................................... 133 3.4.2. Стохастическая модель и описание движений в ДСФС с нелинейным фильтром................................................................ 134 3.4.3. Исследование статистической области глобальной устойчивости................................................................................ 136 3.5. Выводы........................................................................................... ГЛАВА 4. Экспериментальные исследования ДСФС с нелинейным фильтром............................................................................................... 145 4.1. Постановка задачи........................................................................ 145 4.2. Компьютерное моделирование импульсной СФС с интегратором в цепи управления............................................... 147 4.2.1. Блок-схема моделирующего алгоритма.................................. 147 4.2.2. Анализ результатов исследования компьютерной модели.... 151 4.3. Экспериментальные 4.4. Экспериментальные исследования исследования однокольцевого цифровой СФС с на синтезатора частоты КВ-диапазона........................................... 155 квадратурным аналого-цифровым преобразователем входе.............................................................................................. 157 4.4.1. Описание програмно-аппаратного комплекса «Цифровые системы»....................................................................................... 157 4.4.2. Блок-схема алгоритма экспериментальных исследований.... 161 4.4.3. Анализ результатов эксперимента........................................... 162 4.5. Выводы........................................................................................... 165 ЗАКЛЮЧЕНИЕ.................................................................................................... 167 ЛИТЕРАТУРА...................................................................................................... 172 ПРИЛОЖЕНИЕ 1................................................................................................. 180 ПРИЛОЖЕНИЕ 2................................................................................................. ВВЕДЕНИЕ Системы фазовой синхронизации (СФС) нашли в настоящее время широкое применение во многих областях радиотехники, таких как радиопередающие и радиоприемные системы, радиолокация и радионавигация, радиоизмерительная техника и т. д. [1-6]. Примером могут служить современные цифровые радиоприемные системы, в которых с помощью СФС решается целый ряд задач. Среди них синхронизация несущих колебаний, синхронизация и демодуляция поднесущих и модулирующих колебаний, синхронизация и демодуляция двоичных символов цифровой информации, синхронизация и свертка псевдослучайной последовательности в системах связи с использованием широкополосных сигналов [7-11]. Как правило, основу вышеперечисленных систем составляют дискретные системы фазовой синхронизации (ДСФС). Путем оптимизации структуры колец, типов входящих в них узлов, и, в первую очередь, фильтров цепи управления можно создавать варианты систем, обладающие требуемыми характеристиками по точности работы, быстродействию, помехоустойчивости для различных типов входных сигналов и законов модуляции [10,11]. За счет усложнения алгоритмов обработки и реализующих их устройств появляется возможность создавать гибкие алгоритмы обработки информации, оптимизации различных параметров и характеристик. Отдельно следует сказать о системах частотного синтеза, которые строятся на основе дискретных колец фазовой синхронизации [12-19]. В диапазонах метровых, дециметровых и сантиметровых волн подобные системы пользуются большой популярностью. Здесь также за счет усложнения цепей управления, и соответственно алгоритмов управления можно значительно повысить эффективность, расширить функциональные возможности. Например, наряду с традиционным применением использование колец, обладающих высокими астатическими свойствами, позволяет совместить в синтезаторе функцию синтеза высокостабильной по частоте несущей с ее угловой модуляцией [22,23]. Использование различных режимов управления фильтрами, как правило нелинейными, позволяет достичь высоких характеристик синтезируемых сигналов. Приведенные примеры говорят о том, что существует устойчивая тенденция расширения области применения систем фазовой синхронизации. Развитие дискретных и цифровых технологий только усиливает ее. С другой стороны, необходимо понимать, что увеличение области применения, связанное в том числе и с расширением функциональных возможностей СФС, предполагает усложнение алгоритмов управления, а это напрямую связано с использованием сугубо нелинейных режимов функционирования. В пользу этого говорит хотя бы следующий очевидный факт. Для эффективного использования СФС необходимо, чтобы состояние синхронизма обеспечивалось как можно в более широкой области значений параметров и начальных расстроек по частоте. Это, в свою очередь, невозможно без функционирования системы на границе предельных нелинейных режимов. При этом нелинейные свойства будут определяться не только фазовым детектором, но и другими звеньями, например фильтром цепи управления. Так наличие в кольце СФС фильтра нижних частот астатического типа (аналогового для импульсных систем и цифрового для цифровых систем) при наличии больших расстроек по частоте зачастую приводит к подобным режимам. Вид нелинейность фильтра зависит от конкретной реализации и может быть различным. Другим примером может служить искусственное введение нелинейности в цепь управления с целью придания системе требуемых свойств и характеристик. Примером может служить двусторонний ограничитель для уменьшения диапазона расстроек по частоте. Подобная нелинейность позволяет избежать возникновения кратных захватов по частоте и других паразитных движений. Т.е., удачный выбор нелинейного фильтра позволяет не только оптимизировать динамические свойства системы, такие как область устойчивости в большом или в целом, характер движения, переходные процессы, но и придавать системе совершенно новые качества, получение которых невозможно в системе с линейным фильтром. Таким образом, можно утверждать, что задача повышения эффективности существующих и вновь созданных типов устройств на основе дискретных СФС достаточно актуальна. С другой стороны решение этой проблемы неразрывно связано с анализом нелинейных режимов систем, при котором учитываются не только нелинейные свойства фазового детектора, но и других узлов - в первую очередь фильтра нижних частот цепи управления. Т.е. речь идет об исследовании моделей дискретных СФС, имеющих несколько нелинейностей. При этом одна из них периодическая, обусловленная фазовым детектором (синусоидальная, пилообразная, треугольная и т.д.), вторая, обусловленная нелинейными свойствами фильтра, может быть периодической, либо непериодической - ограничивающей. Периодическая (чаще пилообразная) нелинейность характерна для цифровых интегрирующих фильтров со сбросом по переполнению [7,14]. Нелинейность ограничивающего типа характерна для аналоговых фильтров (например при реализации их на операционном усилителе) и цифровых с переполнением без сброса [3,7,14].

Ф(y) Ф(y) Uвх(t) АЦП КП АЦП kФ ЦФ kP Ф(kФ+kP) d m ФП Sin Cos НС P Рис. В.1. Структурная схема синхронно-фазового демодулятора на основе цифровой СФС с нелинейным цифровым фильтром. На рис. В.1, В.2 приведены типичные структурные схемы цифровой и импульсной систем фазовой синхронизации с нелинейными фильтрами в цепи управления. На рис. В.1 показана схема синхронно-фазового демодулятора с квадратурным аналого-цифровым преобразователем на входе. В качестве сглаживающего фильтра применяется интегрирующий фильтр с конечной разрядной сеткой на основе накопительной схемы с параллельным форсирующим каналом. В зависимости от алгоритма переполнения сумматора типичными являются два варианта нелинейной функции, описывающей фильтр. Это линейная с насыщением и пилообразная функции. Далее нелинейные фильтры с такими характеристиками будем называть соответственно ограничивающим и пилообразным. При значении коэффициента передачи усилителя кода d равном единице цифровой фильтр будет представлять из себя нелинейный интегратор с форсированием, при значении d меньше единицы пропорционально-интегрирующий фильтр.

N Uвых(t) M Uмод1(t) ИФД ДПКД ФНЧ ПГ Ф(y) Uмод2(t) Рис. В.2. Структурная схема возбудителя ЧМ-колебаний на основе импульсной СФС. На рис. В.2 показана схема возбудителя ЧМ-колебаний на основе однокольцевого синтезатора с возможной одноточечной (в низкочастотном или высокочастотном каналах) или двухточечной (одновременно в двух каналах) модуляцией [22,23]. Фильтр нижних частот канала управления является астатическим звеном и представляет собой интегратор с форсированием. Его свойства описываются нелинейной с насыщением функцией, соответственно фильтр является ограничивающим. Постановка астатического звена вызвана требованием малых фазовых ошибок в канале модуляции. С другой стороны применение интегратора с большой вероятностью приводит к срабатыванию нелинейности фильтра, что в свою очередь обуславливает необходимость учета нелинейных свойств фильтров при разработке подобных устройств. Приведенные схемы ДСФС с нелинейным фильтром являются определяющими при построении обобщенной модели, представляющей собой предмет исследования диссертации. Необходимо отметить, что модель дискретной СФС с двумя и более нелинейностями представляет собой достаточно сложный объект исследования, практически неизученный до недавнего времени. Основные причины кроются в отсутствии достаточно развитой теории подобных систем. До недавнего времени, несмотря на большое число публикаций, не было полной картины поведения дискретных СФС второго и выше порядков даже с линейным фильтром, не говоря о двух нелинейностях. Можно утверждать, что для произвольных параметров до сих пор не решена основная задача нелинейной динамики дискретных СФС - задача о глобальной устойчивости или устойчивости в целом состояния синхронизма. В лучшем случае для систем второго и выше даже для наиболее простых типов нелинейностей существует лишь оценки областей устойчивости в целом (полосы захвата). В подтверждение этого можно указать ряд работ Пестрякова А. В. [24-27], в которых для анализа динамики дискретных систем синхронизации применяются асимптотические методы, в частности метод усреднения. С его помощью получены оценки на время переходных процессов и области устойчивости в целом для разного типа дискретных систем синхронизации. Однако эта методика применима лишь в тех случаях, когда движения в системе можно разделить на медленные и быстрые. Методы оценки полосы захвата систем, базирующиеся на применении частотных критериев развиты в работах Леонова Г. А., Корякина Ю.А. [28,29]. Предложенная методика позволяет анализировать системы произвольного порядка с практически произвольной формой характеристики фазового детектора. Вместе с тем оценки, получаемые в результате зачастую сильно занижены, что не может удовлетворить практические потребности разработчиков. С использованием метода точечных отображений анализируются динамические свойства систем в работах Белыха В.Н., Максакова В.П., Лебедевой Л.В. Так в работах [30-32] рассмотрены свойства цифровой СФС с характеристикой фазового детектора типа Sign. На основе качественного анализа фазовых траекторий получены оценки на область глобальной устойчивости этой системы. В работах [33,34] исследована динамика моделей дискретных СФС первого и второго порядков с синусоидальной характеристикой ФД. Однако при исследовании систем второго порядка авторы ограничились случаем нулевых начальных расстроек, что ограничивает практическую применимость полученных результатов. В работах Шахтарина Б.И. [35-38] для исследования непрерывных и дискретных СФС применяются квазигармонический и численный методы. Исследования проведены для произвольной характеристики фазового детектора. Вместе с тем, при аналитическом и качественном анализе рассмотрены движения только простейших типов. Это также ограничивает применимость полученных результатов. В отличие от использованных в перечисленных работах методов, автором диссертации была предложена методика исследования дискретных СФС с линейным фильтром, позволяющая в ряде случаев получить точный или близкий к нему результат. В первую очередь это касается анализа области глобальной устойчивости. Методика ориентирована на исследование нелинейной динамики дискретных и цифровых систем с разрывными и гладкими нелинейностями и опирается на качественно-аналитические методы, основу которых составляет анализ структуры фазового пространства системы. Методика позволяет описать условия перехода вектора состояния системы из одной области фазового пространства в другую, характерные для данной структуры фазового пространства движения, и наконец позволяет получить условия существования различных движений, включая сложные. В ряде случаев применение методики позволило получить аналитические условия существования периодических и квазипериодических движений, что в конечном итоге позволило найти в пространстве параметров точные границы области глобальной устойчивости системы. Так в работах [39,40] предложен и развит простой алгоритм точного определения полосы захвата ДСФС второго порядка с пилообразной характеристикой детектора и линейным фильтром.

Относительно касаются систем фазовой синхронизации СФС c с несколькими фазовым нелинейностями можно назвать ограниченное число работ. В основном все они исследования дискретных торроидальным пространством либо исследования многокольцевых систем синхронизации. В работах Федосовой Т. С., Паушкиной Т. К. рассматриваются модели СФС с двумя периодическими нелинейностями [41-43]. Однако полученные в работах результаты следует считать достаточно ограниченными поскольку для описания дискретных систем использовались их непрерывные аналоги. В работах [44,45] Казакова Л.Н., Широкова Ю.В. рассмотрен ряд задач по исследованию синтезаторов на основе дискретных связанных колец фазовой синхронизации. Получены результаты, имеющие научное и практическое значение. Связанные системы описываются дискретными моделями с двумя нелинейностями и, следовательно, могут быть отнесены к классу дискретных систем с несколькими периодическими нелинейностями. Их принципиальной особенностью является наличие двух равноправных периодических координат (координаты являются аргументами периодических функций - это разность фаз на выходах фазовых детекторов каждого из колец). Это придает особенности и методам исследования подобных систем, основанных на качественноаналитическом подходе. Можно говорить например о полной симметрии фазового пространства. В целом эти модели можно рассматривать как частный случай системы с периодическими нелинейностями. Автор диссертации предложил и развил методику исследования дискретных систем с двумя нелинейностями для достаточно общего случая кусочно-линейных типов характеристик фильтра. В работе [46] методика, использовавшаяся при анализе систем с линейным фильтром и пилообразной характеристикой глобальной детектора была развита для для случая СФС с двумя нелинейностями. В частности она позволила получить точные значения области устойчивости системы случая ограничивающего пропорционально-интегрирующего фильтра. В работах [47-49] рассмотрены свойства системы с синусоидальной характеристикой детектора и двумя различными типами нелинейности фильтра - ограничивающей и линейной со сбросом. Диссертационная работа является обобщением полученных ранее результатов а также развитием методики исследований и применением ее к изучению дискретных систем синхронизации с двумя нелинейностями.

Целью диссертационной работы является исследование динамики дискретных систем фазовой синхронизации второго порядка с нелинейными фильтрами в цепи управления, включая изучение общих свойств систем с фильтрами синхронизма. Для достижения поставленной цели в диссертационной работе решаются следующие задачи: 1) разработка обобщенной модели импульсных и цифровых систем фазовой синхронизации с различными типами фазовых детекторов и нелинейных фильтров в цепи управления;

2) разработка методики исследования периодических и квазипериодических движений в ДСФС с пилообразной характеристикой детектора с пилообразным и ограничивающим фильтром в цепи управления, включая вопросы устойчивости в большом и целом состояния синхронизма;

3) разработка методики исследования и анализ периодических и квазипериодических движений в ДСФС с синусоидальной характеристикой детектора с пилообразным и ограничивающим фильтром в цепи управления, включая вопросы устойчивости в большом и целом состояния синхронизма;

4) разработка методики исследования и анализ динамических свойств ДСФС с пилообразным и ограничивающим фильтром в цепи управления при наличии шумового входного воздействия, включая вопросы статистических характеристик периодических движений, состояния синхронизма, области устойчивости в целом;

5) компьютерное моделирование импульсных и цифровых систем фазовой синхронизации, исследование их динамических характеристик с учетом реального поведения отдельных узлов;

6) проведение экспериментальных исследований импульсной системы фазовой синхронизации с нелинейным астатическим фильтром и цифрового 12 различного типа, вопросы анализа периодических и квазипериодических движений, устойчивости в большом и целом состояния синхронно-фазового демодулятора с квадратурным преобразователем на входе, проверка основных результатов теоретических исследований.

Научная новизна и практическая значимость диссертационной работы заключаются в разработке общей методики анализа дискретных систем фазовой синхронизации с различными типами нелинейных фильтров, в результатах исследования нелинейной динамики дискретных систем с ограничивающим и пилообразным фильтром в цепи управления для пилообразной и синусоидальной характеристик фазового детектора, включая результаты устойчивости в большом и целом состояния синхронизма с учетом и без учета шумового воздействия на систему. Также они заключается в методике и результатах компьютерного моделирования импульсной СФС с астатическим фильтром и цифрового синхронно-фазового модулятора с квадратурным аналого-цифровым преобразователем на входе. Полученные результаты имеют практическое значение для разработки и проектирования различных радиотехнических устройств на основе импульсных и цифровых систем фазовой синхронизации, в частности возбудителей ЧМ-колебаний и разного рода синхронно-фазовых демодуляторов. Многочисленные графики и рисунки позволяют поводить оптимизацию и сравнительный анализ поведения систем с различными типами нелинейных фильтров для широкого диапазона изменения параметров.

К числу основных результатов диссертационной работы следует отнести: 1) обобщенные модели дискретных систем фазовой синхронизации с нелинейным фильтром в цепи управления;

2) методику нелинейного анализа и результаты исследования СФС с пилообразной характеристикой ФД и двумя типами нелинейности фильтра в цепи управления: ограничивающим и пилообразным;

3) методику нелинейного анализа и результаты исследования СФС с синусоидальной характеристикой ФД и двумя типами нелинейности фильтра в цепи управления: ограничивающим и пилообразным;

4) методику и результаты исследования статистических характеристик периодических движений, состояния синхронизма, области устойчивости в целом ДСФС с синусоидальной характеристикой ФД и двумя типами нелинейности фильтра в цепи управления: ограничивающим и пилообразным;

5) области устойчивости в целом и полосу захвата ДСФС с различными типами детекторов и фильтров в цепи управления, полученные с помощью компьютерного моделирования;

6) результаты, фильтрами;

7) динамические характеристики экспериментальных макетов возбудителя ЧМ-колебаний и цифрового синхронно-фазового демодулятора.

Методы исследования.

полученные при компьютерном моделировании импульсных и цифровых систем фазовой синхронизации с нелинейными Для решения общие перечисленных и прикладные задач в диссертационной работе используются методы качественной теории динамических систем и теории бифуркаций, методы анализа нелинейных разностных уравнений, теория точечных отображений, моделирование на ЭВМ.

Структура диссертационной работы состоит из четырех глав, введения и заключения. Во введении дана общая характеристика работы, обоснована актуальность, сформулированы цель, основные задачи и методы исследования, дана общая характеристика рассматриваемых систем, кратко изложено содержание работы. В первой главе получены и проанализированы модели импульсных и цифровых СФС второго порядка с нелинейными фильтрами в цепи управления различного типа. В качестве нелинейных фильтров рассмотрены пропорционально-интегрирующий фильтр с ограничивающей и пилообразной нелинейностью и интегратор с форсированием также с ограничивающей и пилообразной нелинейностью. Показано, что при соответствующих допущениях, все рассмотренные модели имеют общий вид. Это позволяет в дальнейшем исследовать свести исследование к изучению обобщенной СФС с двумя нелинейностями. Во второй главе предложена методика и выполнены исследования дискретной СФС с пилообразной характеристикой фазового детектора и различными типами фильтра в цепи управления. Исследование проведено в два этапа. На первом, на основе предложенной методики, исследуется нелинейная динамика системы с линейным пропорционально-интегрирующим фильтром и интегратором с форсированием. На основе анализа структуры фазового пространства возможные в системе периодические движения, рассмотрены их основные бифуркации, получены точные значения областей устойчивости в целом состояния синхронизма и графики полосы захвата. На втором этапе, на основе свойств системы с линейным фильтром, исследовано поведение систем с нелинейным фильтром: пилообразным и ограничивающим. Найдены области параметров системы, где нелинейные свойства фильтра не оказывают влияния на работу системы. Для каждого типа нелинейности фильтра изучено ее влияние на области существования и бифуркации предельных циклов. На основе полученных результатов построены области глобальной устойчивости СФС. Проведен сравнительный анализ характеристик систем с различными типами нелинейности фильтра. В третьей главе предложена методика и выполнены исследования дискретной СФС с синусоидальной характеристикой фазового детектора и различными типами фильтра в цепи управления. Исследование также проведено в два этапа. На первом этапе проанализировано поведение систем с линейным пропорционально-интегрирующим фильтром и интегратором с форсированием. Исследованы возможные в системе типы периодических движений и притягивающих инвариантных множеств, изучена структура фазового пространства, соответствующая их возникновению. В пространстве параметров получены области существования основных предельных циклов, изучены их основные бифуркации. На основе проведенного анализа получены точные значения границ областей глобальной устойчивости и графики полосы захвата. На втором этапе, на основе результатов исследования систем с линейным фильтром, рассмотрены свойства ДСФС с нелинейным фильтром: пилообразным и ограничивающим. Изучено влияние нелинейных свойств фильтра на динамические характеристики системы, включая структуру фазового пространства, основные бифуркации периодических движений и их области существования. Получены аналитические 15 оценки на области существования движений определенного типа. На основе полученных результатов проанализировано влияние параметров второй нелинейности на области глобальной устойчивости и полоса захвата. Проведен сравнительный анализ характеристик систем с различными типами нелинейности фильтра. В четвертой главе на основе компьютерного моделирования проведены исследования динамических характеристик, области устойчивости в целом и полосы захвата импульсной СФС с астатическим ограничивающим фильтром в цепи управления и и цифрового синхронно-фазового фильтром в демодулятора цепи с квадратурным аналого-цифровым преобразователем на входе и с нелинейным (ограничивающим пилообразным) управления. Использование для этих целей моделирующего алгоритма позволило уточнить построенные ранее модели и получить результаты, учитывающие целый ряд дополнительных факторов. Для импульсных систем это прежде всего переменный интервал дискретизации, отличие реального фазового детектора выборка-запоминание от экстраполятора нулевого порядка. Для цифровых систем - это конечность разрядной сетки узлов системы. На базе двух экспериментальных макетов: импульсной СФС с интегратором в цепи управления основные и цифрового моделей. синхронно-фазового при Проведено демодулятора проверены и результаты, полученные анализе математических компьютерных исследование динамических характеристик, областей устойчивости в целом, полосы захвата. Сравнительный анализ подтвердил совпадение основных результатов теоретических и экспериментальных исследований. В заключении приведены основные результаты и выводы по диссертационной работе.

1. Математические модели дискретных СФС с двумя нелинейностями 1.1. Постановка задачи Основной целью главы является построение единой обобщенной модели разных по классу дискретных (импульсных и цифровых) систем фазовой синхронизации второго порядка с нелинейным фильтром в цепи управления. Задача связана с описанием систем не по технологическому признаку а по типу функций, описывающих нелинейные узлы. Вид характеристик нелинейных фильтров, рассматриваемых в диссертации приведен на рис. 1.1.

Ф(y) M -M M -M Ф(y) M M -M -M y y a) Рис. 1.1.

б) Рассматриваются следующие классы широко используемых на практике систем фазовой синхронизации: 1) цифровые системы фазовой синхронизации с многоуровневым аналогоцифровым преобразователем фазы или многоуровневым аналого-цифровым квадратурным преобразователем входного сигнала;

2) импульсные системы фазовой синхронизации c детектором «выборказапоминание» и нелинейным аналоговым фильтром в цепи управления;

3) импульсно-цифровые системы фазовой синхронизации с нелинейным цифровым каналом в цепи управления. В главе будет показано, что обобщенная математическая модель имеет вид отображения второго порядка n +1 = n F (n ) + xn xn +1 = g ( M, d ( g xn ) + F (n )), (1.1.1) где n - разность фаз сигналов на входах фазового детектора в момент времени n;

xn - нормированная разность частот входного сигнала и ПГ в момент времени n;

F() - характеристика фазового детектора;

Ф(y) - характеристика нелинейности фильтра;

M - максимальное значение Ф(y);

,,d - параметры системы;

g - нормированная начальная расстройка. Наличие единой модели позволит в дальнейшем разрабатывать и соответственно применять общие для различных по классу систем методики и алгоритмы исследования, основанные на единых качественно-аналитических подходах. Получим эту модель и определим основные условия, ограничивающие применение обобщенной модели для описания конкретных систем.

1.2. Математическая модель цифровой СФС Получим математические модели ЦСФС с нелинейным фильтром в цепи управления. Для этого рассмотрим ряд важных с практической точки зрения систем с аналого-цифровым преобразователем до петли:

- ЦСФС с квантованием фазы входного сигнала;

- ЦСФС с квантованием квадратурных составляющих входного сигнала;

- ЦСФС с квантованием мгновенных значений входной смеси. При моделировании не будем учитывать конечность разрядной сетки цифровых узлов. Эффекты, связанные с конечной разрядностью и ее влиянием на работу системы, будут рассмотрены в четвертой главе, посвященной компьютерному моделированию и экспериментальным исследованиям. Сведем все вышеперечисленные типы ЦСФС к некоторой эквивалентной функциональной схеме, для которой и проведем моделирование. 1. На рис. 1.2 приведена структурная схема ЦСФС с квантованием фазы входного сигнала, состоящая из следующих узлов: ДЦФ - дискретный цифровой фазометр, в задачу которого входит формирование кода фазы входного сигнала;

ФП - функциональный преобразователь, обеспечивающий необходимое качество демодуляции сигнала;

ЦФ - цифровой сглаживающий фильтр;

НС - накапливающий сумматор, формирующий код выходной фазы системы. При измерении фазы входного сигнала в цифровом фазометре возникает известная ошибка, связанная с измерением разности фаз двух импульсных последовательностей. Далее будем считать, что цифровой фазометр идеален.

Uвх(t) ДЦФ fr НС ФП ЦФ Рис. 1.2. Структурная схема ЦСФС с квантованием фазы входного сигнала.

kвх kцг S z- k F() kФП kЦФ Ф[W(z)] k Рис. 1.3. Эквивалентная функциональная схема цифровой части ЦСФС с АЦП до петли системы. Эквивалентная функциональная схема цифровой части данной системы представлена на рис. 1.3. Код фазы входного сигнала kвх и код фазы цифрового генератора kцг поступают на вычитатель, где формируется код ошибки kф. Периодическая функция F() моделирует характеристику функционального преобразователя. Нелинейные свойства фильтра описываются функцией Ф[W(z)], где W(z) коэффициент передачи линейного аналога фильтра. Неполный накапливающий сумматор представлен звеном с коэффициентом передачи 1 z и выполняет роль цифрового генератора.

Дополнительный код k0 моделирует значение частоты цифрового генератора при разомкнутом кольце (учитывает тактовую частоту системы fr). 2. Структурная схема ЦСФС с квантованием квадратурных составляющих представлена на рис. 1.4.

kS kФП S(t) kSВХ Uвх(t) АЦП КП C(t) АЦП kСВХ kСЦГ kC kSЦГ kЦФ ЦФ ФП ФП НС Рис. 1.4. Структурная схема ЦСФС с квантованием квадратурных составляющих. Приняты следующие обозначения: КП - квадратурный преобразователь;

АЦП - аналого-цифровой преобразователь;

ФП1, ФП2 - функциональные преобразователи синфазного и квадратурного каналов. Будем считать, что квадратурный преобразователь идеален, т.е. синфазный и квадратурный каналы идентичны. Покажем, что и в этом случае эквивалентная функциональная схема цифровой части данной системы совпадает с системой показанной на рис. 1.3. Коды в каналах на входах и выходах перемножителей в момент времени n соответственно запишутся как:

kCВХ [n] = U ВХ Cos( ВХ [n]), k SВХ [n] = U ВХ Sin( ВХ [n]), k CЦГ [n] = U ЦГ Cos(2 kНС [n] / k НС 2 ) = U ЦГ Cos( ЦГ [n]), k SЦГ [n] = U ЦГ Sin(2 kНС [n] / k НС 2 ) = U ЦГ Sin( ЦГ [n]), k C [n] = U ВХ U ЦГ Cos( ВХ [n]) Sin( ЦГ [n]), k S [n] = U ВХ U ЦГ Sin( ВХ [n])Cos( ЦГ [n]), где U ВХ - нормированная амплитуда входного сигнала, U ЦГ - амплитуда сигнала цифрового генератора, ВХ [n], ЦГ [n] - фазы входного сигнала и сигнала ЦГ, k НС2 - код с выхода НС, соответствующий фазе 2. Соответственно код фазовой ошибки можно представить в виде kФП [n] = k S [n] kC [n] = U ВХ U ЦГ Sin( ВХ [n] ЦГ [n]).

учитывая идентичность каналов и (1.2.1), придем к (1.2.1) Исключив из рассмотрения АЦП и квадратурный преобразователь, эквивалентной функциональной схеме цифровой части системы, приведенной на рис. 1.3. Код kФП [n] будет соответствовать коду на выходе ФП, соответственно F()=Sin().

3. В системах с квантованием мгновенных значений входной смеси (рис. 1.5) в кольце присутствует суммарная составляющая на частоте вх+пг. Таким образом, схема на рис. 1.3 также может служить моделью рассматриваемой системы, но при условии, что цифровой фильтр достаточно эффективно подавляет суммарную составляющую.

Uвх(t) АЦП fr НС ФП ЦФ Рис. 1.5. Структурная схема ЦСФС с квантованием мгновенных значений входной смеси.

Характерным для цифровых фильтров является применение в них звеньев, содержащих накапливающие сумматоры (НС). Данные звенья являются сугубо нелинейными. Типичными функциями, описывающими нелинейные свойства НС являются либо пилообразная, либо линейная с насыщением функция. Получим математическую модель цифровой СФС с нелинейным НС в цепи управления. Будем считать, что цифровой фильтр состоит из линейного пропорционального канала и нелинейного интегрирующего канала, как это 1 показано на рис. 1.6. Функция описывает работу нелинейного канала, z d где 1 коэффициент передачи его линейного аналога. При d равном единице zd это будет нелинейный интегратор, при d<1 - нелинейный пропорциональноинтегрирующий фильтр.

kвх k kФП kцг S z- kЦФ m F( ) k 1 Ф[ z-d ] KНС Рис. 1.6. Функциональная схема цифровой части ЦСФС второго порядка с нелинейным интегратором в цепи управления. Код разности фаз на выходе вычитателя в момент времени n+1 равен k [ n + 1] = k [ n] + k ВХ [ n] k ЦГ [ n], (1.2.2) где k [ n] = k ВХ [ n] k ЦГ [ n], k ВХ [ n], k ЦГ [n] - коды фазы соответственно на входе системы и на выходе ЦГ в момент времени n;

k ВХ [ n], k ЦГ [ n] приращения кодов за системный такт. Код приращения выходной фазы можно представить в виде k ЦГ [ n] = S k ЦФ [ n], где: S - нормировочный коэффициент ЦГ.

(1.2.3) В свою очередь k ЦФ [ n] можно выразить через разность фаз [n] входного сигнала и сигнала ЦГ в момент времени n k ЦФ [n] = mSФП F ([n]) + k HK [n] + k0, где (1.2.4) [n] = 2 k [n] / k2, k0 - константа, моделирующая частоту цифрового (1.2.5) генератора при разомкнутом кольце;

k2 - код соответствующей приращению фазы 2, F( ) нормированная функция преобразования ФП, SФП - максимальный код на выходе ФП;

m - коэффициент передачи пропорционального канала. kHK[n] - код на выходе нелинейного канала. Учитывая нелинейные цифрового фильтра, можно записать:

k HK [ n ] = ( M f,dk HK [ n 1 ] + SФП F ( [ n 1 ]), (1.2.6) где Mf - максимальный код на выходе нелинейного канала. Объединяя (1.2.2),(1.2.3),(1.2.4),(1.2.6), получим систему двух уравнений:

k [ n + 1 ] = k [ n ] + k ВХ [ n ] S ( mSФП F ( [ n ]) + k HK [ n ] + k0 ) k HK [ n + 1 ] = ( M f,dk HK [ n ] + SФП F ( [ n ])) (1.2.7) Можно показать, что для рассматриваемых типов нелинейностей фильтра справедливы выражения для умножения Ф(y) на константу a:

aФ(M,x)= aФ(M,y/a)=Ф(aM,y);

ax=y.

Используя (1.2.5), перейдем в (1.2.7) от k[n] к фазовой переменной [n], для этого умножим (1.2.7) на величину 2/k2. В итоге получим [ n + 1 ] = [ n ] + 2 + ( k ВХ [ n ] S ( mSФП F ( [ n ]) + k HK [ n ] + k0 )) k2 2 k [ n + 1 ] 2 M f 2 dk HK [ n ] 2 SФП F ( [ n ]) HK =, + ), k2 k2 k2 k2 где Ф(y) пронормирована на 2 /k2. Сделаем замену x[ n] = 2 ( k ВХ [n] S (k НК [n] + k0 )). k (1.2.8) (1.2.9) и сведем систему (1.2.8) к виду (1.1.1) [ n + 1 ] = [ n ] F ( [ n ]) + x [ n ] x [ n + 1 ] = g ( M,d ( g x [ n ]) + F ( [ n ])), где =2 m S SФП /k2, =2 S SФП /k2, g=2 (kВХ[n]-S k0)/k2, M максимальное значение Ф(y), M=2 S Mf / k2. Таким образом, получена математическая модель цифровой части достаточно учета большого класса ЦСФС сетки второго узлов, порядка эта модель с нелинейным совпадает с интегратором в цепи управления и АЦП до петли системы. Показано, что без конечности разрядной системой (1.1.1).

1.3. Математическая модель импульсной СФС Рассмотрим нелинейным структурную Для схему импульсной математической СФС модели, (ИСФС) сделаем представленную на рис. 1.7. Будем считать, что фильтр нижних частот является узлом. построения следующие допущения о свойствах узлов системы: 1. фазовый детектор выполнен по схеме «выборка-запоминание» и представляет собой последовательно включенные дискретизатор, нелинейный преобразователь с характеристикой F( ), экстраполятор нулевого порядка, коэффициент передачи которого в p - плоскости имеет вид KЭ 0 ( p ) = 1 exp( p Tp ), p где Tp - период дискретизации;

2. характеристика управления перестраиваемого генератора ПГ ПГ(u) линейна на рабочем участке и имеет крутизну Sу;

3. период дискретизации в системе постоянен (Tp = const);

4. ФНЧ представляет собой параллельное соединение линейного звена с коэффициентом передачи K(p) и нелинейного звена, характеристика которого описывается функцией Ф(y).

Uвх(t) ИФД ПГ ФНЧ Рис. 1.7. Структурная схема ИСФС.

Wpg ИФД Uвх(t) ПГ 1/p K(p) Sу F( ) Э Ф[*] ФНЧ Рис. 1.8. Функциональная схема ИСФС с нелинейным фильтром в цепи управления.

Функциональная схема рассматриваемой системы представлена на рис. 1.8. Математическая модель данной системы может быть представлена в виде [14] ( n + 1) T n n+1 = n + y Tp W[n j ]F (n ) + H + S у y ( )d j =0 nT yn+1 = ( F (n ), F (n1 ),... yn, yn1..), p p где W[n] - дискретный аналог импульсной характеристики линейного канала, y(t) - напряжение на выходе нелинейного канала, определяемое видом функции Ф(y). Возьмем в качестве нелинейного канала ФНЧ нелинейное астатическое звено (интегратор с насыщением) [50,51]. Коэффициент передачи его линейного аналога K(p)=1/(Tf p). Вид функции Ф(M,y), описывающей нелинейные свойства фильтра, приведен на рис. 1.1а. Данная нелинейность является типичной для активных фильтров, реализованных на операционных усилителях. В качестве линейного звена будем рассматривать звено нулевого порядка (пропорциональный канал) с коэффициентом усиления m. Такой выбор обусловлен тем, что системы с фильтрами этого типа получили широкое распространение на практике. При построении математической модели вначале будем полагать, что нелинейность Ф(y) может срабатывать в произвольные моменты времени, не кратные системному такту Tp. Запишем разность фаз на входах фазового детектора для момента времени t=nTp n = n 1 + вх Tp пг 0 Tp n, где выражения n (1.3.1) - приращение фазы ПГ за время Tp. Его можно вычислить из (1.3.2) n = nTp ( n 1) Tp (t )dt, где (t) - приращение частоты ПГ, обусловленное каналом управления. Значение (t) выражается через управляющее напряжение uy(t) следующим образом (t)=Sу uy(t).

виде (1.3.3) Напряжение uy(t) для t[nTp,(n+1)Tp] можно представить в следующем uy ( t ) = y(t nTp, y( nTp )) + mEF ( n ), (1.3.4) где y(t) - напряжение с выхода нелинейного канала фильтра нижних частот, E - максимальное напряжение с выхода фазового детектора, mEF(n) напряжение с выхода линейного канала. На интервале t[nTp,(n+1)Tp] напряжение на выходе нелинейного канала можно записать в виде:

y( t ) = ( M f, yn + ( t nTp )EF ( n ) / Tf ), t=nTp.

(1.3.5) где yn - напряжение с выхода нелинейного интегратора в момент времени Из (1.3.5) следует, что нелинейность Ф(y) может сработать в произвольные моменты времени. Т.к. с другой стороны значение F(n) постоянно на периоде системного такта, выход из ограничения происходит только в моменты времени кратные периоду дискретизации системы t=nTp. Введем время Tp* [0, Tp ], равное части периода Tp, на которой не происходит ограничения выходного сигнала y(t). При Tp* = Tp нелинейного ограничения на периоде не происходит. При Tp* = 0 фильтр на протяжении всего периода находится в насыщении. Учитывая (1.3.3), (1.3.4), (1.3.5) возьмем интеграл (1.3.2) и найдем приращение фазы ПГ за системный такт в зависимости от yn и F(n) n +1 = S у Tp mF ( n ) + S у Tp* yn + S у Tp*2 EF ( n ) + + S у M ( Tp Tp* ). 2Tf (1.3.6) Объединим (1.3.5), (1.3.6) в систему уравнений n +1 = n + H Tp S у Tp mEF ( n ) S у Tp* yn S у Tp*2 EF ( n ) S у M ( Tp Tp* ) 2Tf yn +1 = ( M f, yn + Tp EF ( n ) / Tf ).

(1.3.7) Система (1.3.7) точно описывает поведение системы на всех этапах ее работы и будет позднее использована для построения моделирующего алгоритма. Из нее, в частности, следует, что при итерациях с ограничением и итерациях без ограничения коэффициент усиления системы по постоянному току и относительная начальная расстройка различны.

S у Tp2 << 1. Это эквивалентно утверждению, Положим далее, что величина 2Tf что изменение выходного напряжения интегратора за время системного дискрета пренебрежимо мало. Такая ситуация является достаточно распространенной в технике СФС. В этом случае появляется возможность выделить в системе быстрые и медленные движения, что в свою очередь позволяет положить для простоты, что нелинейность Ф(y) срабатывает только в моменты, кратные системному дискрету t=nTp. Учитывая сделанные предположения, перейдем к единой системе уравнений, заменив в (1.3.7) Tp* на Tp T n+1 = n + H Tp S у Tp E m + p F ( n ) S у Tp yn 2Tf y = M, y + T EF ( ) / T. f n p n f n + ( ) Сделаем далее замену переменных xn = Tp H S у Tp yn (1.3.8) и получим систему уравнений T n+1 = n S у Tp E ( m + p )F ( n ) + xn 2 Tf xn +1 = H Tp S у Tp M f, H Tp xn + Tp EF ( n ) / Tf S у Tp или n +1 = n F ( n ) + xn xn +1 = g ( M, g xn + F ( n )), где T = ES у Tp ( m + p ), 2 Tf ES у Tp2 =, Tf g = Tp H.

Функция Ф(M,y) пронормирована на SyTp, вследствие этого значение нормированной функции Ф(M,y).

M = Tp S у M f - максимальное При моделировании данной системы были сделаны допущения на параметры и характер работы системы, при которых ее математическая модель сводится к общему виду (1.1.1). Следует сказать, что с точки зрения общности учет этих допущений в обобщенной модели нецелесообразен. С другой стороны, в ряде случаев требования практического использования конкретных устройств вынуждают провести уточнение общей модели. Применительно к импульсным интервала системам появляется (на необходимость часто учета непостоянства режим), дискретизации практике используемый произвольного времени срабатывания нелинейности фильтра и т.д. Влияние этих факторов на поведение системы будет изучено в разделе, посвященном компьютерному моделированию.

1.4. Математическая модель импульсно-цифровой СФС В импульсно цифровых системах цепь управления состоит из аналогового и цифрового каналов (рис. 1.9). В цифровом канале сигнал ошибки с выхода ФД поступает на АЦП, далее осуществляется его обработка в цифровом фильтре и преобразование в напряжение, которое поступает на вход ПГ. Системы подобного типа получили широкое распространение [51-53]. Положим, что аналоговый канал является линейным. Покажем, что в этом случае математическая модель такой системы может быть также представлена в виде (1.1.1). Поведение системы описывается системой уравнений [14] n n+1 = n + y Tp W[n j ]F (n ) + H + S g Tp yn j =0 y = ( F ( ), F ( ),... y, y..), n n 1 n n 1 n + где W[n] - дискретный аналог импульсной характеристики аналогового канала, Ф(y) - нелинейный функционал описывающий работу цифрового канала.

Uвх(t) ИФД ПГ ФНЧ АЦП ЦФ ЦАП Рис. 1.9. Структурная схема импульсно-цифровой СФС. Получим математическую модель. Для этого сделаем допущения о свойствах системы, аналогичные допущениям, сделанным при моделировании импульсной системы. В качестве линейного аналогового канала будем рассматривать звено нулевого порядка с коэффициентом усиления m. В качестве цифрового - нелинейный интегрирующий канал. Функциональная схема этой системы представлена на рис. 1.10. Конечную разрядность сетки цифровой части учитывать не будем. По аналогии с (1.3.1) запишем разность фаз на выходе ФД в момент времени t=nTp:

n = n 1 + вх Tp пг 0 Tp n, где n - приращение фазы ПГ за время Tp.

(1.4.1) n = nTp ( n 1) Tp (t )dt, где (t) - приращение частоты ПГ, обусловленное каналом управления. Значение (t) выражается через управляющее напряжение uy(t) следующим образом (t)=Sу uy(t).

Wpg ИФД Uвх(t) ПГ Sу 1/p K(p) F( ) Э ЦАП АЦП Ф[ z-d ] Рис. 1.10. Функциональная схема импульсно-цифровой СФС с нелинейным цифровым каналом в цепи управления. Как уже говорилось, напряжение uy(t) для t[nTp,(n+1)Tp] можно представить в виде uy ( t ) = rвых yn + mEF ( n ), где yn - код на выходе цифрового канала в момент времени n, rвых - вес разряда ЦАП, E - максимальное напряжение с выхода фазового детектора, mEF() - напряжение с выхода линейного пропорционального канала. Значение yn+1 через yn и F(n) определяется как EF ( n ) yn+1 = M f,dyn +, rвх (1.4.2) где rвх -вес разряда входного АЦП, Mf - максимальный код на выходе цифрового канала. С учетом этого выражение для n+1 будет иметь вид n +1 = S у Tp EmF ( n ) + S у Tp rвых yn.

(1.4.3) Объединим (1.4.1), (1.4.2), (1.4.3) и получим систему уравнений n +1 = n + Tp H S у Tp EmF ( n ) S у Tp rвых yn EF ( n ) yn +1 = M f,dyn +. rвх (1.4.4) Сделаем замену переменных xn = Tp H S у Tprвых yn, с учетом этого (1.4.4) примет вид n +1 = n F ( n ) + xn x = g M,d * ( g x ) + F ( ), n n n + ( ) где: = S у Tp Em, = S у Tp Erвых / rвх, d * = rвых d, g = Tp H. Функция Ф(y) пронормирована на S у Tp rвых, вследствие этого M= S у Tp rвых Mf - максимальное значение нормированной функции Ф(M,y) Таким образом и для импульсно-цифровой системы второго порядка с нелинейным цифровым каналом математическая модель описывается системой уравнений вида (1.1.1). Наличие единой модели позволяет применить к исследованию различных физических объектов единую методику и алгоритмы анализа, а также представить результаты исследований в общей для всех систем форме. С другой стороны, для каждый конкретной ДСФС параметры обобщенной модели,, g, M связаны между собой через параметры узлов системы. Для различных систем эти связи различны. Т.е. методика исследований обобщенной модели и форма представления результатов должны быть выбраны таким образом, чтобы полученные данные были легко переводимы в параметры каждого конкретного физического объекта, прежде всего нормированные (Dкоэффициент усиления, H - относительная начальная расстройка и т.д.). Для решения этой задачи все исследования обобщенной модели (1.1.1) целесообразно проводить в области параметров (,) при фиксированных значениях M, g. В пользу этого выбора можно привести следующие аргументы: 1. Фазовым пространством обобщенной модели является ограниченный по координате x цилиндр. Несложно видеть, что верхняя и нижняя его границы определяются как xmax=M+g, xmin=-M+g. Т.е. при фиксированных M, g границы фазового пространства остаются неизменными. Это в свою очередь позволяет существенно повысить роль а вместе с тем и эффективность аналитических исследований. И что очень важно, эти границы могут оставаться постоянными при изменении коэффициента усиления в кольце по постоянному току. 2. При фиксированном M для каждого конкретного типа ДСФС значения и могут выбираться произвольно за счет изменения параметров системы. В самом деле, параметры, во всех случаях пропорциональны максимальному напряжению (коду) с выхода фазового детектора, а отношение / во всех случаях зависит от параметров фильтра, таких как m или d. Значение M от вышеперечисленных параметров не зависит. 3. Плоскость параметров (,) является общепринятой при анализе дискретных систем второго порядка с линейным фильтром. Т.е. представление результатов исследований в этой плоскости позволит провести сравнительный анализ результатов исследования системы с нелинейным и линейным фильтром. С практической точки зрения интерес представляет представление результатов исследований в пространствах обобщенных параметров - (D,H), (D,HTp) для импульсных систем, (SC,H) для цифровых систем, где D коэффициент усиления системы по постоянному току, SC - обобщенный коэффициент усиления в кольце ЦСФС, H - относительная начальная расстройка, Tp - период дискретизации. Обратимся к физическому смыслу M. Несложно видеть что для всех типов рассмотренных ДСФС M равно максимально возможному приращению фазы ПГ за системный дискрет, обусловленному нелинейным каналом цепи управления. В этом отношении M можно рассматривать как аналог нормированной полосы удержания для интегрирующего канала. С другой стороны максимальную расстройку перестраиваемого по частоте генератора, можно представить следующим образом:

f MAX = fд M, (1.4.5) где fд частота дискретизации (тактовая частота системы). Отсюда физический смысл M можно определить также как нормированное отношение полосы перестройки генератора за счет интегрирующего канала к частоте дискретизации системы (тактовой частоте).

1.5. Выводы 1. В главе получена обобщенная математическая модель ДСФС с нелинейным фильтром, представляющая собой систему двух нелинейных разностных уравнений в координатах -разность фаз, x - нормированная текущая частотная расстройка. 2. Показано, что математические модели целого ряда цифровых систем с АЦП до петли без учета конечности разрядной сетки сводятся к обобщенной математической модели (1.1.1). К их числу относятся:

- ЦСФС с квантованием фазы входного сигнала;

- ЦСФС с квантованием квадратурных составляющих входного сигнала;

- ЦСФС с квантованием мгновенных значений входной смеси. 3. Показано, что математическая модель импульсной СФС с нелинейным интегратором в цепи управления при определенных допущениях сводится к (1.1.1). К числу основных допущений относятся:

- период дискретизации в системе постоянен (Tp - const);

- нелинейность фильтра Ф(y) срабатывает в моменты времени, кратные системному такту. 4. Показано, что математические модели импульсно-цифровых СФС с нелинейным цифровым каналом в цепи управления без учета конечности разрядной сетки сводятся к (1.1.1). 5. Обоснован выбор плоскости параметров (,) при фиксированных значениях M, g, d для анализа систем. Показано, что представление результатов исследований в таком виде позволяет легко интерпретировать полученные данные для конкретных физических объектов.

2. Динамика ДСФС с пилообразной характеристикой детектора Данная глава посвящена исследованию динамических свойств дискретных СФС с пилообразной характеристикой детектора и различными типами нелинейных фильтров в цепи управления. При этом основная задача сводится к разработке общей методики анализа ДСФС с конкретными нелинейными фильтрами и исследованию с ее помощью возможных движений в системе (1.1.1), включая периодические движения, квазипериодические движения, устойчивые предельные множества. Итоговым результатом этих исследований должны стать области устойчивости в большом и в целом, построенные в пространстве параметров системы, включая графики полосы захвата. Необходимость разработки методики вызвана недостаточным уровнем развития теории дискретных нелинейных систем, в том числе и систем фазовой синхронизации. Большинство работ, посвященных дискретным СФС, рассматривают модели с линейным фильтром и ограничиваются приближенными, либо частными исследованиями [26-32, 35-38, 54, 67, 68]. Что касается дискретных систем с несколькими нелинейностями, то можно назвать ограниченное число работ. Часть из них посвящена исследованию моделей с торроидальным фазовым пространством [42,56,57], представляющих большой теоретический и практический интерес. Другая часть посвящена исследованию различных многокольцевых структур на основе дискретных колец ФАПЧ [41-44,58,59]. Усилиями сотрудников кафедры радиофизики Ярославского государственного университета, в том числе и автора диссертации, в последнее время разработаны методики и алгоритмы, основанные на качественноаналитическом подходе, позволяющие получить достаточно полные сведения о поведении различных ДСФС, включая системы с нелинейным фильтром в цепи управления [44,45,60,61,62]. В работах [39,63,40] автором диссертации исследуются периодические и квазипериодические движения на фазовой плоскости в дискретных системах второго порядка с линейным фильтром. В работах [46-49,64,65] на основе полученных результатов, анализируются системы с нелинейным фильтром в цепи управления для нескольких вариантов нелинейности фильтра и фазового детектора. Проведенные в диссертации исследования обобщают предложенную в этих работах методику исследования ДСФС с нелинейным фильтром в цепи управления. При этом рассматриваются четыре варианта наиболее часто встречающихся нелинейных фильтров:

- пропорционально-интегрирующий с ограничением (ограничивающий);

- пропорционально-интегрирующий со сбросом (пилообразный);

- интегратор с форсированием с ограничением (ограничивающий);

- интегратор с форсированием со сбросом (пилообразный). В ходе исследования решаются следующие задачи:

- описание общих свойств модели (1.1.1) для каждого конкретного вида нелинейностей фильтра;

- изучение периодических и квазипериодических движений, существование которых возможно в системе, исследование их бифуркаций;

- определение области параметров, при которых в системе существуют движения заданной структуры;

- определение области глобальной устойчивости состояния синхронизма. С учетом специфики исследования систем с нелинейным фильтром, предлагается следующая схема: 1. На первом этапе изучаются динамические свойства системы с линейным фильтром в цепи управления. Строится фазовый портрет системы. Изучаются типы возможных бифуркаций периодических движений и соответствующая им структура фазового пространства. Далее, в пространстве параметров ищутся области существования возможных периодических движений и анализируется, какие из них определяют область глобальной устойчивости (ОГУ) системы. 2. На втором этапе на основе данных, полученных для системы с линейным движения, фильтром, области рассматривается их СФС в с нелинейным фильтром. параметров, Аналогично предыдущему исследуются периодические и квазипериодические существования пространстве анализируется структура фазового пространства, соответствующая различным типам движений. Исследуется влияние нелинейности фильтра на поведение системы. С учетом нелинейных свойств фильтра строится область глобальной устойчивости и полоса захвата системы. Исследование ДСФС с различными типами нелинейностей фильтра позволяет провести сравнительный анализ свойств этих систем, а также выработать практические рекомендации разработчикам по оптимизации структуры ДСФС и их характеристик. 2.1. Система с линейным фильтром в цепи управления Пусть Ф(y) - линейная функция. Рассмотрим модель с линейным фильтром в цепи управления. Тогда (1.1.1) можно привести к виду:

n +1 = n F ( n ) + xn xn +1 = F ( n ) + d xn + gн, где gн=g(1-d) - нормированная начальная расстройка. Рассмотрим два случая:

(2.1.1) 1. Пусть d<1, в этом случае система (2.1.1) описывает СФС с ПИФ. Для импульсной СФС параметры,, gн выразятся через физические параметры следующим образом:

D ( 1 d )( 1 m ) 1, p = D D( 1 m )( 1 d )2 =, p (2.1.2) gн = ((1 d ) + ) H = D (1 d ) H, p D = ES g Tp, p = Tp / Tf ;

d = e, где D - коэффициент усиления по постоянному току, E - максимальное напряжение с выхода ФД, - нормированная крутизна характеристики ФД в рабочей точке, Tp - период дискретизации в системе, Tf - постоянная времени фильтра, p=Tp/Tf, m - коэффициент форсирования, H - относительная начальная расстройка. Для цифровой СФС с дискретным фазометром на входе параметры,, gн выразятся через физические параметры следующим образом:

=m SC, =SC, SC=2 S SФП /k2, gн = ( 1 d )2 k ВХ / k2, пропорционального функционального канала, SФП - максимальный код (2.1.3) на выходе где SC - обобщенный коэффициент усиления, m - коэффициент передачи преобразователя, S - нормировочный коэффициент цифрового генератора, k2 - код, соответствующий приращению фазы на 2.

2. Пусть d=1, gн=0, в этом случае (2.1.1) описывает систему с интегратором с форсированием. Система имеет второй порядок астатизма, и вследствие этого в уравнении исчезает зависимость от начальной расстройки n +1 = n F ( n ) + xn xn +1 = F ( n ) + xn. параметры следующим образом: (2.1.4) Для импульсной СФС коэффициенты, выразятся через физические = D m +p D, = p. (2.1.5) Для цифровой СФС с дискретным фазометром на входе параметры,, gн выразятся через физические параметры следующим образом:

=m SC, =SC.

(2.1.6) 2.1.1. Общие свойства ДСФС с пилообразной характеристикой детектора Рассмотрим общие свойства дискретной СФС второго порядка с пилообразной характеристикой ФД. Выражения (2.1.1), (2.1.4) задают r T отображение вектора состояния q = [, x ]. Для удобства разделим уравнения (2.1.3), (2.1.4) на и перейдем к нормированным координатам. В силу периодичности F() фазовым пространством системы будет цилиндр, общий вид разверти которого показан на рис. 2.1. Выделим линии L,0 и Lx,0, являющиеся линиями отображения с сохранением координат и x r соответственно. Т.е. отображение вектора q, принадлежащего одной из этих линий, происходит с сохранением значения соответствующей координаты. Уравнения этих прямых легко получить из (2.1.1), положив n+1 =n и xn+1=xn L,0 : x= Lx,0 : x=(-+gн)/(1-d) Точка пересечения прямых L,0 и Lx,0 является стационарным состоянием и имеет координаты O(0,x0) gн gн 0 =, x0 = ( 1 d ) + ( 1 d ) +. (2.1.8) (2.1.7) ( 1 ;

2 ) K x Q A D' Q* K' D (1 ;

) Q (1 ;

0 ) L, (1 ;

0 ) (1 ;

) C L x, Q - B C’ * Q - L L’ G Q,- Рис. 2.1. Развертка фазового цилиндра СФС с пилообразной характеристикой ФД.

(0/4) (2/6) (1/2) (1/5) (0/6) (1/3) (2/1) (0/10) (2/4) (0/5) (0/3) (0/2) (1/1) Рис. 2.2. Области существования периодических движений ДСФС c линейным ПИФ для d=0.1, gн=0.

Из (2.1.8) легко заметить, что стационарное состояние существует при выполнении условия:

gн <1 (1 d ) + (2.1.9) Заметим, что структура фазового пространства симметрична относительно смены знака gн, поэтому в дальнейшем, не теряя общности, будем рассматривать gн>0. Изучим далее возможные в данной системе периодические движения, анализ которых необходим для ответа на вопрос об устойчивости в целом состояния синхронизма. Для этого определим границы областей нелинейного отображения. На границу развертки фазового цилиндра =1 отображаются прямые GQ,m, задаваемые уравнением GQ,m : x=(-1) +2m-1, m=1,2,3.... GQ,m : x=(-1) +2m+1, m=-1,-2,-3.... (2.1.10) (2.1.11) На границу =-1 отображаются прямые GQ,m, задаваемые уравнением Таким образом, прямые GQ,m (m=±1,±2..) определяют области линейного и нелинейного отображения. Отображение вектора состояния, принадлежащего области Q0, лежащей между прямыми GQ,1 и GQ,-1 (соответственно между областями Q-1, Q1), происходит линейно. Вследствие этого его можно описать, используя линеаризованную матрицу системы (2.1.1) 1 r rr qn +1 = TL qn + r, где TL = 1 r 0, r =. d gH (2.1.12) При выборе начальных условий из области Qm (m0), которая расположена между прямыми GQ,m, GQ,m+1, происходит нелинейное отображение. При положительных m точки этой области отображаются в точки, лежащие правее прямой =1 в m-ый справа период фазового цилиндра. Вследствие этого область Qm нелинейно отображается в некоторую область Qm*. Аналогично, для отрицательных m происходит отображение в m-ый слева период фазового r цилиндра. При нелинейном отображении вектор qn переходит в некоторый r' вектор qn+1 r rrr (2.1.13) qn' +1 = TL qn + r ;

[qn' +1 ] > 1. r r' Учтем влияние нелинейности F( ), прибавив к qn+1 вектор p = [ 2m,0]T, r' где m = ([ qn+1 ] + 1 ) div 2 - номер периода фазового цилиндра, на который r r' происходит отображение. Вектор p переводит qn+1 в интервал [-1,1] по r r' r rrr координате. При нелинейном отображении qn +1 = qn +1 + p = TL qn + r + p. Т.е. в общем случае можно записать: r rrr qn+1 = TL qn + r + pn, (2.1.14) r где pn - вектор, учитывающий влияние нелинейности F() на n+1 шаге. r Если отображение линейное, то pn = [ 0,0 ] T. r При движении из начального вектора q0, вектор состояния на n-ом шаге в соответствии с (2.1.14) запишется следующим образом:

r r n 1 r r qn = TLn q0 + TLi ( pn i 1 + r ).

i = (2.1.15) Если существует периодическое движение периода k, то должно r r выполняться условие замыкания цикла qk = q0. В этом случае согласно (2.1.15) r q0 = r r T ( pk i 1 + r ) i =0 i L k E T k L = TLi pk i i = k r E T k L r r. + E TL (2.1.16) Выражение (2.1.16) позволяет вычислить координаты вектора состояния произвольной точки цикла заданной структуры. Будем называть предельным циклом (ПЦ) структуры (u/k) периодическое движение периода k, абсолютное приращение фазы на периоде которого равно 2u. Соответственно приращение фазы по mod 2 за период цикла равно нулю. В теории и практике систем синхронизации циклы типа (u/1), u=±1,±2,... получили название кратных захватов. В фазовом пространстве циклы данной структуры расположены на пересечении прямой Lx,0 и прямых L,m (m=±1,±2..), задаваемых уравнениями x=+2m. Это прямые отображения по координате с приращением фазы ±2,±4.... Координаты точек кратных захватов выражаются следующим образом: g 2m( 1 d ) g H 2m( 1 d ) m = H, xm = ). m = ±1,±2.... ( 1 d ) + ( 1 d ) + (+gн)/(1-d)<. 42 (2.1.17) Из (2.1.17) нетрудно получить условие отсутствия кратных захватов С учетом изложенного выше определим необходимые и достаточные условия существования периодических движений: 1. Должно быть выполнено условие замыкания цикла (2.1.16). 2. Все точки цикла должны находиться в соответствующих им, согласно структуре цикла, областях Qm. Точки, из которых происходит линейное отображение должны принадлежать области Q0. Точки, из которых происходит нелинейное отображение - соответствующей области Qm (m0). Второе утверждение эквивалентно требованию попадания всех точек цикла заданной структуры в отрезок [-1,1] по координате [40]. Если выполнены оба этих условия, то, согласно вышесказанному, цикл существует, и наоборот, если цикл существует, то эти условия автоматически выполняются. Из (2.1.16) также следует, что вектор j-ой точки цикла некоторой структуры периода k можно представить в виде: r rr (2.1.18) q j = l j + gH b, r где l j - вектор, определяемый первым слагаемым (2.1.16), он зависит от r структуры цикла и выбора первой точки цикла. Вектор b = ( E TL ) 1 (0,1) T постоянный вектор. Таким образом, при изменении gн точки произвольного цикла, не меняя взаимного расположения, сдвигаются в фазовом пространстве r вдоль вектора b. Покажем, что если в данной системе существует периодическое движение, то оно устойчиво, когда выполнены условия локальной устойчивости отображения (2.1.1) (собственные значения матрицы TL по модулю меньше единицы). В самом деле, пусть существует цикл периода k, точки которого r расположены на u периодах F(). Пусть q0 вектор первой точки цикла на m - ом r rr r периоде F(), q1 вектор первой точки на m+1 периоде, т.е. q1 = ( TL ) n q0 + b, где r b - постоянный вектор, n - количество точек цикла на m - ом периоде F(). r r Пусть q0* произвольный вектор близкий к вектору q0. Через n итераций он r r rr отобразится в вектор q1* : q1* = (TL ) n q0* + b. Несложно видеть что вектор r rr rrr r r q1 = q1 q1* выражается через q0 = q0 q0*, как q1 = (TL ) n q0. Таким образом, цикл устойчив, если выполнены условия локальной устойчивости отображения (2.1.1). Их можно получить, воспользовавшись аналогом критерия Раусса-Гурвица для дискретных систем [66]. Эти условия задаются системой неравенств:

(1 d ) + > 0 1 + d ( 1) > 0 (2 ) (1 + d ) + > 0.

(2.1.19) (2.1.1) инвариантно относительно Заметим, что отображение преобразования gнgн+2m (где m=±1,±2..). При этом все движения в системе переходят в подобные им движения, но при каждой итерации координата n получает дополнительное приращение 2m. Т. е. циклы (u/k) переходят в циклы (u+km)/k. В силу этого без нарушения общности можно рассматривать gн в пределах 0gн2. (2.1.20) 2.1.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления Рассмотрим процессы в ДСФС, описываемой (2.1.1) при d<1. На рис. 2.1 представлена развертка фазового цилиндра. Линиями отображения с сохранением координат и x являются прямые CD (линия L,0 ) и AB (линия Lx,o) соответственно. Уравнения этих прямых определяются выражением (2.1.7). Стационарное состояние лежит на пересечении этих прямых и определяется выражением (2.1.8). В силу соотношений (2.1.2), учитывая зависимость, от реальных физических параметров, несложно показать, что для ИСФС координаты состояния равновесия равны O=(H, H). При увеличении (уменьшении) расстройки gн стационарное состояние перемещается вверх (вниз) вдоль линии L,0 и при начальной расстройке g H > (1 d ) + исчезает. Прямыми KD (линия GQ,1) и CL (линия GQ,-1) ограничены области нелинейного отображения Q1 и Q-1 соответственно. Прямыми K’D’ и C’L’ ограничены области после нелинейного отображения Q1* * и Q1 соответственно.

Известно, что при d<1 фазовое пространство данного отображения, вследствие ограниченности функции F( ), имеет притягивающий слой по координате x [34]. В данном случае он определяется пересечением прямой AB и прямых =1, =-1 и выражается системой неравенств + gH x < 1 d + gH x > 1 d.

нелинейное отображение из него невозможно. Это (2.1.21) Если притягивающий слой полностью принадлежит области Q0, то выполняется при выполнении следующих условий:

[ A] x < < (1 d ) g H < (2 ) (1 d ) g [ A] x < 2 H или [ B] x < > (1 d ) + g H B < 2 > ( 2) (1 d ) + g H. [ ] x (2.1.22) Системы неравенств (2.1.22) дают оценку снизу области глобальной устойчивости стационарного состояния. Несложно видеть, что второе из неравенств (2.1.22) является условием отсутствия первого кратного захвата (выражение (2.1.17) при m=1). Третье неравенство совпадает с условиями существования состояния синхронизма (выражение (2.1.9)). Оценка становится нулевой при выполнении условия gн(1-d) или gн1. При увеличении d, согласно (2.1.22), (2.1.23), область в пространстве параметров (,), удовлетворяющая неравенствам (2.1.22), уменьшается, аналогичное уменьшение происходит с увеличением gн. Рассмотрим бифуркации возникновения-исчезновения периодических движений, возможных в данной системе. Пусть все точки цикла некоторой структуры, кроме j+1-ой находятся в пределах отрезка [-1,1] по. Из вышесказанного следует, что цикл возникает r при пересечении вектором q j какой-либо границы области Qm* (m=±1,±2..) r через прямую GQ,m и соответственно при пересечении вектором q j+1 прямой 45 (2.1.23) =1 или =-1. Цикл исчезает при выходе хотя бы одной его точки за пределы отрезка [-1,1] по. Учитывая это, рассмотрим бифуркации периодических движений в зависимости от изменения начальной расстройки. Из (2.1.16), (2.1.18) следует, r что при b > 0 и при gн>0 с увеличением gн точки произвольного цикла [] сдвигаются в фазовом пространстве в сторону увеличения координаты. Т.е. r бифуркация возникновения цикла происходит при пересечении вектора q j (m=±1,±2..) вдоль прямой GQ,m и соответственно при r пересечении вектором q j+1 прямой =-1. Бифуркация исчезновения цикла в r этом случае происходит при пересечении q j+1 прямой =1. Аналогичные r условия можно получить для b < 0. Вычислим из (2.1.16), (2.1.18) r координаты вектора b * границы области Qm [] r Из (2.1.19) видно, что в области локальной устойчивости условие b r 1 ( (1 d ) + ) b= ( ( 1 d ) + ).

(2.1.24) [] > выполняется всегда. Проведенный анализ позволяет применить следующую методику для нахождения областей существования периодических движений заданной структуры:

- при заданных параметрах системы из выражения (2.1.16) вычисляются координаты всех точек цикла;

- далее проверяются условия существования цикла;

- если цикл существует, то методом продолжения по параметру ищется его граничное значение, при котором движение разрушается;

- далее граница существования цикла строится методом продолжения по параметру. Особенно просто эта методика применяется в случае построения областей существования циклов в пространстве параметров (D,H). В дальнейшем используем это при разработке алгоритма точного определения полосы захвата. На рис. 2.2-2.5 в пространстве параметров (,) показано распределение областей существования устойчивых периодических движений различной структуры для различных значений начальной расстройки gн и параметра d. Также показан треугольник локальной устойчивости. Штриховкой отмечена область глобальной устойчивости системы. При нулевой начальной расстройке (рис. 2.2) область глобальной устойчивости снизу ограничивается границей локальной устойчивости. Справа сверху граница ОГУ совпадает с границей возникновения первого кратного захвата (цикл (1/1)). Дальнейшее движение в сторону увеличения, для реальной системы соответствует увеличению коэффициента усиления в кольце. Это приводит к возникновению кратных захватов и различных циклов первого и второго рода, характерным для которых является наличие нескольких нелинейных отображений на периоде цикла (структура u/k, u>1). Слева сверху область глобальной устойчивости ограничивается циклом первого рода структуры (0/2). Точки этого цикла располагаются в фазовом пространстве симметрично относительно состояния синхронизма и находятся в областях, образованных пересечением Q1*Q-1 и Q-1*Q1. Соответственно при Q1*Q-1= или Q-1*Q1= существование цикла этого типа невозможно. При дальнейшем уменьшении наблюдается возникновение циклов первого рода структуры (0/k) с k>2. Данное движение происходит следующим образом: k-2 шага c линейным отображением, нелинейное отображение с увеличением фазы, нелинейное отображение с уменьшением фазы. Существование этих циклов обуславливается симметрией фазового пространства при gн=0. Вследствие этого данные циклы возникают попарно и располагаются симметрично относительно состояния синхронизма. С увеличением g ОГУ (см. рис. 2.3-2.5) уменьшается за счет возникновения области параметров, в которой не существует состояние равновесия (граница обозначена через (R)). Исчезновение состояния равновесия ведет к возникновению в системе движений с постоянным возрастанием фазы. Это приводит к циклам второго рода различной структуры. Данные циклы показаны на рис. 2.4,2.5б.

(0/2) (1/3) (1/7) (1/8) (0/6) (1/5) (1/2) (0/10) (2/6) (2/4) (1/1) (R) Рис. 2.3. Области существования периодических движений ДСФС c линейным ПИФ для d=0.1, gн=0.1.

(1/3) (1/2) (1/5) (0/6) (2/8) (2/4) (2/5) (3/8) (R) (1/3) (2/6) (2/5) (2/5) Рис. 2.4. Области существования периодических движений ДСФС c линейным ПИФ для d=0.1, gн=0.7.

Отметим, что уже при незначительных gн происходит уменьшение областей существования циклов первого рода в области малых значений. Это связано с нарушением симметрии фазового пространства. За счет этого ОГУ в области малых значений, при небольших gн увеличивается (рис 2.3,2.5а). С дальнейшим увеличением расстройки наблюдается возникновение циклов второго рода. При этом область глобальной устойчивости ограничивается циклами структуры (1/k). C увеличением расстройки области существования этих циклов расширяются. Докажем следующее утверждение относительно циклов второго рода, определяющих область глобальной устойчивости системы. Пусть r b > 0 ;

Q1*Q-1=.

[] (2.1.25) Если при расстройке gн =g1 не существует ни одного периодического движения, кроме стационарного состояния, то при увеличении gн, первым возникает цикл второго рода структуры (1/k). Причем данный цикл возникает при переходе вектора точки цикла после нелинейного отображения через прямую =-1. Ранее было рассмотрено, каким образом происходит бифуркация r возникновения циклов при выполнении условия b > 0. Чтобы точка после [] нелинейного отображения линейно отображалась на периоде F() необходимо отсутствие пересечения областей Q-1* и Q-1. Иначе появляется возможность повторного нелинейного отображения с уменьшением координаты. Это приводит к разрушению цикла. Также это условие гарантирует отсутствие рассмотренных ранее циклов первого рода. Покажем теперь, что первым возникает цикл структуры (u/k) (u=1). Для этого рассмотрим циклы структуры (u/k) u>1, расположенные на нескольких периодах F(). Непосредственно из (2.1.16) следует, что невозможен цикл данной структуры, который имел бы начальные точки с одинаковыми координатами на разных периодах. В самом деле, из (2.1.16) видно, что при выполнении этого условия данный цикл совпадает с циклом структуры (1/k). На рис. 2.6 изображена ситуация, соответствующая отсутствию циклов второго рода. Показаны фрагменты нескольких движений, начинающихся на прямой =-1 в точках x1k и попадающих после некоторого числа итераций на прямую =1 в точки с координатой x2k. Для существования цикла структуры 1/k необходимо выполнение условия x2kx1k. В рассматриваемом случае для каждого k значение x2k1 приращение координаты x на разных периодах должно иметь разный знак. Это выполняется только в том случае, если уже существует цикл типа (1/k). Из выражений для границ областей Qm (2.1.10) (2.1.11) и выражения для r координат вектора b (2.1.24) несложно показать, что условия (2.1.25) эквивалентны системе неравенств:

< (1 + d ) + g < (d 1).

(2.1.26) Одним из важнейших параметров систем фазовой синхронизации является полоса захвата или область частотных расстроек, при которых система придет в состояние синхронизма из любых начальных условий. Построим на основе рассмотренных свойств алгоритм нахождения полосы захвата системы (2.1.1) в области параметров определяемой условиями (2.1.26). В основе его лежит задача минимального значения gн, при котором исчезнут все периодические движения, кроме стационарного состояния. Согласно приведенному выше доказательству, для этого достаточно найти минимальное gн, при котором исчезнут все циклы структуры (1/k). Бифуркация рождения/исчезновения цикла данной структуры происходит, когда вектор состояния первой после нелинейного отображения точки цикла будет находиться на левой границе =-1 области Q1* (при положительных gн).

(2/1) (0/14) (6/8) (3/1) (6/8) (0/6) (0/10) (2/8) (1/3) (1/2) (1/3) (1/4) (1/5) (0/3) (0/6) (1/2) (2/1) (1/3) (2/4) (2/1) (1/1) (1/1) (1/13) (2/5) (1/4) (2/8) (R) (R) (1/5) (2/5) (2/6) а) б) Рис. 2.5. Области существования периодических движений ДСФС c линейным ПИФ для d=0.5: а) gн=0.1;

б) gн=0.8.

n D 1 X (-1,0) (0,0) (1,0) n Рис. 2.6. Фазовое пространство СФС с пилообразной характеристикой ФД и линейным ПИФ.

Искомое значение несложно получить из формул (2.1.16), (2.1.18). r r (2.1.27) p r r r 2 r 0 q0 = + ;

p = ;

r = E TLk E TL 0 gН Отсюда gk = 1 + 2 ( TLk E ) [(T E ) ] 1 L [ ] (2.1.28) где [•]i,j обозначен элемент матрицы i, j. Определив минимальное значение из полученных gk, найдем полосу захвата системы: gЗ = min ( gk ) k =1...

(2.1.29) На практике в качестве максимального к достаточно взять значение не превышающее 10...20. На рис. 2.7 приведены результаты расчета полосы захвата ИСФС с ПИФ в цепи обратной связи для различных значений p (сплошные линии). Заметные изгибы на графике вызваны сменой периода цикла, определяющего полосу захвата. Наибольшая полоса захвата наблюдается в области малых D и больших p.При уменьшении полосы кольца (уменьшении p и m) и увеличении D полоса захвата уменьшается. Данный результат является точным, в отличие от полученных ранее приближенными методами. Для сравнения на рис. 2.7а пунктиром показаны результаты, полученные с помощью метода усреднения [26]. Нетрудно заметить, что при малых m метод усреднения дает значительную ошибку. На рис. 2.8 представлено семейство зависимостей полосы захвата от усиления для ЦСФС с цифровым фазометром на входе. Результаты приведены для параметров системы, выбранных из области, где условия (2.1.26) не выполняются. Вследствие этого нижняя граница полосы захвата определяется циклами первого рода. Верхняя граница, как это было и раньше, определяется движениями структуры (1/k).

2.1.3. Система с интегратором в цепи управления Рассмотрим основные свойства системы СФС с линейным интегратором, описываемой уравнениями (2.1.4). Они будут во многом аналогичны свойствам отображения (2.1.1). Вместе с тем наблюдаются некоторые принципиальные различия, обусловленные единичным значением коэффициента при xn (d=1) и отсутствием зависимости от начальной расстройки. На рис 2.9 представлена развертка фазового цилиндра. В отличие от фазового пространства системы с пропорционально интегрирующим фильтром линия отображения с сохранением координаты x (линия Lx,0) в данном случае располагается вертикально и не зависит от начальной расстройки (совпадает с прямой =0). Прямая CD - линия отображения с сохранением значения координаты (линия L,0 ). Точка пересечения прямых L,0 и Lx,0 - стационарное состояние системы. Оно имеет координаты: O=(0,0). Несложно видеть, что в данной системе прямая Lx,0 пересекается со всеми прямыми L,m, m=±1,±2.... Таким образом, в рассматриваемой модели существует бесконечное множество кратных захватов, т.е. циклов структуры (u/1;

u=±1,±2...) Область Q0, из которой происходит линейное отображение, ограничена прямыми KD и CL. Рассмотрим основные свойства данной системы: Отображение (2.1.4) инвариантно относительно замены (( mod 2),x)((mod2),x±2m). При этом все движения в системе переходят в подобные им, а координата на каждом шаге получает дополнительное приращение 2m. Т. е. циклы структуры (u/k) переходят в циклы (u+km)/k. В силу этого поведение данной системы можно рассматривать на торе, период которого определяется неравенствами:

-11,-1x1.

(2.1.30) В связи с переходом от анализа поведения системы на цилиндре к анализу поведения на торе необходимо отметить следующее: 1. Любое состояние типа кратный захват становится абсолютно эквивалентно стационарному состоянию. 2. Выбор границ тора по координате x достаточно произволен и может быть сделан с учетом упрощения описания возможных движений. В частности, ниже будут использованы другие границы тора, отличные от (2.1.30), с целью сведения нелинейных отображений по координатам, x к нелинейным отображениям только по координате x.

З m=0. m = 0. m = 0.9 m = 0.8 m = 0.6 m = 0.4 m = 0. m=0. m=0.5 m=0. m= m = 0.1 m= D D а) б) Рис. 2.7. Полоса захвата ИСФС с пилообразной характеристикой ФД и линейным ПИФ для а) p=0.1;

б) p=1.

З m=-0. m=-0.3 m=0.1 m=0. m=0. SC Рис. 2.8. Полоса захвата ЦСФС с пилообразной характеристикой ФД и линейным ПИФ для d=0.1. x K ( 1 ;

2 ) Q Q* (0,2 ) P' (1 ;

) D' D Q (0,0 ) (1 ;

) C C' (0,2 ) Q* - Q - L Рис. 2.9. Развертка фазового цилиндра СФС с пилообразной характеристикой ФД и линейным интегратором.

(0,0/6) (0,0/10) (1,2/4) (3,3/8) (0,0/6) III (1,1/3) (1,0/2) (1,0/3) (1,1/1) (1,0/4) II I Рис. 2.10. Области существования периодических движений ДСФС с линейным интегратором. m m 5 p= 2 p= 1 p= 0 p=. D Рис. 2.11. Область I ИСФС с линейным интегратором. Рис. 2.12. Область I ЦСФС с линейным интегратором.

S С x N ( 1 ;

2 ) K (1 ;

M + g) Q D' Q* 1 (1 ;

) D ( 1 ;

) C Q - ( 1 ;

B C' Рис. 2.13. Развертка фазового цилиндра СФС с пилообразной характеристикой ФД и ограничивающим фильтром.

Согласно рассмотрению системы на торе, введем расширенную классификацию структуры предельных циклов. Будем называть циклом (u,v/k) периодическое движение периода k, при котором абсолютное приращение координат и x равно 2u и 2v соответственно. На рис. 2.10 показана область локальной устойчивости отображения (2.1.4) в пространстве параметров (,). Она разделена на три подобласти - I,II,III. В области I не существует никаких периодических движений, кроме циклов структуры (n,0/1) n=0,±1,±2.. (кратных захватов). Докажем это утверждение. Для этого выберем период фазового тора следующим образом -11, (2.1.31) ( - 1) - 1x( - 1) - 1 Область, определяемая (2.1.31), получается из первоначального периода тора (2.1.30) при повороте его верхней и нижней границы относительно точек (0,1) и (0, -1) соответственно. В виде (2.1.31) период фазового тора совпадает с областью Q0. Из построения следует, что модифицированные периоды тора, лежащие выше и ниже Q0 по оси x, совпадают с областями Qm с m 0.

r Отображение из Q0 через границы =±1 невозможно. Вектор состояния q может покинуть область Q0 только при отображении через верхнюю и нижнюю r границу (линии (KD) и (CL) для области Q0 на рис. 2.9). При этом q формально переходит на следующий модифицированный период тора. Убедимся, что при выборе параметров системы из области I выполняется условие Q0*Q0, т.е. модифицированный период тора отображается сам в себя. Для этого достаточно найти условия на параметры системы, при которых точки K, D, C, L отображаются внутрь Q0. Из построения следует, что точки K, D отображаются на прямую =1, а точки C, L на прямую =-1. Т.е. условия отображения Q0 в себя сводятся к системе неравенств [ L]x < [ L]x < [C ]x < [C ]x < [ K ] < [ D] [ D ] < [ D] [C ] < [ K ] [ L ] < [K] * * x x * x * x x x x x, где звездочкой отмечены точки после отображения. Раскрывая их координаты получим систему следующих неравенств < 2 < 2 1, что и требовалось доказать. Отсюда следует, что в области I периодических движений структуры, отличной от кратных захватов, не существует. В области II, дополнительно к кратным захватам, могут существовать периодические движения второго рода по координатам и x. В силу симметрии фазового пространства циклы данной структуры существует парами: цикл с постоянным увеличением, x и цикл с постоянным уменьшением, x. Причем циклы по имеют структуру (1,0/k). Для определения областей существования этих циклов воспользуемся методикой, предложенной ранее. Движение возникает, когда его вектора попадают в соответствующие его структуре области линейного и нелинейного отображения. Для расчета координат векторов цикла воспользуемся выражением (2.1.16). Граница возникновения цикла периода 2 (1,0/2) совпадает с границей областей I, II. С уменьшением, циклы второго рода по x исчезают, а для циклов второго рода по происходит ряд бифуркаций возникновения (1,0/3)...(1,0/ ). В области III существуют циклы первого и второго рода, характеризующиеся несколькими нелинейными отображениями по обеим координатам. Граница областей I, III совпадает с границей возникновения цикла второго рода (1,1/1). Это связано с тем, что в данной области параметров система обладает большим коэффициентом усиления в кольце. Характерным также является возникновение циклов первого рода. Это можно объяснить возрастанием симметрии фазового пространства при больших,. На рис. 2.11,2.12 представлены результаты расчета области I соответственно для импульсной и цифровой систем. На практике для обеспечения устойчивости при выборе параметров из этой области необходимо не только задать соответствующим образом параметры системы, но и обеспечить нахождение вектора состояния системы в области фазового пространства Q0 в начальный момент времени. Так как значение координаты x в момент времени зависит от начальной частотной расстройки, то указанное 58 циклов в следующей последовательности (1,0/2), требование эквивалентно ограничению на диапазон допустимых начальных расстроек. Вычислить предельные значения Н можно воспользовавшись уравнениями (1.3.11) для цифровой и (1.2.10) для импульсной систем.

2.2. Система с ограничивающим фильтром в цепи управления Проанализируем ДСФС для случая ограничивающего фильтра в цепи управления. Поведение системы в этом случае описывается уравнением (1.1.1). Рассмотрим вначале общие свойства ДСФС с пилообразной характеристикой ФД и ограничивающим фильтром. Далее более детально рассмотрим свойства ДСФС с нелинейным ПИФ и нелинейным интегратором. Анализ будем проводить, используя данные, полученные при изучении системы с линейным фильтром. При этом основное внимание будем уделять влиянию на поведение системы нелинейности Ф(y).

2.2.1. Общие свойства ДСФС с ограничивающим фильтром Опишем общие свойства ДСФС с пилообразной характеристикой ФД и ограничивающим фильтром в цепи управления. Фазовым пространством системы (2.1.1) в данном случае будет ограниченный по координате x цилиндр (рис. 2.13). Максимальное и минимальное значение координаты x соответственно равны g±M. (M максимальное значение функции (y)). При изменении начальной расстройки g, согласно (1.1.1), границы фазового цилиндра сдвигаются по координате x. Движения в данной системе можно описать подобно выражению (2.1.14): r r r r qn +1 = B ([ qn ] x ) qn + pn (2.2.1) r где B ([ qn ]x ) - нелинейная матрица отображения. Матрица B зависит от координаты x вектора состояния системы и равна: матрице СL при отображении с одной из границ нелинейности Ф(y), матрице TL при отображении из всего остального фазового пространства.

1 CL = 0 1 ;

TL = 0 1 d.

(2.2.2) r Вектор p = p, px [ ] T учитывает влияние нелинейностей F() и Ф(y). Он может принимать следующие значения: [0,g(1-d)]T - при отображении из области Q0, за исключением границ Ф(y);

[2m, g(1-d)]T - при отображении из области Qm, за исключением границ Ф(y);

[g±M,d(g±M)]T - при отображении из области Q0, с границы Ф(y);

[2m+g±M,d(g±M)]T - при отображении из области Qm, с границы Ф(y). Отметим следующие общие свойства данной системы. 1. Устойчивость периодического движения периода k в данной системе определяется собственными значениями матрицы A A = Bi, i =1 k (2.2.3) Из (2.2.3) видно, что в данной системе в принципе могут существовать устойчивые периодические движения даже при отсутствии локальной устойчивости состояния равновесия. В этом состоит принципиальное отличие СФС с ограничивающим фильтром от СФС с линейным фильтром в цепи управления. 2. Определим условия существования состояния равновесия в зависимости от параметров Ф(y). Как видно из рис 2.13, для существования состояния синхронизма необходимо, чтобы его координата x находилась в интервале [-M+g, M+g]. Из выражения (2.1.8) легко получить условия, при которых это выполняется M + g > g( 1 d ) / (( 1 d ) + ) M + g < g( 1 d ) / (( 1 d ) + ).

(2.2.4) При нарушении условий (2.2.4) в системе возможны только движения с постоянным возрастанием или убыванием фазы. 3. Нелинейные отображения в системе с ограничивающим фильтром невозможны, если области Q1 и Q-1 не попадают в область фазового пространства, ограниченную Ф(y) (рис. 2.13). Из выражений для границ областей Qm (2.1.10) (2.1.11) для m=±1 получим условия, при которых это выполняется M + g < M + g < 2 - - M + g > -2 + - M + g > -.

(2.2.5) Пусть выполняются условия локальной устойчивости (2.1.19) и параметры системы удовлетворяют неравенствам (2.2.5). Нелинейное отображение за границы фазового цилиндра в этом случае невозможно, а на границах нелинейности Ф(y) нет притягивающих точек. Таким образом, система будет глобально устойчива, а система неравенств (2.2.5) дает оценку на область глобальной устойчивости в пространстве параметров системы. 4. При d<1 система имеет притягивающий слой (2.1.21). Учитывая, что gн=(1-d)g легко показать, что при выполнении условия M>||/(1-d) (2.2.6) притягивающий слой лежит внутри области фазового пространства, ограниченной Ф(y), Таким образом, при выполнении (2.2.6) нелинейность фильтра не влияет на поведение СФС.

2.2.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления С учетом сформулированных выше общих свойств, рассмотрим поведение системы (1.1.1) при d<1. При анализе будем пользоваться методикой, разработанной при изучении систем с линейным фильтром, когда на основе качественного изучения структуры фазового пространства определяются возможные типы движений. Далее качественно-аналитическими методами построим области существования этих движений в пространстве параметров, что в итоге позволит определить области устойчивости системы в целом. 1. Анализ начнем со случая нулевых начальных расстроек (g=0). На рис. 2.14, 2.15 представлены характерные разбиения пространства параметров СФС на области существования устойчивых движений для различных M, d. Штриховкой обозначены области глобальной устойчивости системы. В центре треугольника локальной устойчивости находится область глобальной устойчивости, которая является объединением областей, удовлетворяющих условиям (2.1.22) и (2.2.5). (1/1)H (0/2)H ЦИ ЦИ (0/2) (1/1) а) б) Рис. 2.14. Области существования периодических движений ДСФС c ограничивающим ПИФ для M=0.1;

g=0: а) d=0.3;

б) d=0.7.

(1/1)H (0/2)H (1/1)H (2/3) (2/2)H (2/2)H (1/1) (0/2) (1/1) (0/2) а) б) Рис. 2.15. Области существования периодических движений ДСФС c ограничивающим ПИФ для d=0.3, g=0: а) M=0.4;

б) M=0.7. При увеличении, возникает периодическое движение первого рода структуры (1/1)H (подстрочным индексом Н будем обозначать циклы, хотя бы одна точка которых расположена на границе Ф(y)). Структура фазового пространства, при которой могут существовать эти движения, показана на рис. 2.16. Точка данного цикла располагается на пересечении прямой L,1 (L,-1) и верхней (нижней) границы Ф(y). Как видно из рисунка, для существования этого движения необходимо, чтобы координата пересечения прямой Lx,0 и верхней (нижней) границы Ф(y) была больше (меньше) чем координата пересечения прямой L,1 (L,-1) и верхней (нижней) границы Ф(y). Можно показать, что для цикла на верхней границе Ф(y)все это выполняется при M(d - 1) / > (M + g - 2) / M + g > 2 - - M(d - 1) / > -(M + g - 2) / - M + g > -2 + (2.2.7), (2.2.8).

для цикла на нижней границе Ф(y) - при Условия устойчивости цикла определяются собственными значениями матрицы CL и зависят только от. Они определяются выражением: 0<<2 Когда точка пересечения прямых Lx,0 (2.2.9) и L,1 попадает по x в пределы [ M + g, M + g ], нелинейные свойства фильтра перестают влиять на данное движение. Вследствие этого цикл (1/1)H исчезает и возникает цикл структуры (1/1) (кратный захват), который существует в системе с линейным фильтром.

При >2 согласно (2.2.9) цикл (1/1)H теряет устойчивость. Это приводит к возникновению полосы глобальной устойчивости, которая существует при >2 (рис. 2.14). При дальнейшем увеличении в фазовом пространстве реализуется структура, показанная на рис. 2.17. Данная структура фазового пространства характеризуется наличием пересечения областей Q1, (Q-1) с обеими границами Ф(y) а также тем, что координата пересечения прямой Lx,0 и верхней (нижней) границы Ф(y) была больше (меньше), чем координата пересечения границы области Q1 (области Q-1) и верхней (нижней) границы Ф(y). При такой структуре фазового пространства становится возможным существование притягивающего движения, точки которого равномерно заполняют отрезки на границах нелинейности Ф(y) (цикла-интервала). Движение этого типа не является периодическим и носит хаотический характер. Подробно его структура и механизм возникновения рассмотрены в приложении I. В дальнейшем будем называть это движение циклом-интервалом первого типа (ЦИ1). В простейшем варианте все точки ЦИ1 располагаются на границах нелинейности Ф(y), как это показано на рис 2.17. Пример соответствующей структуры фазового пространства приведен на рис. 2.17. Это происходит, когда отображение всех точек отрезка (b4,b6) происходит на нижнюю границу Ф(y) за один шаг. В случае, когда не все точки отрезка (b4,b6) или (b1,b3) отображаются за один шаг непосредственно на нижнюю границу нелинейности Ф(y), возникает более сложное движение. Этот цикл-интервал также состоит из конечного числа равномерно заполняемых отрезков, но не все они лежат на границах нелинейности Ф(y). Данное явление происходит в частности при увеличении. Разрушение рассмотренного предельного множества происходит, при попадании его в область притяжения состояния равновесия. Как показал анализ, практически границу исчезновения ЦИ1 можно оценить по попаданию точки b3 в пределы отрезка (b7,b8). Из этого отрезка изображающая точка переходит в состояние синхронизма. После этого система становится глобально устойчива. (Правая граница области существования ЦИ1 на рис. 2.14а). При движении из центральной области глобальной устойчивости в сторону уменьшения возникает цикл первого рода периода 2 структуры (0/2)H) (рис. 2.14б,2.15а). Точки цикла располагаются на границах нелинейности Ф(y) симметрично относительно состояния равновесия. Это движение возникает вследствие ограничения нелинейностью Ф(y) цикла первого рода, который существует в системе с линейным фильтром. Структура фазового пространства, характерная для существования данного движения, показана на рис. 2.19. Как и для цикла (2/2)H, отличительной особенностью является то, что область Q1 пересекает только верхнюю границу Ф(y) и соответственно Q-1 пересекает только нижнюю границу Ф(y). В данном случае <1, поэтому это эквивалентно выполнению следующих неравенств M+g>;

M+g>-;

-M+g<;

-M+g>-.

(2.2.10) x x (1;

M+g) b1 b2 b b b b4 b b L,1 L, (1;

2) Q (1;

2+) L, GQ,- Lx,0 L, K GQ, Lx,0 Q - c6 c5 c c c c c c Рис. 2. x Рис. 2. a1 a a (1;

M+g) x (1;

M +g) (1;

) (1;

2+) (1;

2) (1;

) K d3 d2 d (1;

-M +g) Рис. 2. x b1 b2 b Рис. 2. b b b4 b b b b x b b4 b b L, Q Q L, Lx, Q - Q - c Lx, c5 c c c7 c c c c c c c c c Рис. 2. Рис. 2. Устойчивость цикла определяется собственными значениями матрицы CL и зависит только от. Она определяется неравенством 0<< (2.2.11) При дальнейшем уменьшении движение теряет устойчивость, этим обуславливается возникновение области глобальной устойчивости системы, прилегающей к =0 (рис. 2.14а). При дальнейшем уменьшении в фазовом пространстве реализуется структура, показанная на рис 2.20. Как и в случае существования ЦИ1, области Q1, Q-1 пересекаются с обеими границами нелинейности Ф(y). Вследствие отрицательности прямая Lx,0 имеет отрицательный наклон, а координата точки ее пересечения с верхней границей Ф(y) (точка b9) меньше координаты точки b2. (соответственно с9 лежит левее с2 на нижней границе Ф(y)). Точка b2 (с2) - это пересечение границы области прямой GQ,-1 (GQ,1) и верхней (нижней) границы Ф(y). Точка b (c9) - это пересечение прямой Lx, и верхней (нижней) границы Ф(y).

Возникновение такой структуры фазового пространства ведет к возникновению притягивающего множества, точки которого равномерно заполняют отрезки на границах нелинейности Ф(y) (рис. 2.20). Далее будем называть это множество циклом интервалом второго типа (ЦИ2). Подробно его структура описана в приложении I. Это предельное множество также состоит из конечного числа равномерно заполняемых отрезков, но не все они лежат на границах нелинейности Ф(y). Разрушение этого движения также происходит при касании хотя бы одного из отрезков области притяжения состояния равновесия. Проанализируем изменение структуры пространства параметров при изменениях M, d (рис. 2.14, 2.15). Легко заметить, что при увеличении d область существования ЦИ2 в пределах границ локальной устойчивости системы уменьшается. Вместе с тем возрастает область существования цикла (0/2). При увеличении M картина распределения областей существования различных движений в пространстве параметров несколько меняется. C одной стороны увеличение M ведет к возникновению движений, характерных для системы с линейным фильтром, с другой стороны - к возникновению новых движений и изменению областей существования уже существовавших движений.

Область глобальной устойчивости, обусловленная условиями (2.1.22) и (2.2.5), уменьшается. В пределы границ Ф(y) попадают точки кратного захвата. С увеличением M область существования данного движения возрастает. При достаточно больших M потеря устойчивости цикла структуры (1/1)H может привести к возникновению цикла периода (2/2)H, если в фазовом пространстве реализуется структура, показанная на рис. 2.18. Характерным для этой структуры является выполнение следующих условий: область Q1 пересекает только верхнюю границу Ф(y), и соответственно Q-1 пересекает только нижнюю границу Ф(y). Это эквивалентно выполнению следующих неравенств:

M+g>2-;

-M+g<2-;

M+g>-2+;

-M+g<-2+.

(2.2.12) Также необходимо, чтобы точка а2 (рис. 2.18) находилась между точками a1 и a3. Точка a1 - это точка пересечения прямой L,1 и верхней границы Ф(y).

Точка a2 лежит на пересечении прямой Lx,0 и верхней границы Ф(y). Точка a3 лежит на пересечении границы области Q1 прямой GQ,1 и верхней границы Ф(y). Аналогичные условия накладываются на точки d1, d2, d3. Устойчивость данного движения определяется собственными значениями матрицы B=CLTL что эквивалентно неравенству |(1-)2-|<1. С дальнейшим ростом M область существования этого цикла возрастает (рис. 2.15). Это объясняется тем, при больших М соответствующая структура фазового пространства реализуются в большей области параметров системы. При увеличении М области существования ЦИ1 и ЦИ2 уменьшаются и при М порядка 0.2-0.3 исчезают. Это связано с увеличением области притяжения состояния синхронизма в пространстве параметров, что ведет к разрушению движений этого типа. Разрушение ЦИ1 ведет к увеличению области глобальной устойчивости в области больших. При малых и отрицательных. с увеличением М происходит возникновение циклов первого и второго рода, не ограниченных нелинейностью Ф(y). Эти движения характерны для систем с линейным фильтром. 2. Рассмотрим поведение системы при отличных от нуля частотных расстройках (g0). На рис. 2.22 представлено последовательное изменение разбиения пространства параметров на области существования различных движений при увеличении расстройки.

Прежде всего следует отметить, что в соответствии с выражением (2.2.4) область существования состояния синхронизма уменьшается. Возрастает область существования кратного захвата, т.к. при увеличении g его точка быстрее попадает в пределы нелинейности Ф(y). Левая граница области существования циклов (1/1)H сдвигается в сторону меньших. Это следует из выражений (2.2.7) (2.2.8), соответственно увеличивается область существования цикла (2/2)H. С ростом g нарушается симметрия фазового пространства. Это ведет к модификации циклов-интервалов. Появляются дополнительные отрезки, не лежащие на границах Ф(y). Подобная ситуация показана на рис. 2.21. С другой стороны возникают условия их полного исчезновения, так как область существования ЦИ начинает пересекаться с областью притяжения состояния равновесия. Область существования циклов первого рода, которые при g= существовали в области малых и отрицательных, вследствие нарушения симметрии фазового пространства уменьшается. С этим связано расширение области глобальной устойчивости в области малых при небольших значениях g (рис. 2.22а).

Как уже говорилось, при увеличении g в СФС с линейным фильтром в области малых возникают циклы второго рода. Аналогичный процесс наблюдается и в случае нелинейного фильтра. Области существования циклов данной структуры показаны на рис. 2.22б,2.22в. При выборе параметров вблизи границ существования цикла часть его точек лежит на границах Ф(y). При дальнейшем увеличении g или M все точки циклов данной структуры переходят в область линейных по x отображений. Этот процесс проиллюстрирован на рис. 2.23. На рис. 2.24, 2.25 приведены графики полосы захвата (области глобальной устойчивости в координатах (Sc,H)) для ЦСФС с нелинейным ПИФ. Для малых значений m и близких к единице d (рис. 2.24) при малых значениях M в системе не существует устойчивых предельных циклов, и вследствие этого верхняя граница полосы захвата определяется условием существования состояния равновесия (2.2.4) (M =0.05,0.1 на рис. 2.24). Таким образом, в этом случае полоса захвата может быть определена аналитически. С увеличением M возникают циклы второго рода структуры (1/k)H, которые и определяют верхнюю границу полосы захвата (M =0.4 на рис. 2.24).

(1/1)H (1/1)H (1/3)H (1/2)H (2/2)H (2/2)H (1/1) (1/4)H (1/1) (R) (R) а) б) (2/2)H (1/1)H (1/3)H (1/4)H Рис. 2.22. Области существования периодических движений ДСФС c ограничивающим ПИФ для (1/1) d=0.5;

M=0.4:

а) g=0.1;

б) g=0.4;

в) g=0.7.

(R) в) x * x (1,M+g) x Q (1,M+g) Q Q Q * Q * Q (1,M+g) (1,) (1,) (1,) Рис. 2.23. Модификация цикла (1/5) под влиянием нелинейности Ф(y).

З З M=0.05 M=0.1 M=0. M= M=0.7 M=0.4 M=0. SC SC Рис. 2.24. Полоса захвата ЦСФС c ограничивающим ПИФ для Рис. 2.25. Полоса захвата ЦСФС c ограничивающим ПИФ для m=0.5, d=0.9.

m=3.5;

d=0.5.

При увеличении m и уменьшении d описанные тенденции сохраняются. Вместе с тем полоса захвата может быть разрывной. Ненулевая полоса захвата в области больших Sc соответствует полосе ОГУ, возникающей в пространстве параметров, после потери циклом (1/1)H устойчивости (рис. 2.14).

2.2.3. Система с интегратором в цепи управления Рассмотрим основные свойства системы (1.1.1) для случая d=1, соответствующего системе с нелинейным интегратором в цепи управления. Данный вариант, как уже говорилось, можно рассматривать как предельный случай системы с пропорционально интегрирующим фильтром. Вследствие этого основные закономерности разбиения пространства параметров на области существования различных движений сохраняются. Вместе с тем наблюдается и качественное различие в поведении систем. При малых значениях M (рис. 2.26а) и нулевой начальной расстройке в области малых СФС с ограничивающим интегратором глобально устойчива. Это объясняется тем, что, как это было сказано выше, при данном выборе параметров Ф(y) области существования ЦИ2 и циклов первого рода уменьшаются и при d=1 исчезают. Разбиение пространства параметров в области больших при малых M аналогично системе с нелинейным ПИФ. Оно характеризуется наличием областей существования цикла структуры (1/1)H, дополнительной полосы глобальной устойчивости и ЦИ1. При увеличении M, как это было и в системе с ПИФ, область существования ЦИ1 уменьшается, а область существования цикла (1/1)H увеличивается. Вместе с тем в области малых возникают циклы второго рода структуры (1/k)H и структуры (1/k) (рис. 2.26б). Последние характерны для систем с линейным фильтром. Все это приводит к качественному изменению ОГУ системы. При больших M СФС будет глобально устойчива только в области больших. Отличительной особенностью данной системы является то, что при изменении g в пределах g<|M| согласно (2.2.4) состояние синхронизма существует во всей области локальной устойчивости системы. Это связано с тем, что линий отображения с охранением координаты x Lx,0 совпадает с осью ординат. При увеличении (уменьшении) g границы нелинейности Ф(y) просто сдвигаются вверх (вниз) вдоль координаты x.

(2/2)H (1/1)H (1/1)H (2/1)H ЦИ (2/1) (3/1) (4/1) а) б) Рис. 2.26. Области существования периодических движений ДСФС c ограничивающим интегратором для g=0: а) M=0.1;

б) M=1.3.

(2/2)H (1/1)H (1/1)H (1/6) (1/5) (1/4) (1/3) (1/2)H (1/5) (1/3) (1/4) а) б) Рис. 2.27. Области существования периодических движений ДСФС c ограничивающим интегратором для а) M=0.4, g=0.3;

б) M=0.7, g=0.4. Отметим также следующее свойство этой системы. Пусть существует цикл, все точки которого лежат по координате x в пределах [-M+g,M+g]. При изменении g координаты точек этого цикла не изменятся до тех пор, пока хотя бы одна точка не ограничится нелинейностью Ф(y). Это утверждение следует из того, что, пока точки периодического движения не попадают под влияние Ф(y), цикл описывается отображениями (2.1.1), в которые Ф(y) не входит (координата r px вектора p равна нулю). Качественная структура разбиения пространства параметров при различных g представлена на рис. 2.27. При увеличении расстройки происходят следующие процессы: В область, ограниченную Ф(y), попадают движения, существующие в системе с линейным фильтром. Бифуркация возникновения-исчезновения данных циклов происходит так, как это было описано для системы с ПИФ. Изменяется область существования циклов, обусловленных нелинейностью фильтра. Область глобальной устойчивости при больших g перемещается в сторону больших,. Это связано с тем, что в области малых, возникают циклы, не ограниченные нелинейностью Ф(y) и расширением области существования циклов структур (1/1)H, (1/2)H. Также наблюдается возникновение циклов первого рода структуры (0/3)H. В свою очередь в области больших, при больших расстройках исчезает цикл-интервал и система становится глобально устойчива. В системе с нелинейным интегратором, в отличие от системы с линейным интегратором, имеется возможность построения полосы захвата. Результаты данного расчета представлены на рис. 2.28,2.29. На рис. 2.28 показана зависимость полосы захвата при различных значения M. Для M>0.1 она разделяется областью существования цикла (1/1)H на две части (аналогичная ситуация показана на рис. 2.27а). С ростом M этот область существования этого цикла расширяется, что приводит к уменьшению полосы захвата. Верхняя граница полосы захвата для M<0.5 определяется условиями существования состояния равновесия. Как это следует из (2.2.4), с ростом M она сдвигается в область больших расстроек. Это приводит к тому, что при M0.5 определяющими становятся циклы второго рода по. Слева полоса захвата системы ограничивается циклами второго рода. Области их существования с ростом M сдвигаются в сторону больших D.

н Tp M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0.3 M=0. M=0. D Рис. 2.28. Полоса захвата ИСФС c ограничивающим интегратором для m=1;

p=0.5 и различных значениях M.

н Tp 0. D Рис. 2.29. Полоса захвата ИСФС c ограничивающим интегратором для M=0.4;

p=0.5 и различных значениях m. При малых M ограничение слева за счет циклов второго рода незначительно, вследствие этого хорошей оценкой полосы захвата может служить условие (2.2.4), определяющее существование состояния синхронизма и выражения (2.2.7), (2.2.8), определяющие условия существования цикла (1/1)H.

На рис. 2. показана зависимость m.

полосы захвата захвата является от значения разрывной.

коэффициента форсирования Полоса Пунктиром показаны границы полосы захвата в области больших D, сплошной линией - в области малых D. Между ними находится область существования цикла структуры (1/1)H. С увеличением m граница локальной устойчивости системы сдвигается в сторону меньших усилений. Это приводит к смещению полосы захвата в область меньших значений D.

2.3. Система с пилообразным фильтром в цепи управления Проанализируем ДСФС для случая пилообразной характеристики фильтра в цепи управления. Поведение системы в этом случае описывается системой (1.1.1). Наличие двух периодических нелинейностей позволяет рассматривать данную систему на торе. Частный случай системы на торе - СФС с линейным интегратором в цепи управления уже рассматривалась выше.

2.3.1. Общие свойства ДСФС с пилообразным фильтром Рассмотрим общие свойства СФС с пилообразной характеристикой фильтра. 1. На рис. 2.30 показана развертка фазового тора системы. Его отличительной особенностью является то, что в силу периодичности координаты x наряду с областями нелинейного отображения по координате существуют области нелинейного отображения по координате x - области Pm, * * Pm. Из области Pm вектор состояния нелинейно отображается в область Pm.

Границы областей Pm определяются прямыми GP,m подобно прямым GQ,m (2.1.10), (2.1.11). Для положительных m: GP,m : x=(M(2m+1)+dg+)/d ;

m=0,1,2,3..

(2.3.1) (2.3.2) для отрицательных m:

GP,m : x=(M(2m-1)+dg+)/d;

m=-1,-2,-3..

Аналогично прямым L,m (прямые отображения с сохранением координаты mod 2) введем прямые Lx,m отображения с сохранением координаты x mod 2M:

Lx,m : x=g-(2mM+)/d;

m=±1, ±2, ±3..

(2.3.3) В данной системе нелинейность Ф(y) ограничивает область существования состояния равновесия. Как и в системе с ограничивающим фильтром, оно существует при выполнении условия (2.2.4). 2. Движения в системе можно описать подобно движениям в системе с линейным фильтром: r' r rr r' r qn +1 = TL qn + r, qn +1 = qn +1 + pn или r rrr qn +1 = TL qn + r + pn. (2.3.4) r В отличие от выражения (2.1.14) в данном случае вектор p учитывает нелинейные отображения как по координате, так и по координате x. Его координаты вычисляются следующим образом: r (2.3.5) pn = [ 2m, 2uM ]T, r' где m = ([ qn +1 ] + 1 ) div 2 - номер периода фазового тора по, на который r' происходит отображение;

u = ([ qn +1 ]x + M ) div 2 M - номер периода фазового цилиндра по x, на который происходит отображение. Будем называть циклом (u,v/k) периодическое движение периода k, при котором абсолютное приращение координат и x равно 2u и 2Mv соответственно. В силу сложности движений в ряде случаев для конкретизации структуры цикла будем указывать изменения координат на каждом шаге. Сформулируем необходимые и достаточные условия существования периодических движений в системе. а) Условие замыкания цикла. Оно формулируется аналогично системе с линейным фильтром, выражается формулой (2.1.16). Необходимо учитывать, r что для этого случая в (2.1.16) вектор p рассчитывается по формуле (2.3.5). б) Все точки цикла должны находиться в соответствующих им, согласно структуре цикла, областях Qm, Pm. Точки, из которых происходит линейное отображение, должны принадлежать пересечению областей Q0 и P0. Точки, из которых происходит нелинейное отображение, - соответствующей области Qm, Pm (m0). Это утверждение эквивалентно требованию попадания всех точек цикла заданной структуры в отрезок [-1,1] по координате [ M + g, M + g ] по координате x.

и в отрезок Если выполнены оба этих условия, то, согласно вышесказанному, цикл существует, и наоборот, если цикл существует, то эти условия автоматически выполняются. 3. Аналогично притягивающему слою по координате x в системах с линейным фильтром в данной системе может существовать притягивающий слой по координате (попав в него, вектор состояния никогда его не покидает). Легко видеть, что данный слой существует при выполнении условия 0<<2 и определяется системой неравенств: M+g M+g > min(, ) 2 M+g M+g, ) < max(. 2 будет лежать в пределах Ф(y) при выполнении условия M>||/(1-d).

(2.3.6) (2.3.7) 4. Как и в системе с ограничивающим фильтром, притягивающий слой по x (2.3.8) Заметим, что при выполнении (2.3.8) нелинейное отображение по координате x невозможно (рис. 2.30), так как в этом случае координата x пересечения прямой Lx,0 и прямых =1 и =-1 находится в пределах отрезка [-M+g,M+g], который определяется нелинейностью Ф(y). Т.е. поведение системы совпадает с поведением СФС с линейным фильтром. Аналогично легко показать, что нелинейное отображение по координате невозможно при выполнении условий M + g < M + g < 2 M + g > M + g > 2 +, (2.3.9) x P * P- (1 ;

M + g) (1 ;

2 ) Q Q* 1 (1 ;

) (1 ;

) Q - (1 ;

g-M ) P- Рис. 2.30. Развертка фазового тора СФС с пилообразной характеристикой ФД и нелинейным периодическим фильтром.

(0,2-2/2) (0,2/1) (0,3/1) (0,1/1) (0,1-1/2) (0,-1/2) (0,3-3/2) (-1,-5/1) (1+0-1+0,-3+2+3-2/4) (1-1,(1+0-1+0,-2+1+2-1/4) (1-1,-2+2/2) (1-1,-1+1/2) (1-1,0/2) (-1,-4/1) (-1+0+1+0,-3-3+3+3/4) (-1,-3/1) (-1+0+1+0,-2-2+2+2/4) (-1,-2/1) (-1,-1/1) (-1,0/1) Рис. 2.31. Области существования периодических движений ДСФС c нелинейным ПИФ для d=0.1;

M=0.1;

g=0. т.к. в этом случае координата x пересечения прямой L и прямых =1 и =-1 находится за пределами отрезка [-M+g,M+g], который определяется нелинейностью Ф(y). Т.е. при условии (2.3.9) поведение системы подобно поведению СФС с линейным фильтром. Пересечение областей, определяемых неравенствами (2.3.8) и (2.3.9), можно рассматривать в качестве оценки на ОГУ системы, т.к. при этом невозможно нелинейное отображение ни по одной из координат. 5. Как и в системе с линейным фильтром, все периодические движения, возможные в данной системе, будут устойчивы при выполнении условий локальной устойчивости стационарного состояния. В самом деле, в любой точке фазового пространства отображение вектора состояния будет определяться одной и той же матрицей TL. 6. Пусть существует устойчивое периодическое движение произвольной структуры, все точки которого находятся в пределах периода фазового тора. При уменьшении M до некоторого значения M=M1 точка цикла с наибольшем значением |x| выйдет за границы Ф(y). Это приведет к разрушению движения, так как перестанут выполняться условия его существования. Таким образом, при изменении M бифуркации рождения-исчезновения циклов происходят при переходе вектора состояния одной из точек цикла через границу Ф(y).

2.3.2. Система с пропорционально интегрирующим фильтром в цепи управления Рассмотрим основные свойства системы Для с этого пилообразным воспользуемся пропорционально-интегрирующим фильтром.

разработанной ранее методикой и сформулированными выше общими свойствами ДСФС с пилообразным фильтром. На рис. 2.31-2.33 в пространстве параметров, показаны области существования различных периодических движений при нулевой начальной расстройке. Штриховкой отмечена область глобальной устойчивости системы. При анализе приведенных результатов установлено, что в центре области локальной устойчивости при g=0 всегда существует ОГУ. Границы ее совпадают с ОГУ системы с линейным фильтром при g=0. При выполнении неравенства (2.3.8) Ф(y) не влияет на поведение системы, поэтому ограничение ОГУ происходит циклом второго рода (1,0/1) (кратный захват) с одной стороны и циклом первого рода (1-1,0/2) с другой стороны, как это и было в системе с линейным фильтром. Когда (2.3.8) не выполняется, на границах ОГУ возникают циклы, существование которых обусловлено влиянием как F( ), так и Ф(y). Это цикл (0,1-1/2) на правой границе ОГУ и цикл (0,1/1) на левой границе ОГУ. При малых значениях M при движении из ОГУ в сторону больших, (вправо вверх) и меньших (влево вверх) качественная картина распределения областей существования различных периодических движений в пространстве параметров повторяется (рис. 2.31). Это объясняется тем, что в период фазового тора попадают новые области Pm. В результате этого возникают семейства циклов с одинаковым периодом, точки которых располагаются на различных периодах нелинейности Ф(y). Причем циклы одного семейства имеют подобные области существования в пространстве параметров,. Например, при движении в сторону увеличения, возникает цикл структуры (0,-2+2/2). Граница возникновения данного цикла проходит вдоль той же прямой =(2-)(1-d), что и граница возникновения цикла (1,0/1) (первого кратного захвата) в системе с линейным фильтром. Данный цикл принадлежит семейству циклов периода два структуры (0,m-m/2) m=1,2,3.. Точки данных циклов располагаются на пересечении прямой x=(-2) прямых x=(+(1-d)g±2Mm/(1+d) и симметрично относительно состояния равновесия системы. С дальнейшим увеличением, возникают циклы этой структуры с большими значениями m. Это связано с попаданием точек этих циклов в период фазового тора. В данной системе, подобно циклам второго рода по в системе с линейным фильтром, возникают циклы второго рода по x. Область существования циклов данного типа примыкает к верхней границе локальной устойчивости. В области больших данные циклы имеют структуру (0,m+(m+1)/2). На границе области (2.3.9) возникает семейство циклов структуры (±1;

-m/1) m=±1, ±2... Движения этого типа возникают на пересечении прямых Lx,m и прямых L,±1. Области существования циклов этого семейства касаются прямой =2-M-g. При движении от этой границы в сторону увеличения возникают семейства циклов больших периодов. Например, циклы периода 4.

(-1,-7/1) (0,-1+2/2) (0,1/2) (0,-2+2/2) (0,1/1) (0,1/2) (0,2/1) (0,-1+1/2) (-1,-4/1) (-1,-3/1) (-1+0+1+0,-3-3+3+3/4) (-1,-2/1) (-1+0+1+0,-2-2+2+2/4) (-1,-1/1) (-1+0+1+0,-1-1+1+1/4) (-1,0/1) (1-1,-1+1/2) (1-1,0/2) Рис. 2.32. Области существования периодических движений ДСФС c нелинейным ПИФ для d=0.5;

M=0.1;

g =0.

(0+1+0-1,-1+1+1-1/4) (0,0/6) (0+1,0/1) (0+0-1,-1+1-1/3) (0,-1+1/2) (-1,-1/1) (-1,0/1) (-1+1,0/2) Рис. 2.33. Области существования периодических движений ДСФС c нелинейным ПИФ для d=0.5 M=0.7;

g=0. При движении из ОГУ в сторону уменьшения первым возникает пара циклов структуры (0,±1/1), принадлежащих семейству циклов структуры (0,±m/1). Точки движений этого семейства располагаются на пересечении прямой L,0 и прямых Lx,m. С практической точки зрения циклы этого типа интересны тем, что при попадании системы в такой цикл координата с течением времени остается неизменной. Таким образом, циклы структуры (0,±m/1) можно рассматривать как аналоги состояния синхронизма (Cm). Поведение системы вблизи Cm определяется (2.3.4), где вектор r pn = [0, 2mM ]T. Таким образом, от основного состояния синхронизма они отличается тем, что нелинейный фильтр на каждой итерации переполняется и сбрасывается m раз. Координаты цикла Cm легко получить из (2.1.7), (2.3.3). dg 2 Mm Cm = d + (2.3.10) xCm = ( dg 2 Mm ). d + Правая граница возникновения C±1 проходит вдоль той же прямой =(1+d), что и граница возникновения цикла (0/2) в системе с линейным фильтром. Циклы этого семейства больших периодов возникают при дальнейшем уменьшении (рис. 2.31,2.32). Из (2.3.10) следует, что Cm могут существовать даже тогда, когда не выполняются условия (2.2.4), т.е. не существует основное состояние синхронизма. На границе области, определяемой условием (2.3.9), возникают циклы структуры (1-1;

-m+m/2). Области существования этих циклов касаются прямой =M+g.

К верхней границе области локальной устойчивости примыкают области существования циклов второго рода по x. Это семейство циклов имеют структуру (0;

-(m+1)-m/2). (рис. 2.31). При увеличении d количество циклов одного семейства, существующих в пределах области локальной устойчивости при больших,, увеличивается. В свою очередь количество циклов в пределах области локальной устойчивости при малых, уменьшается. На рис. 2.32 для данного случая представлена качественная картина расположения областей существования циклов различных семейств. При увеличении M области существования циклов больших периодов рассмотренных ранее структур выходят за границы области локальной устойчивости (рис. 2.33). Это приводит к возникновению дополнительной области глобальной устойчивости между областями существования циклов (0;

1+1/2) и (1/1). С увеличением M эта область сдвигается в сторону больших.

На рис. 2.34,2.35 в плоскости параметров (,) приведены области существования различных периодических движений в системе с ненулевой начальной расстройкой (g0). Основные результаты анализа сводятся к следующему. При увеличении начальной расстройки область существования состояния равновесия уменьшается. Вместе с тем происходит трансформация периода фазового тора, его симметрия нарушается. Это приводит к значительному уменьшению областей существования циклов первого рода. Вследствие этого происходит некоторое расширение области глобальной устойчивости при малых (рис. 2.34). При дальнейшем увеличении расстройки возникают циклы второго рода как по x (рис. 2.34,2.35) так и по. При малых M преобладают циклы по x. С увеличением М границы фазового тора по x расширяются, и вследствие этого расширяются области существования циклов второго рода по. С увеличением g области существования циклов второго рода возрастают.

На рис. 2.36-2.37 приведены графики расчета полосы захвата ЦСФС с пилообразным ПИФ в координатах (SC,з). Для малых m и близких к единице d полоса захвата системы определяется в основном циклами второго рода по x, когда нелинейность Ф(y) влияет на поведение системы, т.е. выполняется условие (2.3.8) (для M<0.4, рис. 2.36). С ростом M это влияние исчезает, и полоса захвата совпадает с данными для системы с линейным фильтром. При уменьшении d и увеличении m наблюдаются следующие закономерности. При уменьшении M верхняя граница полосы захвата сначала перемещается в сторону больших H (Рис. 2.37а). При дальнейшем увеличении M верхняя граница полосы захвата перемещается в сторону меньших значений, вместе с тем возникает область неустойчивости системы при больших SC, которая уменьшается с ростом M (рис. 2.37б). Данная область обуславливается циклами структуры (0,m-m/2).

(-1+0+1+0,-1-1+1+1/4) (0+1+0,-1+1+1/3) (0,1-1/2) (0,-1/2) (0,-1/3) (1,1/1) (1,0/1) (R) Рис. 2.34. Области существования периодических движений ДСФС c нелинейным ПИФ для d=0.5;

M=0.7;

g=0.1.

(1+0+0,1+0-1/3) (-2,0/4) (0+0+1,1-1+1/3) (0,-1/2) (0,1-1/2) (0,-1/3) (1,0/2) (1,0/3) (1,1/1) (1,0/1) (1,0/4) (1,0/5) (R) Рис. 2.35. Области существования периодических движений ДСФС c нелинейным ПИФ для d=0.5;

M=0.7;

g=0.7. З M=0.05 M=0.1 M=0.2 M=0.3 M=0. SC Рис. 2.36. Полоса захвата ЦСФС c пилообразным ПИФ для m=0.5;

d=0.9.

З З M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. SC SC а) б) Рис. 2.37. Полоса захвата ЦСФС c пилообразным ПИФ для m=3.5;

d=0.5. 2.3.3. Система с интегратором в цепи управления Основной отличительной особенностью этой системы, по сравнению с СФС с ПИФ, является то, что нижняя граница возникновения цикла структуры (0,1-1/2), который в системе с ПИФ определял границу ОГУ, совпадает с нижней границей локальной устойчивости системы. При M<1 правая граница области существования этого цикла определяет границу ОГУ системы. Сверху ОГУ ограничивается циклом первого рода структуры (0-1+0+1,1-1+1-1/4) и циклом второго рода структуры (1,1/1). Динамика изменения ОГУ системы в зависимости от M (M<1) показана на рис. 2.38. С увеличением M область глобальной устойчивости расширяется. При M= поведение системы полностью совпадает с поведением рассмотренной ранее СФС с линейным интегратором. Соответственно и ОГУ системы при M=1 совпадает с ОГУ ДСФС с линейным интегратором. Разница состоит в том, что в рассматриваемом случае отсутствует область кратных захватов. Установлено, что для M>1, ОГУ системы ограничивается снизу следующими движениями: 1) Циклами первого рода структуры (1-1+1-1,1+0-1+0/4). Этот цикл подобен циклу периода четыре, ограничивающему ОГУ при M<1. Отличие заключается в том, что структура движения по координате для этого цикла соответствует структуре движения по x ранее рассмотренного цикла. И наоборот, структура движения по x соответствует структуре движения по. 2) Циклами второго рода по x структуры (0,1/2). 3) Циклами первого рода по x структуры (0,1-1/2). Также следует отметить, что при малых M в области больших существует дополнительная небольшая область ОГУ. Она возникает на верхней границе области существования цикла структуры (1,1/1) (рис. 2.38). С увеличением M эта подобласть глобальной устойчивости перемещается в сторону больших и при 0.7 выходит за границы локальной устойчивости системы.

M= M=0. M=0. M=0. M=0. M=0. Рис. 2.38. Области глобальной устойчивости ДСФС c пилообразным интегратором для g=0, M<1.

M=1. M=1. M=1. Рис. 2.39. Области глобальной устойчивости ДСФС c пилообразным интегратором для g=0, M>1. Сверху основная область ОГУ ограничивается циклом второго рода структуры (1,1/1) и движениями таких структур, области существования которых лежат в около левой нижней границы циклов семейства (1,m/1) (рис. 2.31,2.32). Это циклы периода 2,3,4. Динамика изменения ОГУ в данном случае в зависимости от M (M>1) показана на рис. 2.39. С увеличением M нижняя граница ОГУ сдвигается в сторону больших, а правая граница - в сторону меньших. Все это ведет к уменьшению области параметров, где СФС глобально устойчива с увеличением M.

Pages:     || 2 | 3 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.