WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

«Министерство образования Российской Федерации НОВОСИБИРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ===================================================== Г.С. ЗИНОВЬЕВ ОСНОВЫ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ ...»

-- [ Страница 2 ] --

КсLC = 2 (1+ Кс)2 2(1+ Кс) 2 1 (3) + + + - 2 2 КсС1R КсLC1 КсLC1 R КсLC Кс C1 LR Переходя к относительным единицам по аналогии (2.2.3), получаем * Uвых(1) = =. (2.2.12) 2 2(1+ Кс) 1 * 1 2* 1+ Кс Кс - (*) + + Кс Кс (R*) КсR* Кс*R* Кс Для исключения сопротивления нагрузки R* и получения в явной форме * Uвых(1) уравнения внешней характеристики инвертора заменим R* = и введем * Iвых(1) обозначения соответствующих коэффициентов К1, К2, К3, не зависящих от R*, после чего уравнение (2.2.12) примет вид К * Uвых(1) =.

* Iвых(1) К2 + К * Uвых(1) Из его решения найдем уравнение внешней характеристики инвертора К1 К3 * * Uвых(1) = - (Iвых(1)). (2.2.13) К2 К Графики внешних характеристик приведены на рис. 2.2.14 для разных значе ний параметров * и Кс.

Соотношение (2.2.13) определяет и регулировочные характеристики ре * зонансного инвертора Uвых(1) = f (*) при * = const, Кс = const. Графики этих зависимостей показаны на рис. 2.2.15.

2.2.3. РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ С УМНОЖЕНИЕМ ЧАСТОТЫ 2.2.3.1. ИНВЕРТОР С УДВОЕНИЕМ ЧАСТОТЫ Увеличение частоты выходного напряжения инверторов сопровождается ростом потерь мощности при переключении тиристоров, в результате загрузка тиристоров по току должна снижаться. Практически это приводит к сниже нию выходной активной мощности инвертора почти обратно пропорциональ но квадрату увеличения частоты. Так по данным работы [16] мощность инвер тора на тиристорах ТБ-400 при увеличении частоты с 2 до 12 кГц (в 6 раз) снижается с 85 до 2 кВт (в 42 раза), а на тиристорах ТЧ-125 при увеличении частоты с 4 до 25 кГц (в 6 раз) мощность уменьшается с 13 до 0,8 кВт (в 16 раз).

Поэтому ограничение частотных возможностей тиристоров для получения высоких частот выходного напряжения приходится обходить путем примене ния специальных схемотехнических решений инверторов. В таких схемах час тоты коммутаций тиристоров в целое число фаз меньше частоты выходного напряжения инвертора, т.е. достигается схемотехническое умножение час тоты выходного напряжения.

Наиболее просто, без больших дополнительных усложнений схемы ин вертора, удваивается частота выходного напряжения инвертора. При этом ис пользуется то обстоятельство в работе резонансных инверторов (как без об ратных диодов – рис. 2.2.3, так и с обратными диодами – рис. 2.2), что часто та полуволн тока в звене постоянного тока инвертора равна удвоенной частоте выходного напряжения однофазного инвертора. Формально объяснить этот факт, даже без рассмотрения схем конкретных инверторов, можно тем, что вентильный комплект инвертора, представляемый в модели коммутационной функцией, связывает не только выходные переменные инвертора с входными (т.е. сторону переменного тока со стороной постоянного тока), но и, наоборот, входные переменные инвертора с выходными переменными в звене перемен ного тока, как это видно из уравнений модели инвертора (2.1.1б) и (2 1.1а).

В этом случае выходное напряжение и ток инвертора как бы выпрямляются по отношению ко входу инвертора, при этом, как известно из теории выпрямле ния, частота выпрямленных напряжения и тока возрастает в qm2 раз, или в 2 раза применительно к рассматриваемым однофазным мостовым схемам инверторов.

Первая схема резонансного инвертора с вентилями обратного тока и с уд воением частоты показана на рис. 2.2.16,а. В этой схеме нагрузка через разде лительный конденсатор Ср (или последовательный CpLp контур) подключена параллельно входу вентильного комплекта инвертора, при этом в нагрузке выделяется гармоника напряжения, имеющая двойную частоту по отношению к частоте выходного напряжения инвертора. Диаграммы напряжений и токов элементов инвертора приведены на рис. 2.2.16,б.

а а б Рис. 2.2. На интервале t0t1 открыты два тиристора диагонали вентильного моста и конденсатор Ск контура коммутации заряжается в колебательном режиме от источника входного напряжения. На интервале t1t2 идет колебательный разряд конденсатора на звено постоянного тока через вентили обратного тока той же диагонали вентильного моста, при этом тиристоры восстанавливают свои управляющие свойства. На интервале t2t3 все вентили моста закрыты и посто янный ток id звена постоянного тока течет только в цепь нагрузки Zн. В мо мент времени t3 включаются тиристоры второй диагонали моста и происходят аналогичные процессы перезаряда коммутирующего конденсатора Ск в проти воположном направлении. Ток нагрузки iн определяется как разность тока id в звене постоянного тока и тока iк коммутирующего контура LкСк и имеет двойную частоту по отношению к частоте выходного напряжения инвертора.

Во второй схеме резонансного инвертора с удвоением частоты на рис. 2.2.17 [17] нагрузка Rн включена последовательно (совместно с раздели тельными элементами CpLp) в цепи входного тока инвертора.

Рис. 2.2. Гармоника входного тока, имеющая двойную частоту по отношению к частоте выходного напряжения инвертора, как это видно из диаграммы тока id на рис. 2.2.16,б, выделяется в нагрузке.

2.2.3.2. МНОГОЯЧЕЙКОВЫЕ ИНВЕРТОРЫ Блок-схемы трехъячейковых инверторов показаны на рис. 2.2.18,а,б с па раллельным включением ячеек по входу “а” и с последовательным включени ем по входу и параллельным включением ячеек по выходу “б”. Диаграммы работы такой композиции ячеек приведены на рис. 2.2.19. Упрощенные диа граммы построены при условии, что ячейки резонансных инверторов выпол нены по схемам с вентилями обратного тока, режим работы которых был по яснен на рис. 2.2.3.

а б Рис. 2.2. Уменьшая в соответствующее число раз (здесь в 3 раза) частоту работы каждой ячейки и вводя требуемый сдвиг по фазе между ними (первые три диаграммы на рис. 2.2.19), получаем в нагрузке увеличенную (здесь в 3 раза) частоту выходного напряжения, как показано на нижней диаграмме рис. 2.2.19.

Рис. 2.2. Необходимо заметить, что, хотя частота коммутации тиристоров в каж дой ячейке в соответствующее число раз (здесь три) ниже частоты выходного напряжения, тиристоры инвертора загружены импульсами тока с длительно стью, соответствующей полупериоду частоты выходного напряжения. Это уменьшает потери на коммутацию в тиристорах, но увеличивает потери от прохождения прямого тока в них.

2.2.4. РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОР КЛАССА Е Простейшим типом резонансного инвертора является однотранзисторный резонансный инвертор класса Е, схема которого показана на рис. 2.2.20.

Рис. 2.2. Период синусоидального выходного напряжения, создаваемого протека нием тока последовательного LкСк-контура по сопротивлению нагрузки R, складывается из двух интервалов постоянства структуры схемы. На первом интервале t1t2 включен транзистор Т и в индуктивности входного реактора L запасается энергия, отбираемая входным током I0 от источника входного сиг нала Uвх. В выходной цепи при этом протекает синусоидальный ток от коле бательного перезаряда конденсатора Ск последовательного LкСк-контура (рис.2.2.21).

Рис. 2.2. На втором интервале t2t3 транзистор Т закрыт и ток I0 входного реактора протекает через цепь, образованную параллельным соединением конденса- тора С0 с цепью, состоящей из последовательного LкСк-контура с сопротивле нием нагрузки R. Этим обеспечивается восполнение потерь энергии в LкСк контуре, израсходованной в нем на первом интервале. Для предотвращения смены напряжения на транзисторе Т он шунтирован диодом D, показанным на рисунке пунктиром.

Обычно схема применяется при малых мощностях нагрузки (менее 100 Вт) в случае фиксированного выходного напряжения. Однако выходное напряжение можно регулировать изменением частоты управляющих импуль сов трансформатора Т. В связи с переключением транзистора при нулевом на пряжении в нем будут малые потери, что позволяет поднять частоту переклю чения и тем самым уменьшить массо-габаритные показатели инвертора.

2.2.5. ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ ПО РЕЗОНАНСНЫМ ИНВЕРТОРАМ Класс резонансных инверторов характеризуется большим разнообразием схемотехнических решений. Это связано с тем, что, хотя базовые схемы вен тильных комплектов остались прежними (нулевая, полумостовая, мостовая), имеется еще известное множество схем резонансных цепей второго, третьего, четвертого порядка и множество вариантов их подключения к вентильному комплекту.

Простейшим типом резонансного инвертора является инвертор класса Е, содержащий всего один управляющий вентиль (транзистор). Но низкая энер гетическая эффективность преобразования энергии при этом ограничивает область его применения мощностями до 100 Вт (источники питания). Тири сторные резонансные инверторы без обратных диодов более эффективно пре образуют постоянный ток в переменный и предназначены для питания посто янной или мало меняющейся нагрузки в единицы или десятки киловатт. Тири сторные резонансные инверторы с обратными диодами сложнее схем без об ратных диодов, но позволяют питать нагрузку, меняющуюся в широком диа пазоне, начиная от холостого хода. Предельная частота выходного напряже ния в таких инверторах обычно не превышает порядка десяти килогерц для современных типов высокочастотных тиристоров.

При необходимости получения более высоких частот выходного напря жения с мощностями в десятки и сотни киловатт используют схемы резонанс ных инверторов с удвоением или учетверением частоты либо реже много ячейковые инверторы.

Еще большие возможности открываются у резонансных инверторов (с обратными диодами), выполненными на силовых транзисторах. Введение частотного и широтно-импульсного регулирования режима работы резонанс ного контура позволяет формировать требуемые внешние характеристики, обеспечивает электронную защиту, но стоимость таких инверторов – наивыс шая среди всех остальных типов резонансных инверторов.

Близкая к синусоидальной форма выходного напряжения инвертора при работе в режиме непрерывного выходного тока позволяет для расчета внеш них и регулировочных характеристик использовать расчет по первой гармо нике (как это сделано в этом разделе методом АДУ(1)). При необходимости оценки качества выходного напряжения, характеризуемого степенью откло нения его от синусоиды (коэффициентом гармоник), расчет с учетом реальной формы напряжения здесь также удобно сделать прямым методом АДУ2.

2.3. ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ 2.3.1. ОДНОФАЗНЫЕ ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ Автономный инвертор напряжения как преобразователь постоянного входного напряжения в переменное выходное напряжение отличается от ав тономного инвертора тока тем, что получает питание от источника напряже ния (ЭДС) безындуктивного характера. Действительно, в соответствии с соот ношением (1.4.2) части 1 [1] uвых = пuвх, (2.3.1) iвх = пiвых, где п – коммутационная функция вентильного комплекта есть переменная единичная функция (без постоянной составляющей), определяющая форму выходного напряжения инвертора, как это видно из рис. 2.3.1 для простейшей формы коммутационной функции – меандра.

Рис. 2.3. Как видно из второго уравнения, входной ток инвертора будет импульс ным (со скачком тока), что не допускает присутствия во входном источнике индуктивности. Реальные источники входного напряжения (чаще всего вы прямители), как правило, обладают индуктивностью L (если это только не ак кумуляторы). Для устранения ее влияния на входе инвертора напряжения включается фильтровый конденсатор Cф достаточной емкости, что является первой особенностью инвертора напряжения. Через него и замыкаются, ми нуя входной источник, скачки входного тока инвертора, как это видно из вре менных диаграмм на рис. 2.3.2.

Вторая особенность инвертора напряжения также видна из второго уравнения (2.3.1) и связана с тем, что входной ток инвертора iвх может прини мать отрицательные значения при большом сдвиге фазы выходного тока ин вертора iвых относительно коммутационной функции п (т.е. выходного на пряжения). Для этого необходимо наличие двусторонней проводимости у ключей вентильного комплекта инвертора, т.е. ключи должны быть выпол нены на вентилях с полным управлением (транзисторы, GTO-тиристоры), шунтированных вентилями обратного тока.

Рис. 2.3. Таким образом, рассматривая переменный ток как периодически ре версируемый постоянный ток, приходим к выводу, что схемы однофазных ин верторов напряжения повторяют схемы реверсивных (по напряжению и току) преобразователей постоянного напряжения в постоянное (см. рис. 1.1.5,б, 1.1.6).

Форма выходного напряжения инвертора определяется в соответствии с соотношением (2.3.1) видом коммутационной функции вентильного комму татора п. Основные виды этих функций, формирующие прямоугольное вы ходное напряжение инвертора по «гладкой составляющей», показанной пунк тиром, приведены на рис. 2.3.3.

Рис. 2.3. Под гладкой составляющей периодической импульсной функции в си ловой электронике принято понимать функцию, образованную непрерывной аппроксимацией средних значений (на интервале такта Тт коммутаций в пре образователе) мгновенной кривой напряжения или тока. Тогда гладкая со ставляющая первой коммутационной функции на рис. 2.3.3 есть нерегулируе мый прямоугольник, а второй и третьей коммутационных функций – регули руемое по величине прямоугольное напряжение (за счет широтного и широт но-импульсного регулирования соответственно). Последний способ формиро вания кривой выходного напряжения, называемый «120о управлением» в от личие от предшествующего рассмотренного «180о управления», используется для исключения гармоник, кратных трем, особенно неблагоприятных для та кой типовой нагрузки инвертора, как асинхронные двигатели.

Для оценки качества выходного напряжения инвертора при регулирова нии найдем спектры этих напряжений. Действующее значение k-й гармоники напряжения инвертора при широтном регулировании будет равно в долях входного напряжения tи Uвых(k) 2 4 2 * = (2.3.2) 1cos ktdt = sin ktи, Uвх k T tи * где tи = – относительная длительность импульса в полупериоде выход Т ного напряжения.

Из (2.3.1) можно выразить доли высших гармоник напряжения по срав нению с первой как * Uвых(k) sin ktи * Uвых(k) = =. (2.3.3.) * Uвых(1) k sin tи На рис. 2.3.4 построены зависимости первой гармоники по (2.3.2) и высших гармоник по (2.3.3) от относительной длительности импульса напряжения, ко торую можно назвать глубиной модуляции напряжения по управлению, ме няющейся от 0 до 1. Присутствуют только нечетные гармоники, наибольшая 2 * * из которых – третья – при tи = исчезает. Но уже при tи = третья гармо 3 ника почти сравнивается с первой. Поэтому широтное регулирование может * применяться только в малом диапазоне изменения tи для целей стабилизации выходного напряжения. К тому же зависимость первой гармоники от глубины регулирования нелинейна.

Для улучшения спектра выходного напряжения инвертора используют широтно-импульсное регулирование на несущей частоте, значительно превы шающей (в число раз, называемое кратностью коммутации – Кт) частоту вы ходного напряжения инвертора (последняя диаграмма на рис. 2.3.3). Это сме щает гармоники напряжения, обусловленные регулированием, в область более высоких частот, что облегчает их фильтрацию в нагрузке.

Рис. 2.3. Дальнейшее улучшение спектра выходного напряжения инвертора обес печивается при модуляции длительностей импульсов по синусоидальному за кону, как показано на рис. 2.3.5 для однополярной и двухполярной модуляций соответственно. Пунктиром показана гладкая составляющая выходного на пряжения.

Рис. 2.3. Принята следующая классификация видов широтно-импульсной мо- дуляции.

• По модулируемому параметру различают одностороннюю и двухсто роннюю широтно-импульсную модуляцию (ШИМ). При односторонней моду лируется положение переднего или заднего фронтов импульсов, при этом со ответственно задний и передний фронты импульсов следуют с неизменной тактовой частотой. При двусторонней модуляции изменяется в пределах такта положение обоих фронтов импульсов.

• По отношению периода модулирующего сигнала к периоду тактов им пульсной последовательности, т.е. по кратности коммутации, различают ШИМ с целочисленной кратностью, рассмотренную выше, ШИМ с кратно стью, выражаемой дробным рациональным числом, и ШИМ с кратностью, выражаемой иррациональным числом. При дробно-рациональной кратности период повторения модулированной последовательности импульсов, форми рующих выходное напряжение инвертора, определится как такой наибольший период выходного напряжения, в котором укладывается целое число периодов модулирующего сигнала и периодов тактов. Этот период задает период ниж ней субгармоники в кривой выходного напряжения, т.е. гармоники с частотой ниже частоты модулирующего сигнала, которой определяется частота основ ной гармоники выходного напряжения.

• По числу полярностей импульсов на длительности такта различают двухполярную модуляцию, когда такт образован совокупностью импульса по ложительной и отрицательной полярности (вторая диаграмма на рис. 2.3.5), однополярную модуляцию, когда такт образуется импульсом одной полярно сти и паузой (первая диаграмма на рис. 2.3.5), и квазиоднополярную модуля цию, когда после импульсов одной полярности, приближающихся по дли тельности к предельно минимальной длительности, допустимой при практи ческой реализации, следуют импульсы другой полярности неизменной дли тельности, равной предельно минимальной [23]. Квазиоднополярная модуля ция позволяет воспроизвести при широтно-импульсной модуляции как угодно малые величины выходного напряжения инвертора при наличии практиче ских ограничений на минимальное время между коммутацией у реальных вентилей.

• По форме модулирующего сигнала, задающего закон изменения дли тельностей импульсов на такте, а значит, и форму гладкой составляющей вы ходного напряжения, различают синусоидальный, треугольный, трапецеи дальный, прямоугольный законы модуляции.

• По способу однозначного определения конкретной длительности им пульса на такте в функции непрерывного модулирующего сигнала различают ШИМ первого рода, когда длительность импульса зависит от значения моду лирующего сигнала в некоторые фиксированные моменты времени, например в моменты начала импульса, ШИМ второго рода, когда длительность им пульса обусловлена значением модулирующего сигнала в момент окончания модулируемого по длительности импульса, и ШИМ третьего и четвертого ро да, когда длительность импульса определяется некоторой функциональной за висимостью от значения модулирующего сигнала в некоторой промежуточ ной точке на интервале импульса [24].

• По числу уровней модуля обобщенного вектора напряжения (см. далее раздел 2.3.2) трехфазного инвертора различают одноуровневые алгоритмы управления, реализуемые в классических трехфазных мостовых схемах инвер торов, и многоуровневые алгоритмы управления, реализуемые в модифициро ванных схемах трехфазных инверторов.

Для оценки качества выходного напряжения инвертора при синусоидаль ной широтно-импульсной модуляции необходимо знать спектры напряжения.

Теория спектров широтно-модулированных последовательностей импульсов первоначально получила развитие в радиотехнике, где исследовалась возмож ность построения мощных усилителей сигналов, работающих в режиме пере ключения (режим усиления класса Д), т.е. в режиме широтно-импульсной мо дуляции [24], а также в теории связи, где изучалась возможность использова ния ШИМ для помехоустойчивой передачи сообщений. Был разработан эф фективный метод нахождения спектров напряжений при широтно-импуль сной модуляции, названный методом временной деформации. Технология применения этого метода достаточно проста. Сначала находят спектр немоду лированной последовательности прямоугольных (или любой другой формы) импульсов. Затем в выражение для полученного спектра подставляют вместо регулируемого параметра (момент фронта импульса, длительность импульса) его принятый закон изменения во времени (закон модуляции). Полученное выражение приводят к виду, удобному для применения.

Таким образом, можно показать, что спектр напряжения при синусои дальной широтно-импульсной модуляции второго рода содержит помимо первой высшие гармоники, частоты которых = kКТ Т ± l1, где k, l равны 1,2,3,4....

При двухсторонней ШИМ в трехфазном инверторе в фазном напряжении инвертора (см. рис 2.3.14) будут присутствовать только гармоники порядка n = k KT ± l, где kT – кратность коммутации, а k не кратно трем и отсутствуют комбина ции, состоящие из двух нечетных либо четных чисел m и l (рис. 2.3.6).

Реализация двухполярной ШИМ воз можна в любой базовой схеме однофаз ного инвертора (см. рис. 1.1.5,б, 1.1.6), а однополярная – только в двух послед них схемах – полумостовой с нулевыми вентилями и мостовой. Все эти схемы инверторов, выполненных на реальных вентилях, имеют общий недостаток, свя занный с конечным временем выключе ния вентилей. При этом из вновь вклю чаемого вентиля и выключаемого венти ля (транзистора) на время его выключе ния образуется цепь короткого замыка Рис. 2.3. ния источника входного напряжения и через транзисторы текут короткие импульсы больших сквозных токов, кото рые увеличивают потери и если их не ограничить, в состоянии вывести тран зисторы из строя. Поэтому в реальных системах между моментом запирания одного транзистора плеча моста или полумоста и моментом отпирания друго го транзистора этого же плеча вводится «мертвая» пауза, обычно порядка од ной микросекунды.

Другая возможность снижения потерь мощности в транзисторах при пе реключении в инверторе напряжения связана с использованием переключения при нулевом напряжении, как в квазирезонансных преобразователях постоян ного напряжения в постоянное, рассмотренных в разделе 1.3. Полумостовая схема инвертора напряжения с реализацией принципа переключения транзи сторов при нулевом напряжении показана на рис. 2.3.7.

Емкости С образуют (при необходимости) среднюю точку источника входного напряжения для обеспечения работы LкСк контура, который для ка ждого транзистора функционирует аналогично работе LкСк контура в квазире зонансном преобразователе по схеме рис. 2.2.4,б. Роль Lк может выполнить и соответствующая индуктивность цепи нагрузки инвертора при работе на на грузку с фиксированными параметрами.

Рис. 2.3.7 Рис. 2.3. При необходимости согласования уровней напряжения на входе и выходе инвертора напряжения может быть использована так называемая нулевая схе ма инвертора, показанная на рис. 2.3.8. В этой схеме в течение конечного вре мени выключения реального транзистора также происходит замыкание источ ника входного напряжения через включающийся и выключающийся транзи сторы, соединенные на это время параллельно по отношению к входному ис точнику. Но так как при этом последовательно с каждым транзистором оказы вается включенной индуктивность рассеивания соответствующей первичной обмотки трансформатора, то пики токов короткого замыкания источника бу дут ограничены.

Для возможности реализации в нулевой схеме инвертора однополярной ШИМ с целью улучшения качества она должна быть дополнена ключом пе ременного тока, образованного, например, двумя встречно-параллельно вклю ченными управляемыми нулевыми вентилями (транзисторами), шунтирую щим результирующую первичную или вторичную обмотки, как для второго случая показано на рис. 2.3.9.

Другой путь улучшения качества выходного напряжения инвертора свя зан с использованием дополнительной амплитудной модуляции импульсов выходного напряжения. Применительно к нулевой схеме инвертора это дости гается секционированием первичной обмотки трансформатора и подключени ем к отводам дополнительных ключей переменного тока, выполненных анало гично выходному ключу на рис. 2.3.9. Схема такого инвертора приведена на рис. 2.3.10.

Рис. 2.3. Рис. 2.3. При поочередном включении ключей К1, К3 и транзистора Т1 формирует ся ступенчатая положительная полуволна выходного напряжения трансфор матора за счет изменения парциальных коэффициентов трансформации под ключенных обмоток трансформатора в соответствии с числами витков соот ветствующих частей первичной обмотки. Проблемы оптимальной аппрокси мации синусоиды прямоугольно-ступенчатой функцией проанализированы в работах [25,26].

2.3.2. БАЗОВЫЕ СХЕМЫ ТРЕХФАЗНЫХ ИНВЕРТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ 2.3.2.1. ТРЕХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ИНВЕРТОР Самая простая и самая распространенная схема трехфазного инвертора напряжения получается простым объединением по общему источнику входно го напряжения трех полумостовых однофазных инверторов напряжения по схеме рис. 1.1.5,б, при этом при соединении фаз трехфазной нагрузки в звезду без нуля или треугольником не требуется наличие средней точки у источника входного напряжения, как показано на рис. 2.3.11.

В режиме 180-градусного управления сигналы управления на верхний и нижний транзисторы каждого плеча моста поступают в течение полупериода выходного напряжения с соответствующими фазовыми сдвигами для получе ния трехфазной системы, как показано на первых шести временных диаграм мах рис. 2.3.12.

Рис. 2.3. Рис. 2.3. На следующих трех диаграммах изображены кривые фазных напряжений трехфазной нагрузки и на последней диаграмме – кривая одного линейного напряжения. Шестиступенчатый характер диаграмм фазных напряжений ин вертора свидетельствует о шести различных состояниях силовой схемы инвер тора, интервалы существования которых обозначены цифрами 1-6 на рис. 2.3.12.

Шесть схем замещения инвертора, соответствующие этим шести состояниям силовой схемы, показаны на рис. 2.3.13. В шестом состоянии включены тран зисторы Т2, Т4 и Т5. Фазы А и С нагрузки подключены к положительной шине входного источника питания Е, а фаза В нагрузки подключена к отрицатель ной шине источника Е. При одинаковых сопротивлениях фаз нагрузки на две параллельно соединенные фазы А и С будет приложена в положительном на правлении треть напряжения источника, а на последовательно соединенную с ними фазу В – две трети напряжения источника питания, отрицательной по лярности (минус на конце фазы нагрузки), что отражено соответствующей ве личиной ступеней фазных напряжений инвертора на первом интервале диа граммы рис. 2.3.12. Аналогично определяются по схемам замещения величи ны ступеней в фазных напряжениях инвертора и на всех остальных интерва лах. Характерно, что каждое состояние отличается от предыдущего переклю чением только одной фазы нагрузки в противоположную полярность напря жения.

Рис. 2.3. По построенным фазным напряжениям легко определить и межфазное (линейное) напряжение, как это показано для линейного напряжения UАВ.

Математическая модель инвертора в фазных переменных. Получен ная трехфазная система фазных напряжений нагрузки инвертора образует уравновешенную систему напряжений, так как UA + UB + UC = 0. (2.3.4) В то же время трехфазная система фазных напряжений плеч инвертора, отсчи тываемая относительно условной средней точки О источника входного на пряжения, уже не является уравновешенной, так как (U + UB0 + UC0 )= U0, (2.3.5) A Между нулевыми точками источника и нагрузки выделяется напряжение тройной частоты Uо, которое является напряжением нулевой последователь ности трехфазной системы и равно сумме гармоник, кратных трем, содержа щихся в фазных напряжениях плеч инвертора U, UB0, UC0.

A Определим коммутационные функции вентильного комплекта преобра зователя п для фаз А, В, С, связывающие входные и выходные переменные соотношениями вида (2.3.1). При этом будем основываться на алгоритме 180-градусного управления, т.е. на взаимно-обратном характере коммутацион ных функций ключей (КФК), верхнего и нижнего транзистора в каждом плече моста, а именно:

1 + 4 = 1, 2 + 5 = 1, 3 + 6 = 1. (2.3.6) Тогда с учетом этого коммутационные функции каждого плеча (КФП) трех фазного моста найдем через КФК очевидным образом:

A0 = 4 – 1 = 24 – 1, B0 = 26 – 1, C 0 = 2F2 – 1. (2.3.7) Из уравнений связи между напряжениями инвертора с учетом (2.3.5) на ходим связь между фазными напряжениями инвертора и фазными напряже ниями плеч моста:

uA = E = uA0 - u0 = (2uA0 - uB0 - uC0 ), A uB = EB = uB0 - u0 = (2uB0 - uC0 - uA0 ), (2.3.8) uC = EC = uC0 - u0 = (2uC0 - uA0 - uB0 ).

В свою очередь для фазных напряжений плеч моста можно записать E E uA0 = = (4 - 1)E = (24 -1), A 2 2 E E uB0 = = (6 - 3)E = (26 -1), (2.3.9) B 2 2 E E uC0 = C0 = (2 - 5)E = (22 -1).

2 2 После подстановки (2.3.9) в (2.3.8) и преобразований получим связь меж ду коммутационными функциями фаз нагрузки (КФФ) и коммутационными функциями ключей инвертора (КФК):

= (24 - 6 - 2), A B = (26 - 2 - 4), (2.3.10) C = (22 - 4 - 6).

Из (2.3.5) с учетом (2.3.9) можно получить коммутационную функцию н напряжения нулевой последовательности (КФН), действующего между нуле выми токами источника и нагрузки, из соотношения 4 + 6 + u0 = Eн = E -, 3 откуда 1 н = (4 + 6 + 2)-. (2.3.11) 3 При соединении нагрузки инвертора не в звезду, а в треугольник удобно оперировать с коммутационными функциями линейных напряжений (КФЛ), которые просто выражаются через коммутационные функции фазных напря жений КФФ:

= - B = 4 - 6, AB A BC = B - C = 6 - 2, (2.3.12) CA = C - = 2 - 4.

A Из выражений (2.3.10) для КФФ следует, что в трехфазном мостовом ин верторе фазное напряжение на нагрузке определяется коммутационными функциями ключей (КФК) анодной (катодной) группы всех трех фаз. Это обу словливает специфику управления инвертором напряжения при ШИМ, за ключающуюся в том, что невозможно управлять напряжением в каждой фазе, воздействуя только на один канал управления ключами этой фазы.

Теперь найдем связь входного тока инвертора iп с токами фаз нагрузки, исходя из уравнения баланса мгновенных мощностей на входе и выходе ин вертора Eiп = iAuA + iBuB + iCuC = E(iA + iBB + iCC ), (2.3.13) A что с учетом (2.3.10) дает iп = iA4 + iB6 + iC2. (2.3.14) По этому соотношению можно построить форму тока на входе инвертора по известной форме тока в фазах нагрузки, определяемой заданной формой на пряжения на нагрузке.

Для нахождения форм токов в транзисторе и диоде ключей моста через токи фаз выразим ток транзистора, учитывая его одностороннюю проводи мость, с помощью его коммутационной функции, например для фазы А:

iA + iA iТ 4 = (iA4 + iA 4)= 4. (2.3.15) 2 Тогда ток встречно-параллельного обратного диода iA - iA iD4 = 4. (2.3.16) Эти два соотношения позволяют рассчитать загрузку вентилей по среднему и действующему значениям анодного тока в функции токов фаз нагрузки и при нятого алгоритма управления вентилями, определяющего вид коммутацион ной функции вентилей.

На рис. 2.3.14 показаны диаграммы, иллюстрирующие вид введенных коммутационных функций и построенных с их помощью токов вентилей и входа инвертора при синусоидальной ШИМ.

Первая диаграмма показывает алгоритм формирования КФП трех фаз ин вертора, B0, C0, изображенных на трех следующих диаграммах. Пе A реключение КФП происходит по точкам сравнения симметричного пилооб разного напряжения с синусоидальным модулирующим напряжением соот ветствующей фазы, в результате чего реализуется двухполярная синусоидаль ная двусторонняя ШИМ с кратностью N = 12. Вслед за диаграммами КФП следует диаграмма КФФ фазы А, определяющая форму фазного напряжения инвертора, а за ними изображена КФЛ, формирующая кривую линейного на пряжения uAB. На следующих двух диаграммах соответственно приведены форма тока транзистора Т4 и ток на входе инвертора iп. При построении диа грамм токов считалось, что токи в фазах нагрузки представлены своими глад кими составляющими (здесь совпадающими с их первыми гармониками). При активно-индуктивной нагрузке на выходе инвертора первая гармоника тока в фазе отстает от первой гармоники напряжения фазы на угол (1).

Из диаграммы входного тока инвертора iп следует, что этот ток, во первых, имеет разрывной (скачкообразный) характер и, во-вторых, на корот ких интервалах времени может менять свой знак, как на рис. 2.3.2. Поэтому источник входного напряжения должен быть безындуктивным и, кроме того, способным пропускать импульсы тока в обоих направлениях. Этим требова ниям удовлетворяет только аккумулятор. Если же постоянное напряжение по лучается с выхода выпрямителя, то на вход инвертора необходимо включить фильтровой конденсатор, через который и замкнутся скачки входного тока, а его гладкая составляющая замкнется через выпрямитель.

На последних трех диаграммах (рис. 2.3.14), относящихся к следующему разделу, приведены модуль обобщенного вектора напряжения инвертора и его реальная и заданная фазы, отсчитываемые в пределах одного полного оборота обобщенных векторов в комплексной плоскости.

В случае высоких частотах выходного напряжения инвертора частота коммутации вентилей при синусоидальной ШИМ с кратностью 12 и выше может превысить предельно допустимую частоту коммутации вентилей. Осо бенно это актуально для GTO-тиристоров, у которых предельная частота ком мутации сегодня не превосходит 1 кГц, а также для мощных IGBT-транзисто- Рис. 2.3. ров, где эти ограничения лежат на уровне нескольких килогерц. К тому же значения реактивных сопротивлений индуктивностей реальных нагрузок на высоких частотах (индуктивности рассеивания трансформаторов, асинхрон ных двигателей) обычно обеспечивают приемлемое сглаживание пульсаций в токах фаз инвертора при частотах коммутации, не превышающих предельно допустимых. В этих случаях для формирования кривой выходного напряже ния и регулирования величины его первой гармоники приемлемым оказывает ся способ широтно-импульсного регулирования (ШИР). Формы фазного и ли нейного напряжений трехфазного мостового инвертора при шестикратном ШИР приведены на рис. 2.3.15. Кривая напряжения сформирована путем по очередного пребывания схемы в тех же шести состояниях, что и на рис. 2.3.12, разделенных нулевыми паузами. Последние формируются путем одновремен ного подключения всех фаз нагрузки или к положительной шине источника входного напряжения или к отрицательной шине. Разновидности видов ШИР трехфазных инверторах рассмотрены в [27].

Рис. 2.3. Математическая модель инвертора при преобразовании координат (в ортогональные двухфазные). Рассмотренная математическая модель ин вертора построена в фазных координатах, которые являются естественными и дают реальные напряжения и токи и в модели и в реальной установке. Вме сте с тем модель в фазных координатах имеет и недостатки.

1. Трудность расчета электромагнитных процессов в такой модели, когда нагрузка содержит переменные параметры. Такой распространенной нагруз кой инвертора являются машины переменного тока (асинхронные и синхрон ные), модель которых, как известно из теории электрических машин [28], име ет периодически изменяющиеся параметры (индуктивности обмоток) даже при работе машины в установившемся режиме.

2. Число каналов управления инвертором (три модулирующих сигнала при ШИМ для трехфазного инвертора с соединением нагрузки в звезду без нуля или треугольник) превышает число независимо регулируемых перемен ных (токи двух фаз нагрузки, так как ток третьей фазы однозначно определя ется через токи двух фаз в соответствии с первым законом Кирхгофа).

Эти недостатки естественных координат для данного объекта можно уст ранить полностью либо частично, если перейти к модели инвертора в ортого нальной системе координат или, что аналогично, к модели инвертора в плос кости комплексного переменного, называемую моделью инвертора для обоб щенных векторов.

Обобщенный вектор в комплексной плоскости определяется как сле дующая композиция из трех переменных, например для фазного выходного напряжения инвертора в неподвижной, - системе координат:

& u = u + ju = (uA + auB + a2uC), (2.3.17) где j 1 a = e = - + j, 2 (2.3.18) j 1 a2 = e = - - j 2 есть единичные операторы поворота соответственно на 120о и 240о.

После их подстановки в (2.3.17) получаем uB - uC uBC & u = u + ju = uA + j = uA + j. (2.3.19) 3 Модуль обобщенного вектора & u = u + u (2.3.20) и его фаза u = arctg. (2.3.21) u Для трехфазной симметричной системы синусоидальных напряжений единичной амплитуды обобщенный вектор в плоскости комплексного пере менного будет представлен вектором единичной амплитуды, который равно мерно вращается со своей угловой частотой.

При прямоугольно-ступенчатой форме выходного напряжения трехфаз ного инвертора (см. рис. 2.3.12) для модуля обобщенного вектора получаем единицу во всех состояниях, а фаза обобщенного вектора скачком увеличива ется на 60о при каждой смене состояний, как показано на рис. 2.3.16. Если изобразить обобщенный вектор на комплексной плоскости, то он будет иметь шесть дискретных положений, скачком переходя в моменты коммутации из текущего в следующее по порядку (рис. 2.3.17,а). Формируемая при ШИМ еще и нулевая пауза в выходных напряжениях инвертора соответствует со стоянию, когда все фазы нагрузки подключаются к положительной шине ис точника питания (код состояния 111) или к отрицательной шине источника (код со стояния 000). Здесь состояния инвертора за кодированы трехразрядным двоичным чис лом, где присутствие единицы в первой, вто рой и третьей позиции числа соответствует единичным значениям коммутационных функ ций ключей 4, 6, 2 моста инвертора.

Таким образом, силовая схема инвер тора может находиться в восьми состояни ях: в шести возможных активных состояни ях и двух пассивных (нулевых). Синтез алго Рис. 2.3. ритма управления инвертором содержатель но сводится к заданию порядка смены со стояний (очередности коммутаций вентилей) и длительностей пребывания в каждом из них.

Если оперировать не с мгновенными значениями обобщенного вектора напряжения, а с его средними значениями на интервале такта, т.е. перейти к гладкой составляющей изменения обобщенного вектора, то в пределах сектора 600 между двумя средними положениями двух смежных обобщен & ных векторов напряжений u1 и u можно получить любое положение усредненного вектора заданной вели б чины (гладкую составляющую), как а это показана на рис. 2.3.17,б. Его ве Рис. 2.3. личина и фаза определяется в соответ ствии с уравнением * * * & & & & u = t1u1 + t2u2 + t3u0, (2.3.22) & где u0 – нулевой вектор напряжения, определяемый состояниями 000 и * * * вентилей инвертора;

t1, t2, t3 – относительные длительности включения & & & векторов u1, u2, u0, отсчитанные в долях периода тактовой частоты комму таций в инверторе при ШИМ.

При этом возможно множество вариантов технической реализации в сис теме управления инвертором алгоритма (2.3.22) за счет изменения порядка следования во времени слагаемых в этом уравнении и за счет различных спо собов получения вектора нулевого напряжения. Это и определяет известное множество алгоритмов управления инвертором по обобщенному вектору, ко торое будет рассмотрено в главе по системам управления преобразователями.

Тем не менее уже сейчас можно отметить, что формально синтез алго ритма управления инвертором сводится в конечном итоге к синтезу трех ком мутационных функций фазных напряжений (КФФ) в плоскости действитель ных переменных или одного обобщенного вектора коммутационной функции фазного напряжения (ОКФФ) в плоскости комплексного переменного, опре деляемого аналогично (2.3.19) BC & & u = E( + Ba + Ca2)= E = E( + j)= E + j.

A A За критерий оптимизации формы коммутационной функции в конкретной ситуации может быть принят один из следующих:

• минимизация гармоник заданной частоты в выходном напряжении;

• минимизация интегральных коэффициентов гармоник выходного на пряжения соответствующего порядка (обычно первого), определяемого видом нагрузки;

• ограничение на заданном уровне максимальной частоты коммутации вентилей.

Кроме системы неподвижных ортогональных осей, -координат при переменной частоте напряжения инвертора применяют ортогональную вра щающуюся с произвольной переменной скоростью систему x,y-координат [28]. Ее важным частным случаем является система d,q-координат, вращаю щаяся с постоянной скоростью, определяемой частотой напряжения инверто ра. Формулы перехода от, -координат к d, q-координатам имеют вид ud cos sin u =, (2.3.23) uq sin - cos u а формулы обратного перехода аналогичны, поскольку обратная матрица пре образования здесь подобна первоначальной матрице.

В d, q-координатах, или, как их еще называют, синхронных координатах, трехфазная синусоидальная система напряжений представляется уже непод вижным вектором с фиксированными (постоянными) проекциями на d, q-оси, вращающиеся с синхронной скоростью. Такое представление упрощает, как будет показано в соответствующем разделе по управлению, реализацию регу ляторов системы управления, работающих с сигналами постоянного тока, а не переменного тока.

2.3.2.2. ТРЕХФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР НАПРЯЖЕНИЯ НА БАЗЕ ТРЕХ ОДНОФАЗНЫХ МОСТОВЫХ СХЕМ Возможны два варианта такого инвертора. Если у трехфазной нагрузки доступны оба конца каждой фазы, то отдельные фазы нагрузки просто под ключаются к выходу каждого однофазного моста. Такая ситуация возможна при питании от инвертора напряжения трехфазного двигателя переменного тока (асинхронного или синхронного) при наличии на двигателе выводов от всех концов обмоток. Но при независимом формировании методом однопо лярной синусоидальной ШИМ фазных напряжений в каждом однофазном ин верторе полученная трехфазная система будет неуравновешенной, так как uA + uB + uC 0, (2.3.24) и вследствие этого в фазных токах появятся гармоники нулевой последова тельности, дополнительно загружающие инвертор и электрическую машину.

Для их исключения необходимо согласованно управлять однофазными моста ми инвертора, обеспечивая уравновешенность трехфазной системы напряже ний [23 ].

Второй вариант инвертора для трехфазной нагрузки с тремя доступными выводами требует применения трех однофазных выходных трансформаторов, при соединении вторичных обмоток которых в звезду (рис. 2.3.18) исключает ся возможность протекания токов нулевой последовательности в нагрузке.

Рис. 2.3. Сравнивая два вида рассмотренных трехфазных инверторов напряжения, отметим их отличительные признаки. Трехфазные инверторы на базе одно фазных мостовых схем можно назвать одноступенчатыми с ШИМ, так как их выходное напряжение в каждой полуволне имеет только одну ступень напря жения, отличную от нулевой, а именно ступень Е. Модуль обобщенного век тора напряжения трехфазного инвертора также имеет только один уровень.

Трехфазные мостовые инверторы можно в этом случае назвать двухступенча тыми с ШИМ, так как их выходное фазное напряжение имеет две возможные E ступени напряжения и E. Модуль обобщенного вектора напряжения, 3 как было показано, также имеет только один уровень. Можно построить схе мы трехфазных инверторов напряжения с большим числом ступеней в выход ном напряжении, что априорно улучшит геометрически форму выходного напряжения инвертора и приведет к появлению в математической модели ин вертора нескольких возможных уровней модуля обобщенного вектора напря жения инвертора. По этому признаку различают многоуровневые инверторы напряжения (трехуровневые, пятиуровневые, семиуровневые). Технически это достигается за счет добавления с методу ШИМ формирования кривой вы ходного напряжения еще и метода амплитудной модуляции. Последнее воз можно при наличии нескольких уровней напряжения у входного источника питания. Такие усложненные схемы инверторов оправданы при больших мощностях (более тысячи киловатт), когда улучшение качества выходного напряжения за счет добавления амплитудной модуляции компенсирует его ухудшение, вызываемое снижением допустимой кратности коммутации на верхних частотах выходного напряжения.

2.3.3. ТРЕХУРОВНЕВЫЙ ТРЕХФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР Схема трехуровневого трехфазного инвертора напряжения показана на рис. 2.3.19. Здесь каждое плечо классического трехфазного инвертора состоит из двух последовательно включенных полностью управляемых вентилей, шунтированных обратными диодами. Дополнительные диоды соединяют ну левую точку источника входного напряжения со средними точками плеч ин вертора, образованные последовательно соединенными вентилями. В качест ве полностью управляемых вентилей в мощных инверторах используют GTO тиристоры или IGCT-тиристоры, которые и изображены в схеме рис. 2.3.19.

Рис. 2.3. Первому (наибольшему) уровню модуля обобщенного вектора напряже ния соответствует схема замещения инвертора (рис. 2.3.20,а), как и у одно уровневого инвертора, с тем только отличием, что каждая фаза нагрузки под ключена через два последовательных открытых тиристора к положительному или отрицательному полюсу источника входного напряжения. Ступени на пряжения на фазах нагрузки в этом состоянии могут быть равны 1 Uвх или Uвх. Шести подобным схемам замещения инвертора соответст 3 вуют шесть векторов обобщенного вектора напряжения наибольшего уровня, изображенных на рис. 2.3.17.

Второму (промежуточному) уровню модуля обобщенного вектора напря жения соответствует схема замещения инвертора, приведенная на рис. 2.3.20,б.

Здесь две фазы нагрузки подключаются к двум различным полюсам источни ка входного напряжения, а третья фаза через один из внутренних тиристоров подключается к средней точке источника. Ступени напряжения на двух фазах нагрузки равны ± Uвх, а на третьей фазе – нулевому напряжению. Для изо Uвх браженного случая модуль обобщенного вектора напряжения равен, а его фаза равна 30о. Здесь также возможны шесть векторов с таким модулем и с фазами, различающимися между двумя соседними векторами на 60о.

Третьему (наименьшему) уровню модуля обобщенного вектора напряже ния соответствует схема замещения, показанная для одного из состояний на рис. 2.3.20,в. При этом две фазы нагрузки подключены к одному полюсу входного источника, а третья фаза – через внутренний тиристор к нулевой точке источника, т.е. как бы нагрузка питается от одной половинки входного 1 источника. Ступени напряжения на фазах нагрузки равны Uвх и Uвх.

3 Модуль обобщенного вектора напряжения при этом в соответствии с (2.3.20) Uвх равен, а его фаза для изображенного случая равна нулю. Возможны шесть подобных состояний инвертора, имеющие ту же величину модуля обобщенного вектора и фазовые сдвиги, нарастающие по 60о при переходе от соответствующих последовательностей состояний типа рис. 2.3.13 с питанием от половины источника.

а б в Рис. 2.3. Таким образом, трехуровневый инвертор, имея в три раза большее (во семнадцать) число возможных положений обобщенного вектора напряжения, чем одноуровневый инвертор, позволяет более качественно сформировать кривую напряжения на нагрузке за счет использования еще и амплитудной модуляции обобщенного вектора выходного напряжения.

2.3.4. ПЯТИУРОВНЕВЫЕ И m-УРОВНЕВЫЕ ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ При выполнении трехуровневых инверторов на IGBT-транзисторах с предельными параметрами на сегодня достигнуты мощности порядка 1000 кВт.

Дальнейшее наращивание мощности инверторов для решения задач большой электроэнергетики приводит к необходимости выполнять их на GTO-тирис торах или IGCT-тиристорах, имеющих более высокие значения рабочих на пряжений и токов, но, к сожалению, меньшие предельные частоты коммута ции, обычно в сотни герц. С другой стороны, с ростом мощности и напряже ния инвертора повышаются требования к качеству его выходного напряжения, которое невозможно теперь сформировать методами синусоидальной ШИМ из-за низкой допустимой частоты коммутации тиристоров с полным управле нием. Поэтому единственной возможностью улучшения качества выходной энергии инвертора напряжения большой мощности является использование амплитудной модуляции, позволяющей сформировать ступенчатую кривую выходного напряжения, аппроксимирующую синусоиду.

Известны два подхода к достижению этой цели. Первый подход основан на секционировании (емкостным делителем) общего источника питания по стоянного напряжения. Для получения m-уровней в полуволне выходного на пряжения инвертора требуется m-1 емкостей в делителе напряжения. Из тако го же количества ключей (вентилей с полным управлением) будет состоять и каждое плечо инвертора. Пример одной фазы такого пятиуровневого инвер тора приведен на рис. 2.3.21, а форма его выходного напряжения будет иметь вид пятиступенчатой аппроксимации каждой полуволны синусоиды.

Рис. 2.3. Напряжение на каждом элементе схемы ограничено уровнем напряжения одного конденсатора делителя входного напряжения, которое здесь равно Uвх/4. Это обеспечивается соответствующим включением блокирующих дио дов. Платой за улучшение качества выходного напряжения является большое число диодов на высокие напряжения и трудности управления по равномер ному распределению напряжения источника питания между конденсаторами делителя напряжения. Возможен вариант этой схемы с заменой блокирующих диодов конденсаторами с плавающим (не фиксированным) уровнем напряже ния на них [29].

Второй подход к построению многоуровневого инвертора напряжения основан на использовании в каждой фазе последовательного включения (m-1) однофазных мостовых ячеек инверторов напряжения, имеющих отдельные источники питания постоянного напряжения. Схема трехфазного инвертора напряжения, образованного из таких каскадов однофазных ячеек, соединен ных в звезду, показана на рис. 2.3.22.

Рис. 2.3. Форма кривой фазного напряжения инвертора такая же, как в предыду щей схеме. Амплитудная модуляция выходного напряжения каскада ячеек обеспечивается различной продолжительностью импульсов напряжения от дельных ячеек. Затраты на собственно инвертор здесь меньше, чем при пер вом подходе, но возрастают затраты на создание (m-1) независимых источни ков постоянных напряжений ud для каждой ячейки инвертора. Это потребует многообмоточного трансформатора и 3(m-1) выпрямителей с емкостными фильтрами для трехфазного m-уровневого инвертора.

ВОПРОСЫ К ГЛАВЕ 1.1. Какие известны типы автономных инверторов?

1.2. В чем основные отличия схем инверторов напряжения от схем инвер торов тока?

1.3. Какие особенности у внешней характеристики инвертора тока?

1.4. Как можно регулировать величину выходного напряжения инвертора тока?

1.5. Какими модификациями схемы инвертора тока можно ограничить рост напряжения холостого хода инвертора тока?

1.6. Что дает применение вентилей обратного тока в резонансных инвер торах?

2.7. Какими преимуществами обладает транзисторный резонансный ин вертор перед тиристорным?

2.8. Как регулируется выходное напряжение у инверторов напряжения?

2.9. Какие свойства у резонансного инвертора класса Е?

2.10. В чем отличие ШИР от ШИМ в инверторах напряжения?

2.11. Какая особенность спектра выходного напряжения инвертора на пряжения при синусоидальной двухсторонней ШИМ 2?

2.12. Как определяется обобщенный вектор трехфазного инвертора на пряжения?

2.13. Сколько активных и нулевых состояний у обобщенного вектора трехфазного мостового инвертора напряжения?

2.14. Как выражаются компоненты обобщенного вектора в, и d, q осях?

2.15. В чем отличие трехуровневого инвертора напряжения от одноуров невого?

2.16. Как строить многоуровневые инверторы напряжения?

2.17*. В каких типах инверторов возможна рекуперация энергии из на грузки и почему?

3. РЕГУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 3.1. КЛАССИФИКАЦИЯ РЕГУЛЯТОРОВ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ Регуляторами переменного напряжения в силовой электронике называются преобразователи перемен ного напряжения в переменное же напряжение той же частоты, но с регулируемой величиной напряжения.

Они позволяют плавно, бесконтактно, быстро изменять переменное напряжение на нагрузке в отличие от громоздких, инерционных традиционных устройств его регулирования на основе трансформато ров с переключением отводов, автотрансформаторов, управляемых реактивных балластных сопротивлений (реакторов, конденсаторов).

Можно выделить следующие типы регуляторов переменного напряжения.

1. С фазовым способом регулирования переменного напряжения и естественной коммутацией. Эти ре гуляторы выполняются на вентилях с неполным управлением (тиристорах), и поэтому они самые простые и дешевые, но имеют пониженное качество выходного напряжения и потребляемого из сети тока.

2. По принципу вольтодобавки, когда последовательно с источником пе ременного входного напряжения вводится дополнительное напряжение, так что напряжение на нагрузке определяется векторной суммой двух указанных напряжений. Напряжение вольтодобавки, как правило, вводится с помощью трансформатора. Возможны две разновидности устройств вольтодобавки.

В первом варианте устройство пропускает через себя активную и реактивную мощности, создаваемые от взаимодействия напряжения вольтодобавки с то ком нагрузки. Во втором варианте устройство вольтодобавки пропускает че рез себя только реактивную мощность, что уменьшает потери в нем и не тре бует для его питания источника активной мощности. Первый вариант уст ройств может быть выполнен на вентилях с неполным управлением и исполь зуется при небольшом диапазоне регулирования напряжения на нагрузке.

Второй вариант устройств выполняется на вентилях с полным управлением.

3. С широтно-импульсными способами регулирования переменного на пряжения. Эти регуляторы выполняются на вентилях с полным управлением, они более сложные и дорогие, чем первые два типа, но могут обеспечивать высокое качество выходного напряжения и потребляемого тока во всем диа пазоне регулирования.

4. С управляемым высокочастотным обменом энергией между накопи тельными элементами. Они позволяют в бестрансформаторном варианте по лучать выходное напряжение как больше, так и меньше входного при высо ком качестве выходного напряжения и потребляемого из сети тока. Такие ре гуляторы предназначены в первую очередь для питания ответственных элек тропотребителей.

3.2. РЕГУЛЯТОРЫ С ФАЗОВЫМ СПОСОБОМ РЕГУЛИРОВАНИЯ 3.2.1. БАЗОВЫЕ СХЕМЫ РЕГУЛЯТОРОВ Простейший регулятор однофазного переменного напряжения состоит из двух встречно-параллельно включенных тиристоров, соединенных последовательно с нагрузкой, как показано на рис. 3.2.1. На рис. 3.2.2 построе ны диаграммы напряжений и токов регулятора. Углы управ ления тиристорами должны быть такими, чтобы ток в по следовательной активно-индуктивной нагрузке был прерывистым. Соотношение для угла регулирования, длительности протекания тока через тиристор и параметров нагрузки Lн, Rн здесь такое же, как (2.2.5) у од нофазного выпрямителя в режиме прерывистого тока (см. параграф 2.2 части 1 [1]). Увеличение угла регули рования приводит к уменьшению и росту искажения кривой напряжения на нагрузке Uн и за счет этого к изменению его действующего значения и первой гармоники. При этом ухудшается и качест во потребляемого из сети тока из-за роста сдвига фазы тока относительно напряжения (увеличение потребле ния реактивной мощности) и за счет ухудшения его формы вследствие уменьшения длительности протекания.

РИС. 3.2. Возможен и другой способ регулирования переменного напряжения в этой схеме – широтно-импульсное регулирование при естественной коммутации. На рис. 3.2.3 показаны диаграммы входного напряжения и входного тока такого регулятора (первая диаграмма) и выходного напря жения (вторая диаграмма) при работе на активную нагрузку (термопечи сопротивления). Здесь уже цель ре гулирования состоит в изменении действующего значения напряжения на активной нагрузке для преобразо вания электрической энергии в тепловую. При таком регулировании период входного тока регулятора Тц много больше периода сетевого напряжения Т1 и в этом токе появляются субгармоники, т.е. гармоники с час тотой ниже частоты сетевого напряжения. Это, в свою очередь, при «слабой» сети может вызвать в ней низкочастотные колебания уровня напряжения, при водящие к мерцанию освещения (фликкер-эффект), нормы которого устанавливаются ГОСТом на качество электроэнергии.

РИС. 3.2. Улучшение качества выходного напряжения достигается в трехфазных регуляторах переменного на пряжения, основные схемы которых приведены на рис. 3.2.4. Схема на рис. 3.2.4,а объединяет три однофаз ных регулятора и при отсутствии нулевого провода характеризуется лучшим качеством выходного фазного напряжения, как в шестипульсной схеме, а не как в двухпульсной схеме однофазного регулятора. Форма напряжения на фазе нагрузки и ток фазы показаны на рис. 3.2.5,а,б для активной и активно-индуктивной нагрузки соответственно (см. [6] части 1). Более простая схема регулятора на рис. 3.2.4,б характеризуется худшим качеством выходно го напряжения, проявляющимся в неодинаковости форм полуволн фазного напряжения, но без постоянной составляющей в нем. Схемы регуляторов на рис. 3.2.4,в,г применимы при условии доступности всех шести концов трехфазной нагрузки. При использовании трансформатора в регуляторе возможно более качественное регулирование переменного напряжения за счет использования комбинации фазового и амплитудного спосо бов регулирования [30-32].

в б а г Рис. 3.2. а б РИС. 3.2. 3.2.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РЕГУЛЯТОРОВ Регулировочные характеристики. Для регуляторов переменного напряжения значимы два вида регу лировочных характеристик в зависимости от характера нагрузки. При работе на активную нагрузку показа тельной является зависимость действующего значения выходного напряжения регулятора от угла регулиро вания. Для однофазного регулятора эта регулировочная характеристика принимает следующий вид:

Uн 2 sin 1 Ср.д = = ( 2U1 sin ) d = 1- +. (3.2.1) U1 U1 При работе на асинхронный двигатель (в первом приближении активно индуктивная нагрузка) показательной является зависимость действующего значения первой гармоники выходного напряжения регулятора от угла. Для однофазного регулятора эту регулировочную характеристику получаем при разложении кривой выходного напряжения в ряд Фурье, а синусная состав ляющая первой гармоники будет:

+ 2 1 sin 2( + ) - sin s Uн(1) = 2U1 sin sin d = - U1, (3.2.2) косинусная составляющая действующего значения первой гармоники равна + U с Uн(1) = 2U1 sin cos d = - [cos 2 - cos 2( + )]. (3.2.3) Тогда действующее значение первой гармоники выходного напряжения регу лятора относительно действующего значения входного напряжения регулято ра, т.е. регулировочная характеристика регулятора по первой гармонике, бу дет определяться по выражению Uн(1) 1 s 2 с Cp(1) = = (Uн(1)) +(Uн(1)) = f (, ). (3.2.4) U1 U Здесь регулировочная характеристика из-за прерывистого режима работы регулятора будет зависеть не только от управления (от ), но и от параметров цепи нагрузки (от ), как и в выпрямителе в режиме преры вистых токов. На рис. 3.2.6 показаны графики рассчитанных регулировочных характеристик, причем Ср(1) построена для двух крайних сочетаний параметров нагрузки – без Rн (чисто индуктивная нагрузка) и без Lн (чисто активная нагрузка).

Входной коэффициент сдвига и коэффициент мощности.

Второй важной характеристикой регулятора напряжения является его входная энергетическая характеристика – зависимость входного Рис. 3.2. коэффициента мощности от степени регулирования выходного на пряжения. Так как входной коэффициент мощности равен произве дению коэффициента сдвига на коэффициент искажения входного тока, то удобно найти отдельные зависимости для указанных со множителей.

Для расчета коэффициента искажения входного тока регуля тора необходимо аналитическое описание его мгновенных значе ний. Это описание полуволны тока аналогично уравнению (2.2.4) части 1 [1] для прерывистого режима выпрямленного тока. Слож ность указанного выражения приведет к громоздкой (не инженер ной) формуле для нахождения коэффициента искажения входного тока. Для приближенной оценки качества входного тока используем приближенную аппроксимацию реальной полуволны тока эквивалентной полуси нусоидой с длительностью полуволны, равной длительности протекания импульса тока. Тогда действующее значение такой эквивалентной полусинусоиды с частотой э и с единичной амплитудой будет Iэ.д =, (3.2.5) э а действующее значение ее первой гармоники cos Т / э 2 э 2 4 2 Iэ(1) =. (3.2.6) cos эt cos tdt = э Т э В результате находим коэффициент искажения входного тока регулятора Iэ(1) I =. (3.2.7) Iэ.д Сдвиг фазы первой гармоники тока нагрузки относительно первой гар моники выходного напряжения определяется параметрами нагрузки. Сдвиг фазы первой гармоники выходного напряжения регулятора относительно входного напряжения регулятора рассчитываем с учетом (3.2.2) и (3.2.3):

s Uн(1) вых = arctg. (3.2.8) с Uн(1) Тогда входной коэффициент сдвига тока будет s Uн(1) Lн.

cos вх = cosarctg + arctg (3.2.9) с Rн Uн(1) На рис. 3.2.7 приведены графики указанной зависимости.

РИС. 3.2. Аналогичным образом можно определить характеристики трехфазного ре-гулятора напряжения. Из-за громоздкости в этом случае аналитических выра-жений удобнее пользоваться рассчитанными графическими за висимостями [11].

3.3. РЕГУЛЯТОРЫ С ВОЛЬТОДОБАВКОЙ Схема однофазного регулятора с вольтодобавкой на базе регулятора с фазовым способом регулирования напряжения показана на рис. 3.3.1. Он содержит трансформатор, в пер вичной обмотке которого включен тиристорный регулятор на вентилях Т1, Т2 с фазовым способом регулиро вания (см. параграф 3.2), а вторичная обмотка включена последовательно с нагрузкой. Кроме того, вторичная обмотка трансформатора шунтирована двумя встречно-параллельно включенными тиристорами Т3, Т4, кото рые могут и отсутствовать. На рис. 3.3.2 приведена форма выходного напряжения регулятора. Тиристоры Т3, Т4 отпираются в начале каждой полуволны входного напряжения, обеспечивая его прохождение на выход регулятора на интервале. Тиристоры Т1, Т2 открываются с углом регулирования, при этом к проводящему тиристору из пары Т3, Т4 прикладывается обратное напряжение и он закрывается. Напряжение на нагрузке на интервале - складывается из суммы входного напряжения и напряжения вторичной обмотки трансформа тора, равного КтUвх, где Кт – коэффициент трансформации вольтодобавочного трансформатора.

Рис. 3.3.1 Рис. 3.3. Таким образом, в рассмотренной схеме регулятора обеспечивается по вышение напряжения на его выходе по сравнению с входным напряжением, что используется для стабилизации напряжения на нагрузке при снижении входного напряжения ниже номинального.

Свойства регулятора с вольтодобавкой выводятся из свойств того регуля тора, который использован в устройстве вольтодобавки. Обычно эти регуля торы применяют при необходимости регулирования напряжения на нагрузке в небольших пределах вверх или вниз от входного напряжения.

Регулятор с реактивным напряжением вольтодобавки на основе инвертора напряжения. Источ ник напряжения вольтодобавки можно нагрузить чисто реактивным током, если в качестве такого источника использовать автономный инвертор напряжения или тока. Вариант такого регулятора с вольтодобавкой на базе инвертора напряжения по однофазной мостовой схеме показан на рис. 3.3.3. Фильтр LфCф выделяет первую гармонику напряжения инвертора (50 Гц), работающего с синусоидальной широтно импуль-сной модуляцией. Если фазу напряжения инвертора (напряжение вольтодобавки) устанавливать все о время сдвинутой на 90 от тока инвертора, т.е. тока нагрузки Iн, то через инвертор не будет проходить актив ная мощность. Векторная диаграмма напряжений и тока регулятора для такого режима построена на рис.

3.3.4. В инверторе при этом не требуется источник активной мощности на входе звена постоянного напряже ния. Задать начальный уровень напряжения на емкости фильтра Сd инвертора можно, сделав сдвиг фазы на о пряжения инвертора относительно тока чуть меньше 90. При этом инвертор будет потреблять от входного источника небольшую активную мощность, компенсирующую потери в инверторе при определенном устано вившемся уровне постоянного напряжения на емкости фильтра Сd.

Рис. 3.3.3 Рис. 3.3. 3.4. РЕГУЛЯТОРЫ С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ СПОСОБОМ РЕГУЛИРОВАНИЯ 3.4.1. БАЗОВЫЕ СХЕМЫ И СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ Широтно-импульсные способы регулирования переменного напряжения, как и постоянного напряже ния (см. главу 1), требуют выполнения схем регуляторов на вентилях с полным управлением, чтобы иметь возможность включать и выключать вентили в желаемые моменты времени. На рис. 3.4.1 представлены схе мы регуляторов на ключах, позволяющие применять широтно-импульсное регулирование переменного на пряжения.

а б в Рис. 3.4. Схема регулятора на рис. 3.4.1,а позволяет регулировать вниз выходное напряжение методом одно кратного или многократного широтно-импульсного регулирования, кривые выходных напряжений для кото рых приведены соответственно на рис. 3.4.2,а,б. При этом ключи К1 и К2 работают в противофазе, так что все время такта Т т существует цепь для протекания тока нагрузки, содержащей индуктивность.

Схема регулятора на рис. 3.4.1,б позволяет выполнять комбинированное регулирование переменного напряжения как за счет амплитудной, так и за счет широтно-импульсной модуляции. Противофазное пере ключение ключей К1 и К2 обеспечивает переключение мгновенного значения выходного напряжения регуля тора между уровнями U1 и U2, как видно из рис. 3.4.2,в. При необходимости уменьшения выходного напря жения регулятора ниже значения U2, в противофазе начинают переключаться ключи К2 и К3, обеспечивая многократное широтно-импульсное регулирование выходного напряжения, аналогично рис. 3.4.2,б.

а б в РИС. 3.4. Схема регулятора на рис. 3.4.1,в построенная на концепции реверсивной вольтодобавки позволяет суммировать или вычитать из ее выходного напряжения путем подключения через соответствующую диаго наль моста на ключах 1-4 трансформатора вольтодобавки в фазе или в противофазе с входным напряжением.

Это приводит к форме кривой выходного напряжения регулятора, аналогичной рис. 3.4.2,в. При этом мгно венная кривая входного напряжения совпадает в первом случае с U2, а во втором – с U1.

На основе этих принципов регулирования переменного напряжения может быть построено большое разнообразие схем регуляторов [30,32].

Ключи для цепей переменного тока реализуются или встречно-параллельным включением полностью управляемых тиристоров – GTO-тиристоров, или диодно-транзисторными комбинациями, показанными на рис. 3.4.3. В схеме ключа на рис. 3.4.3,а на транзистор с диодного моста всегда поступает напряжение только необходимой (рабочей) полярности для коллекторного перехода транзистора. В схемах ключей на рис.

3.4.3,б,в нерабочая полярность напряжения на транзисторе снимается последовательными или параллельны ми диодами соответственно.

а б в Рис. 3.4. Специфической особенностью всех регуляторов с широтно-импульсными способами регулирования переменного напряжения является импульсный характер входного тока регулятора. При наличии у источника входного напряжения собственной индуктивности (индуктивность линии, индуктивности рас-сеивания трансформатора и электрического генератора) это требует установки входного LC-фильтра. Например, при многократном широтно-импульсном способе регулирования выходного напряжения, как показано на рис.

3.4.4,а, при частоте коммутации в несколько килогерц форма тока iн в нагрузке регулятора будет практически синусоидальной. При этом форма тока на входе регулятора будет иметь вид, представленный на рис. 3.4.4,а.

Характерно, что широтно-импульсное регулирование переменного напряжения не вносит дополнительного фазового сдвига первой гармоники тока на входе регулятора, а этот сдвиг зависит только от фазового угла активно-индуктивной нагрузки. В регуляторе переменного на пряжения с фазовым способом регулирования сдвиг первой гармоники входного тока регулятора определяет ся суммой углов сдвига активно-индуктивной нагрузки и управления в соответствии с уравнением (3.2.6).

Регуляторы трехфазного напряжения получают путем объединения трех однофазных регуляторов напряжения. При этом, используя свойство связности трехфазных нагрузок без нулевого провода, можно упростить схемы трехфазных регуля торов по сравнению с прямым суммированием однофазных регуляторов. Так композиция из трех однофазных регу а ляторов по схеме рис. 3.4.1 в один трехфазный потре бует шесть ключей переменного тока, т.е. двенадцать б Рис. 3.4. транзисторов в соответствии с выполнением ключей по схемам рис. 3.4.3,б,в. Модифицированная схема трехфазного регулятора с широтно-импульсным способом регулирования напряжения показана на рис. 3.4.5.

Здесь последовательные ключи выполнены на антипараллельно соединенных транзисторах и диодах, а вместо закорачивания фаз нагрузки параллельными ключами применено межфазное закорачивание нагрузки с по мощью трехфазного диодного моста и общего однонаправленного ключа – транзистора. При этом формы на пряжений и токов в фазах регулятора такие же, как у однофазного регулятора на рис. 3.4.4, только с соответ ствующим временным сдвигом между фазами.

Рис. 3.4. 3.4.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РЕГУЛЯТОРОВ Регулировочные характеристики. Для нахождения зависимости первой гармоники выходного на пряжения регулятора от относительной длительности импульса t т и напряжения в интервале такта Т, обозна * чаемой как tи, необходимо вычисление соответствующего коэффициента ряда Фурье. Ограничимся здесь случаем однократного широтно-импульсного регулирования (ШИР), тог-да в соответствии с рис. 3.4.2,а дейст вующее значение первой гармоники выходного напряжения регулятора вычислим как первый коэффициент ряда Фурье:

tи / 2 4 * * Uвых(1) = 2Uвх cos t cos tdt =2Uвх tи + sin 2tи (3.4.1) Т или в относительных единицах * Uвых(1) Uвых(1) sin 2tи *, (3.4.2) Cp = = = 2tи + Uвых(1)max Uвх tи * где tи =.

Т Здесь регулировочная характеристика нелинейная, но при многократном широтно-импульсном регулировании (рис. 3.4.2,б) с ростом кратности регу лировочная характеристика приближается к линейной.

Внешние характеристики. Под внешней характеристикой регулятора переменного напряжения с ШИР понимается зависимость действующего значения первой гармоники выходного напряжения регулятора от действующего значения первой гармоники выходного тока при постоянном фазовом угле нагрузки по пер вой гармонике и постоянной относительной длительности импульса ШИР, так как такой регулятор предна значен для получения прак- тически синусоидального регулируемого переменного напряжения и тока.

Как уже отмечалось, из-за импульсного характера входного тока регулятора (рис. 3.4.4,б) обязательно нали чие входного LC-фильтра, причем функцию продольной индуктивности фильтра может исполнять и собст венная индуктивность источника питания при «слабых» источниках. В этом случае внешняя характеристика регулятора будет практически определяться внешней характеристикой входного LC-фильтра из-за близких к идеальным характеристик современных ключевых элементов.

Функциональная и расчетная схемы замещения регулятора с фильтром для нахождения его внешней характеристики приведены на рис. 3.4.6,а,б. На рис. 3.4.6,б вентильная часть регулятора с активно индуктивной нагрузкой заменена эквивалентным по первым гармоникам входным также активно индуктивным сопротивлением, следующим образом пересчитанным из сопротивлений нагрузки Uвых (1) Uвых (1) Iвых (1) = =, (3.4.3) Zн Rн + (Lн) * Uвых (1)tи * Iвх (1) = Iвых (1)tи =, (3.4.4) Zн что становится очевидным, если сравнить непрерывный выходной и импульс ный входной ток регулятора на рис. 3.4.4.

а б Рис. 3.4. Входное сопротивление вентильной части регулятора по первой гармонике (при отсутствии LC фильтра) Uвх (1) Uвх (1)Zн Zн Zн Zвх = = = = = Rвх + (Lвх )2 (3.4.5) * Iвх (1) Uвых (1)tи * 2 Ср (tи) с учетом того, что регулировочная характеристика при многократном ШИР имеет линейную зависимость.

Если для схемы на рис. 3.4.6,б найти зависимость действующего значения первой гармоники напряже ния на выходе фильтра U от приведенных параметров нагрузки Rн Lн Rвх =, Lвх =, (3.4.6) 2 Cp Ср а по значениям Uвых (1) определить и выходное напряжение регулятора Uвых (1) = Uвх (1)Ср, то можно обеспечить возможность построения внешней характеристики регулятора, определяя при этом вы ходной ток по (3.4.3).

Здесь необходимо отметить один характерный промежуточный результат на пути нахождения внешней характеристики. Из (3.4.5) следует, что регуля тор переменного напряжения согласовывает сопротивления входной и выход ной цепей по первой гармонике как трансформатор. Учитывая, что в главе регулятор постоянного напряжения, обладающий таким же свойством пере счета сопротивлений входной и выходной цепи по постоянному току, был на зван «электронным трансформатором постоянного напряжения», здесь ре гулятор переменного напряжения можно назвать «электронным трансфор матором переменного напряжения». При этом коэффициентом трансформа ции служит степень регулирования напряжения. Если она меньше единицы, то трансформатор только понижающий.

Возвращаясь к задаче нахождения внешней характеристики регулятора, найдем методом АДУ1 зави симость первой гармоники напряжения на выходе LC-фильтра Uвх от параметров схемы.

Дифференциальное уравнение для указанного напряжения из схемы рис. 3.4.6,б имеет вид d uвх Rвх duвх L + Lвх Rвх eRвх e + + uвх + uвх = +. (3.4.7) Lвх dt LLвхС LвхLC CL LLвхС dt После его алгебраизации методом АДУ1 (см. раздел 1.5.2.3.1 части 1) получаем для действующего значения напряжения на выходе LC-фильтра, а значит, через умножение на степень регулирования и действующего значения первой гармоники выходного напряжения регулятора следующее выражение:

Uвых(1) Uвх(1) = = Ср Rвх (3.4.8) + 4C2L2 3СLLвх =.

2 Rвх Lвх + L Rвх L + Lвх Rвх 1+ + + - 2 - CLвх LвхLC2 3LвхLC СLLвх2 L2 LC вх Значение емкости С входного фильтра выбирается так, чтобы импульсная составляющая входного тока регулятора замкнулась через нее, а в питающую сеть проходила практически только первая гармоника вход ного тока регулятора. Тогда при заданных параметрах входного фильтра L,C методика построения внешних характеристик такова. Для фиксированного значения степени регулирования С р и фазового угла нагрузки Lн = arctg варьируют параметры нагрузки, а значит, по (3.4.6) и R вх, Lвх и по (3.4.8) находят дейст Rн вующее значение первой гармоники выходного напряжения регулятора, а по (3.4.3) и действующее значение первой гармоники выходного тока. Так по точкам строится семейство внешних характеристик.

3.5. РЕГУЛЯТОРЫ С КОЭФФИЦИЕНТОМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПО НАПРЯЖЕНИЮ БОЛЬШЕ ЕДИНИЦЫ (ПОВЫШАЮЩИЕ И ПОВЫШАЮЩЕ-ПОНИЖАЮЩИЕ РЕГУЛЯТОРЫ) 3.5.1. СХЕМЫ РЕГУЛЯТОРОВ Проблема построения бестрансформаторных повышающих регуляторов переменного напряжения яв ляется значимой и актуальной, так как позволяет не только стабилизировать напряжение на выходе регулято ра на номинальном уровне при снижении входного напряжения, но и открывает новые возможности для их использования. Исключение трансформатора избавляет от дорогого, громоздкого, инерционного элемента регулятора. Повысить выходное напряжение регулятора над входным напряжением позволяет использование управляемого с помощью ШИР на высокой частоте обмена энергией между накопительными дросселями и конденсаторами, введенными в регуляторы [5], аналогично тому, как это делалось в преобразователях посто янного напряжения в постоянное (см. главу 1). Схемы та ких регуляторов переменного напряжения получают путем модернизации соответствующих схем регуляторов посто янного напряжения с учетом знакопеременности входного и выходного напряжения.

На рис. 3.5.1,а,б приведены схемы однофазных по вышающего и повышающе-понижающего регуляторов пе ременного напряжения, аналогичные соответствующим повышающему и повышающе-понижающему преобразова телям постоянного напряжения на рис. 1.2.1 и 1.2.5. Тран зисторы и диоды в преобразователях постоянного напряжения заменены на ключи переменного тока по од ной из схем рис. 3.4.3. Принцип действия регулятора переменного напряжения такой же, как и соответст вующего преобразователя постоянного напряжения. При этом изменение по синусоиде входного напряжения регулятора приводит к воспроизведению синусоиды (с пульсациями от ШИР) на выходе регулятора. Новым моментом здесь является не только наличие в нагрузке ветви с активным сопротивлением R н, но и возможной ветви с индуктивным сопротивлением L н.

На рис. 3.5.2 построены временные диаграммы для повышающе-пони-жающего регулятора переменно го напряжения. На первой диаграмме показаны входное напряжение и входной ток регулятора, на второй – напряжение и ток накопительного дросселя L. На третьей диаграмме приведен ток ключа К2. На четвертой диаграмме приведены напряжение на накопительной емкости С и суммарный ток активно-индуктивной нагрузки. Ключи К1 и К2 работают в противофазе. При включенном ключе К1 в накопительном дросселе L нарастает ток под действием напряжения питающей сети и запасается энергия. При включенном ключе К2 (К1 разомкнут) энер гия из накопительного дросселя L передается в накопительный конденсатор С и в нагрузку. Изменением со отношения включенного состояния ключей К1 и К2 в высокочастотном такте Тт можно регулировать величи ну выходного напряжения регулятора как выше, так и ниже значения входного напряжения. Чем выше часто та тактов, тем меньше значение емкости накопительного конденсатора, выполняющего также функцию сгла живания высших гармоник выходного напряжения. Значение накопительной индуктивности практически не зависит от частоты коммутации, а определяется мощностью, потребляемой в нагрузке.

РИС. 3.5. Недостатком повышающе-понижающего регулятора по рассмотренной схеме, как и регулятора с ШИР, является импульсный характер входного тока регулятора. Поэтому, как и в предыдущем случае, требуется наличие входного сглаживающего LC-фильтра, обеспечивающего потребление из питающей сети практиче ски синусоидального тока.

От указанного недостатка свободен повышающий регулятор переменного напряжения (см. рис.

3.5.1,а). Но он не позволяет при таком же (рассмотренном в предыдущем повышающе-понижающем регуля торе) способе управления получать на выходе напряжение меньше, чем на входе. Однако для регулирования выходного напряжения вниз от входного здесь можно использовать фазовый способ регулирования, изло женный в разделе 3.5.2.

Получить непрерывный входной ток повышающе-понижающего регулятора можно, если выполнить его на базе повышающе-понижающего преобразователя постоянного напряжения Кука, рассмотренного в разделе 1.2.2.2. Схема такого регулятора переменного напряжения показана на рис. 3.5.3, РИС. 3.5. а временные диаграммы его работы – на рис. 3.5.4. Ключи К1 и К2 также работают в противофазе. При замы кании ключа К1 запасается энергия в накопительном реакторе L1. Одновременно от накопительной емкости С через ключ К1 питается выходная цепь, состоящая из выходного L2C2-фильтра и цепи нагрузки Rн, Lн. При размыкании К1 и замыкании К2 накопленная энергия из дросселя L1 передается в накопительный конденсатор С1. Одновременно через ключ К2 энергия реактивных элементов выходного L2C2-фильтра обеспечивает про должение питания цепи нагрузки Rн, Lн. Подобно преобразователю Кука постоянного напряжения, здесь из менение соотношения длительностей работы ключей К1 и К2 в такте Тт высокой частоты позволяет регулиро вать переменное выходное напряжение как выше, так и ниже входного напряжения. Далее на основе качест венного анализа работы регуляторов построены их математические модели и по ним дан количественный анализ всех основных характеристик регуляторов.

РИС. 3.5. 3.5.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РЕГУЛЯТОРОВ Регулировочные характеристики. Как и в предыдущих типах регуляторов, здесь под регулировочной характеристикой понимам зависимость действующего значения первой гармоники выходного напряжения регулятора от относительной (в такте) длительности управления ключа К1 при фиксированных параметрах цепи нагрузки. Чтобы найти эту зависимость, используем прямой метод расчета АДУ1, который требует на личия математической модели схемы в виде дифференциального уравнения n-го порядка для интересующей переменной. Именно эта форма математической модели, которую далее будем обозначать как модель типа один вход – один выход (ОВОВ), использована во всех предыдущих расчетах преобразователей. В случае не скольких источников питания подход АДУ легко обобщался на эту модель вида много входов – один выход (МВОВ) (см. раздел 1.5 часть 1). Ограниченность модели типа ОВОВ (или МВОВ) связана с тем, что при не обходимости расчета характеристик для различных переменных для каждой из них требовалось составление своей модели типа ОВОВ.

Здесь мы кратко изложим расширенные возможности прямого метода расчета энергетических показа телей и характеристик, распространив его на случай более общей математической модели преобразователя – модели в форме системы дифференциальных уравнений первого порядка для всех переменных состояния [5].

Напомним, что под переменными состояния электрической цепи понимаются мгновенные значения токов в индуктивностях и напряжений на емкостях, однозначно определяющие поведение цепи. В случае одного ис точника питания (регулятор однофазного напряжения) это будет модель вида один вход – много выходов (ОВМВ). В случае нескольких источников питания (многофазная сеть) это будет общая модель: много входов – много выходов (МВМВ).

В самом общем виде модель типа МВМВ имеет следующий вид в матричной форме:

& x = Ax + Bu, (3.5.1) y = Cx + Du. (3.5.2) Здесь х – вектор переменных состояния;

y – вектор переменных выхода, так как помимо переменных состоя ния нас интересуют переменные активных сопротивлений, источников питания и т.д.;

U – вектор воздействий (источники питания);

A, B, C, D – матрицы соответствующих размерностей, определяемые размерностью векторов состояний, выхода, воздействий.

Применительно к схеме на рис. 3.5.1,б система уравнений типа (3.5.1) приобретает следующий вид:

2 di 0 - 0 i dt L L duвых 1 = - - uвых + 0 e,0,0. (3.5.3) dt C CR C diLн 0 0 iLн dt Lн Новой особенностью математической модели (3.5.3) регулятора является наличие переменных коэф фициентов в матрицах А и В, обусловленных коммутационными функциями 1 и 2 = 1-1, являющимися функциями времени. Специфика процедуры алгебраизации дифференциальных уравнений в этом случае рас смотрена в работе [5]. Здесь мы в соответствии с целевой задачей нахождения регулировочной характери стики по первой гармонике (гладкой составляющей) заменим коммутационные функции их гладкими состав * * * ляющими, равными средним значениям этих функций 1 и 2 = 1- 1.

Процедура алгебраизации системы дифференциальных уравнений вида (3.5.3) также изменяется по сравнению с рассмотренной в разделе 1.5.3.2.2 части 1 для модели ОВОВ. Здесь она состоит из следующих этапов:

1. Уравнения (3.5.3) умножаем на sin1t и усредняем за период сетевого напряжения. Получаем сле дующую подсистему алгебраических уравнений относительно активных (синфазных) и реактивных (ортого нальных) компонентов векторов действующих значений первых гармоник рассматриваемых переменных со стояния:

Ia Ip * * 1 0 0 0 0 E(1) L Ua L * 1 - 0 0 = 0. (3.5.4) C CRн C Up 0 0 - 0 0 Lн ILa ILp 2. Уравнения (3.5.3) умножаем на cos 1t и усредняем за период сетевого напряжения. Получаем вто рую подсистему алгебраических уравнений относительно тех же интегральных переменных:

Ia Ip * 0 0 - 0 0 L Ua * 1 0 - - 0 = 0. (3.5.5) C CRн С Up 0 0 0 0 Lн ILa ILp 3. Две полученные подсистемы алгебраических уравнений объединяем в одну совместную систему уравнений * * 0 0 0 Ia 1 E(1) L L * 1 - 0 0 Ip C CRн С 0 0 - 0 0 Ua Lн = (3.5.6) * Up 0 0 - 0 L * 1 ILa 0 - - C CRн С ILp 0 0 0 Lн 4. Полученную систему уравнений решаем по правилу Крамера и через активные и реактивные компо ненты искомых переменных находим их модули и фазы.

j(a) j(p) x =, x =, (3.5.7) j(a) j(p) x j(a) x = x2(a) + x2(p), = arctg, (3.5.8) j j j j x j(p) где – определитель матрицы А в (3.5.6);

j(a), j(p) – определитель, получающийся из определителя заме ной столбца коэффициентов при неизвестном хj столбцом правой части уравнения.

В итоге после упрощения для регулировочной характеристики повы шающе-понижающего регулятора по схеме рис. 3.5.15 получаем следующее выражение:

* * Uвых (1) 1 Ср = =. (3.5.9) Uвх 2 * (F2 ) + L 2LC + L + L Lн Rн На рис. 3.5.5 построены графики регулировочных характеристик при ак тивной нагрузке, которая представлена в долях базового сопротивления, за которое принято сопротивление накопительной индуктивности по первой гармонике входного напряжения Rн R* =. (3.5.10) 1L РИС. 3.5. Можно показать, что регулировочная характеристика регулятора по схеме рис. 3.5.3 аналогична получен ной характеристике, а выражение для регулировочной характеристики повышающего регулятора по схеме * рис. 3.5.1,а отличается от выражения (3.5.9) только отсутствием в числителе множителя 1.

Внешние характеристики. Зависимость действующего значения первой гармоники выходного на пряжения регулятора от действующего значения первой гармоники выходного тока регулятора при постоян * ном значении управления 1 и фиксированном значении фазы тока нагрузки, т.е. внешнюю характеристику * регулятора, можно построить на базе выражения (3.5.9). При заданном значении 1 для каждого сочетания Rн, Lн и фиксированном их отношении (заданная фаза тока нагрузки) определяем выходное напряжение, а по нему – выходной ток. Графики внешних характеристик для повышающе-по-нижающего регулятора по схеме рис. 3.5.1,б представлены на рис. 3.5.6. Выходное напряжение представлено в относительных единицах ана логично рис. 3.5.5. Ток нагрузки также построен в относительных единицах, при этом за базовый ток принят ток, определяемый базовым напряжением Uвх и базовым сопротивлением 1L :

Uвх * Iвых(1) IБ =, I =. (3.5.11) 1L IБ РИС. 3.5. Показательно, что все внешние характеристики имеют одинаковый участок режима токоограничения и одинаковый ток короткого замыкания.

Входные энергетические характеристики. Учитывая практически синусоидальный характер входно го тока повышающего регулятора и повышающе-понижающего регулятора на базе схемы Кука, а также воз можность получения такого же тока при применении входного LC-фильтра в повышающе-понижающем ре гуляторе по схеме рис. 3.5.1,б, определим здесь под входной характеристикой зависимость коэффициента * сдвига входного тока от параметра управления 1 при фиксированном значении коэффициента сдвига на грузки cos н. Коэффициент сдвига входного тока для повышающе-пони-жающего преобразователя по схеме рис. 3.5.1,б определим через активные и реактивные компоненты тока накопительного реактора, вычисляемые в результате решения системы (3.5.6), т.е.

Ia cos вх =. (3.5.12) 2 Ia + Ip График этой зависимости показан на рис. 3.5.7. Здесь, как и в регуляторе с ШИР, наблюдается пропор циональная зависимость входного коэффициента сдвига тока от выходного коэффициента сдвига тока.

РИС. 3.5. ВОПРОСЫ К ГЛАВЕ 1.1. Какие известны типы вентильных регуляторов переменного напряжения?

1.2. Какие свойства у тиристорного регулятора переменного напряжения с фазовым регулированием?

1.3. Какие свойства у транзисторного регулятора переменного напряжения с широтно-импульсным способом регулирования?

1.4. Какое новое качество у регулятора с вольтодобавкой по сравнению с регуляторами с фазовым и широтно-импульсным регулированием?

1.5. Какая особенность у регулятора с вольтодобавкой реактивного напряжения?

1.6. В каких бестрансформаторных регуляторах можно получить напряжение на выходе больше вход ного?

2.7. Чем определяется наклон внешней характеристики у тиристорных регуляторов с фазовым управ лением?

2.8. Чем определяется наклон внешней характеристики у транзисторных регуляторов с широтно-импульсным управлением?

2.9. У каких регуляторов можно получить единичный входной коэффициент сдвига во всем диапазоне регулирования?

2.10. Схемы каких регуляторов с возможным повышением выходного напряжения над входным имеют непрерывный входной ток?

2.11. Чем определяется максимально возможное напряжение на выходе повышающих регуляторов?

2.12*. В каких типах регуляторов возможен режим рекуперации?

4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА В ПЕРЕМЕННЫЙ – ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ Преобразователями частоты называют устройства для преобразования переменного напряжения одной частоты (постоянной или регулируемой) в пе ременное напряжение другой частоты (постоянной или регулируемой). Такие устройства однокаскадного преобразования частоты получили название пре образователей частоты с непосредственной связью или циклоконверторов (за рубежом). (В последние годы такие преобразователи на полностью управ ляемых вентилях стали называть еще матричными преобразователями.) Тер мин «непосредственная связь» добавлен для того, чтобы отличать этот вид преобразователей частоты от двухкаскадных (многокаскадных) преобразова телей частоты по структуре выпрямитель – автономный инвертор, называе мых еще преобразователями частоты с промежуточным звеном постоянно го тока (напряжения) в зависимости от типа автономного инвертора (тока или напряжения). Подобные составные из базовых ячеек преобразовательные устройства будут рассмотрены в третьей части учебника.

Преобразователи частоты с непосредственной связью подразделяются на два класса, а именно • преобразователи на вентилях с неполным управлением (тиристорах) с отстающим фазовым регулированием и формированием кривой выходного напряжения;

• преобразователи на вентилях с полным управлением (транзисторы, двухоперационные тиристоры). Эти преобразователи в зависимости от спосо ба формирования кривой выходного напряжения подразделяются на преобра зователи с однократной модуляцией (циклическое управление), с широтно импульсным управлением энергообменом реактивных накопительных эле ментов, с широтно-импульсной модуляцией в неявном звене постоянного тока (напряжения).

Основу любого преобразователя частоты с непосредственной связью со ставляет реверсивный выпрямитель (см. раздел 3.12 части 1), так как питается он от источника переменного напряжения и обладает способностью работать с любым (из четырех возможных) сочетанием полярностей выходного напря жения и тока, периодическое чередование которых присуще переменному то ку (два сочетания с совпадающими полярностями напряжения и тока и два – с противоположными полярностями, обусловленными сдвигом тока по фазе по отношению к напряжению). В результате рабочая точка, соответствующая те кущим значениям переменного напряжения и тока, на внешних характеристи ках реверсивного вентильного преобразователя, изображенных на рис. 3.12. части 1, как бы периодически перемещается по всем четырем квадрантам в порядке: 1-4-3-2-1 при отстающем токе и 1-2-3-4-1 квадранты при опере жающем токе, как это явствует из рис. 4.0.1,а,б соответственно, где цифрами размечены интервалы пребывания текущего электрического режима в соот ветствующих квадрантах.

а б Рис. 4.0. Ниже рассмотрены указанные виды преобразователей частоты с непо средственной связью.

4.1. НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ВЕНТИЛЯХ С НЕПОЛНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ 4.1.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ Принципиальные схемы непосредственных преобразователей частоты на тиристорах с трехфазным выходным напряжением образуются из трех ревер сивных выпрямителей, выполненных по одной из возможных базовых схем, рассмотренных в гл. 2 части 1 [1]. На рис. 4.1.1 показана схема непосредст венного преобразователя частоты трехфазного входного напряжения в трех фазное выходное напряжение с нагрузкой, соединенной в звезду.

1 3 7-12 13- 2 Рис. 4.1. Реверсивные выпрямители, образующие отдельные фазы преобразовате ля частоты, выполнены по трехфазным нулевым (однополупериодным) схе мам. Уравнительные реакторы, присутствовавшие в реверсивном выпрями теле по схеме рис. 3.12.1 части 1, могут быть исключены из схемы. Это стано вится возможным, как будет видно из нижеприведенных временных диаграмм работы преобразователя на рис. 4.1.2, при использовании алгоритма раздель ного управления вентильными комплектами, входящими в состав реверсив ных выпрямителей. При этом управлении импульсы управления на тиристоры подаются только на тот вентильный комплект в составе реверсивного выпря мителя, который в данный момент обеспечивает протекание в нагрузке тока определенного направления. В результате контур уравнительного тока оказы вается разомкнутым и этот ток между вентильными комплектами становится невозможен.

Рис. 4.1. Схема непосредственного преобразователя частоты на базе трехфазных мостовых схем выпрямителей показана на рис. 4.1.3.

В случае общей системы входных напряжений для всех мостовых схем фазы нагрузки преобразователя получаются несвязанными. Для соединения фаз нагрузки в звезду требуется наличие входного трансформатора, обеспечи вающего питание вентилей каждой выходной фазы преобразователя от своей системы вторичных обмоток.

Рис. 4.1. Из уравнения регулировочной характеристики выпрямителя (2.9.2) части известно, что выходное напряжение выпрямителя по гладкой составляющей (среднему значению) может меняться при изменении угла регулирования в соответствии с уравнением * Uвых (t) = Cp (t) = cos(t).

(4.1.1) Здесь необходимо отметить принципиальное ограничение для максималь ной частоты изменения угла регулирования. При естественной коммутации скорость перехода реверсивного выпрямителя из выпрямительного режима работы в инверторный режим определяется скоростью спада кривой напря жения сети от своего максимума до минимума. Значит, при полном диапазоне изменения угла регулироания от 0 до 180 градусов максимальная частота выходного напряжения не превосходит частоты напряжения питающей сети.

Для «исправления» нелинейности регулировочной характеристики вы прямителя закон изменения угла регулирования от времени (t) (что, очевид но) должен быть арккосинусоидальным, т.е.

* Uвых (t) = cos(t) = cosarccos( fм (t)) = fм (t), (4.1.2) где fм (t) – периодическая переменная функция (модулирующая функция), форма которой задает по гладкой составляющей форму выходного напряже ния непосредственного преобразователя частоты.

Для получения синусоидального выходного напряжения преобразовате ля частоты форма модулирующей функции должна быть синусоидальной с частотой, определяющей частоту выходного напряжения. Временные диа граммы для напряжений вентильных комплектов одной фазы шестипульсного непосредственного преобразователя частоты по схеме рис. 4.1.3 для этого случая показаны на рис. 4.1.4.

Гипоте тические диаграммы для выходных напряжений вентильных комплектов по шестипульсным схемам (рис. 4.1.3) приведены на первых двух диаграммах на рис. 4.1.4 [33]. Они построены при работе условно как бы только одного ком плекта – или прямого или обратного. Реальная кривая выходного напряжения по нагрузке складывается из совокупности участков этих двух напряжений вентильных комплектов, взятых соответственно по продолжительности поло жительной полуволны тока прямого комплекта и отрицательной полуволны тока обратного комплекта реверсивного преобразователя при условии раз дельного управления им (см. раздел 3.12 части 1). На третьей диаграмме пока зано то уравнительное напряжение, определяемое разностью мгновенных зна чений напряжений прямого и обратного вентильных комплектов, которое бы ло бы на уравнительном реакторе при его наличии в случае совместного управления. На последней диаграмме приведены законы изменения углов ре гулирования двух вентильных комплектов в случае полного возможного диапазона их изменения.

При работе одной выходной фазы непосредственного преобразователя частоты требуется наличие связи нулевой точки трехфазного входного источ ника с нулевой точкой звезды нагрузки, как это показано пунктиром на рис. 4.1.1. Единичная коммутационная функция А, переключаемая по момен там смены полярностей полуволн тока нагрузки, представляется очевидной.

Через нее и определена кривая выходного напряжения преобразователя часто ты при раздельном управлении в соответствии с равенством uвых.Х = u( ) - u( ) (1- ) A A А A (4.1.3) как композиция из кривых выходных напряжений u( ), u( ) прямого A А и обратного вентильных комплектов. Знак минус перед вторым членом обу словлен встречно-параллельным включением по выходу обратного комплекта по отношению к прямому комплекту.

Рис. 4.1. Кривую мгновенных значений выходного напряжения фазы Х преобразо вателя можно очевидным образом выразить через мгновенные значения вход ных напряжений преобразователя и коммутационные функции вентилей в виде uвых.Х = uвх.А (1 + 2) + uвх.В (3 + 4 ) + uвх.С (5 + 6). (4.1.4) Используя аналогичную запись для других выходных фаз преобразовате ля, можно объединить их в одну матричную запись в виде uвых.Х 1 + 2 3 + 4 5 + 6 uвх.А uвых.Y = 7 + 8 9 + 10 11 + 12 uвх.В (4.1.5) uвых.Z 13 + 14 15 + 16 17 + 18 uвх.С или в свернутом виде соответствующих матриц uвых = m2m1uвх. (4.1.6) Здесь m2m1 – коммутационная матрица выходных напряжений преобразова теля, имеющая в общем случае m2 – число строк (по числу выходных фаз преобразователя) и m1 – число столбцов (по числу входных фаз преобразова теля), т.е. такую прямоугольную форму:

11 12... 1m 21 22... 2m m2m1 =. (4.1.7) M m21 m2 2... m2m При соединении трехфазной нагрузки в звезду без нулевого провода на пряжение на фазе нагрузки можно построить по методу наложения, что в слу чае симметричной нагрузки для напряжения фазы Х дает следующее выраже ние 2 1 uвых.Х = uX 0 - uY0 - uZ0, (4.1.8) 3 3 аналогичное выражению (2.3.9) для трехфазного инвертора напряжения.

Формы анодных токов тиристоров и токов фаз на входе преобразователя частоты можно получить, выразив эти токи через выходные токи преобразо вателя и коммутационные функции вентилей. Так, ток тиристора 1 выражает ся через коммутационную функцию тиристора 1 и выходной ток фазы Х преобразователя в виде iT1 = 1iX.

Входной ток фазы А трехфазно-трехфазного преобразователя определяет ся суммой анодных токов тиристоров 1, 2, 7, 8, 13, 14, связанных с этой фазой iвх.А = (1 + 2)iX + (7 + 8)iY + (13 + 14)iZ. (4.1.9) Формы токов тиристора и фазы А входа преобразователя легко предста вить соответственно на базе двух последних соотношений.

Соотношение, аналогичное выражению (4.1.9), можно записать и для то ков других входных фаз трехфазно-трехфазного преобразователя. При этом все эти соотношения для токов также удобно объединить в одну матричную форму записи iвх.А 1 + 2 7 + 8 13 + 14 iX iвх.В = 3 + 4 9 + 10 15 + 16 iY. (4.1.10) iвх.С 5 + 6 11 + 12 17 + 18 iZ В общем случае, при числе входных фаз преобразователя m1 и числе вы ходных фаз преобразователя m2 матричное уравнение связи входных и выход ных токов преобразователя будет иметь вид:

iвх.m1 = m1m2 iвых.m2, (4.1.11) t где iвх.m1 = iвх.1, iвх.2...iвх.m1 – матрица-столбец входных токов преобразова t теля;

iвых.m2 = iвых.1, iвых.2...iвых.m2 – матрица-столбец выходных токов пре образователя;

m1m2 – коммутационная матрица m1 x m2 входных токов пре образователя, имеющая вид 11 12... 1m 21 22... 2m t m1m2 = =, (4.1.12) m2m M m11 m1 2... m1m элементы которой образованы из коммутационных функций вентилей в соот ветствии со схемой их соединения в преобразователе. При встречно параллельном соединении вентилей эти элементы, как видно из (4.1.10), рав ны сумме коммутационных функций соответствующих вентилей. Из сравне ния (4.1.5) и (4.1.10) следует, что матрицы m1m2 и m2m1 взаимно транспо нируемы.

4.1.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ Регулировочная характеристика непосредственного преобразователя частоты на идеальных элементах определяет зависимость действующего зна чения первой гармоники выходного напряжения фазы преобразователя в до лях предельно возможной величины действующего значения выходного на пряжения от относительной величины амплитуды модулирующего напряже ния (по отношению к амплитуде опорного напряжения, см. рис. 6.2.6 главы 6) и при арккосинусоидальном законе управления в соответствии с (4.1.2) имеет вид Uвых.(1) * Uм.max = Uвых.(1) = = М, (4.1.13) Uвых.(1)пр Uоп.max где М – глубина модуляции (угла относительно значения = 90о), управляе мая регулированием амплитуды модулирующего напряжения Uм, а Uвых.(1)пр – предельное значение действующего значения первой гармоники выходного напряжения при М = 1, равное Ud 0.

Здесь величина выходного напряжения прямо пропорциональна глубине модуляции, а частота выходного напряжения равна частоте модулирующего напряжения.

Внешняя характеристика непосредственного преобразователя часто ты определяет зависимость действующего значения первой гармоники вы ходного напряжения преобразователя от действующего значения первой гар моники выходного тока преобразователя при постоянной глубине модуляции и наборе фиксированных значений коэффициентов сдвига первой гармоники выходного тока относительно первой гармоники выходного напряжения cos(1), т.е.

Uвых(1) = f (Iвых(1)) при М = const и cos (1) как параметре.

Для нахождения уравнения внешней ха рактеристики преобразователя используем схему замещения выпрямителя по гладкой со ставляющей (рис. 3.1.7 части 1), а нагрузку преобразователя представим заданным источ ником тока синусоидальной формы, в резуль Рис. 4.1. тате схема замещения одной фазы преобразо вателя частоты с реальным входным трансформатором получим вид, показан ный на рис. 4.1.5.

Уравнение для мгновенного значения первой гармоники выходного на пряжения преобразователя uвых(1) = uвых.ид.(1) - Rвнiвых(1), (4.1.14) где Rвн = Ха, а Х – суммарная индуктивность рассеивания первичных а и вторичных обмоток входного трансформатора, приведенная ко вторичной стороне.

Алгебраизируя уравнение (4.1.14) относительно действующих значений первичных обмоток переменных путем возведения уравнения в квадрат и ус реднения за период первой гармоники, будем иметь 2 2 2 Uвых(1) = Uвых.ид(1) + RвнIвых(1) - 2Uвых.ид(1)Iвых(1) cos (1). (4.1.15) Разделив все члены уравнения на Ud 0, получим уравнение внешней ха рактеристики в относительных единицах в виде * 2 * * Uвых(1) = М +(Iвых(1)) - 2МIвых(1) cos (1), (4.1.16) Iвых(1)Rвн * где Iвых(1) = – относительная величина действующего значения Ud первой гармоники выходного тока преобразователя в долях базового тока, равного току короткого замыкания выпрямителя при = 0.

Из уравнения (4.1.16) видно, что при * Iвых(1) < 2М cos (1) (4.1.17) внешние характеристики являются нелинейными падающими, а при дальней шем повышении тока нагрузки сверх значения 2М cos(1) они имеют нели нейный нарастающий характер, как это демонстрируют их графики (рис. 4.1.6).

В частности, при чисто реактивной нагрузке (cos(1) = 0) все характеристики будут нарастающими.

Входные энергетические характери стики устанавливают зависимость входного коэффициента мощности преобразователя частоты (и его компонентов – коэффициен та искажения входного тока и коэффициен та сдвига тока) от глубины модуляции М и коэффициента сдвига тока нагрузки по пер вой гармонике относительно первой гармо ники выходного напряжения.

Рис. 4.1.6 В связи со сложной формой входного тока преобразователя частоты точный ана лиз входных энергетических показателей трудоемок [34, 35], и мы здесь огра ничимся только оценочным анализом для случая, когда выходной ток преоб разователя имеет малые пульсации и может быть принят синусоидальным.

В этих условиях уравнение баланса активных мощностей на входе и выходе преобразователя на элементах без потерь имеет вид 3UвхIвх(1) cos вх(1) = 3Uвых(1)Iвых(1) cos вых(1). (4.1.18) Отсюда входной коэффициент сдвига по первой гармонике равен (с учетом (3.1.13)) Uвых(1) Uвых(1)пр Iвых(1) cos вх(1) = cos вых(1) = Uвых(1)пр Uвх Iвх(1) (4.1.19) = МКп.нКп.т cos вых(1), где Кп.н, Кп.т – соответственно коэффициенты преобразования непосредствен ного преобразователя частоты по напряжению и току.

Если пренебречь в первом приближении зависимостью коэффициентов пре образования по напряжению и току от режима преобразователя (М, cosвых(1), числа входных фаз, величины выходной частоты), то входной коэффициент сдвига преобразователя уменьшится прямо пропорционально при снижении не только глубины модуляции М, т.е. степени регулирования выходного на пряжения преобразователя (как у выпрямителя), но и коэффициента сдвига нагрузки cos вых(1). Это обстоятельство формально свидетельствует об «энер гетической прозрачности» непосредственного преобразователя частоты с ес тественной коммутацией (т.е. на вентилях с неполным управлением), когда всякое снижение качества энергетики выходной цепи прямо ухудшает энерге тику входной цепи преобразователя.

Расчет коэффициента искажения входного тока непосредственного пре образователя частоты по шестипульсным схемам (36-тиристорная схема из трех реверсивных трехфазных мостовых выпрямителей) дает для него значе ния 0,963…0,99 [34] в зависимости от режима. При дальнейшем увеличении пульсности в мощных преобразователях входной ток приближается к сину соиде, а его коэффициент искажения – к единице.

Спектры выходного напряжения преобразователя. Знание спектров выходного напряжения и входного тока непосредственного преобразователя частоты необходимо для решения задач электромагнитной совместимости преобразователя с нагрузкой и с питающей сетью. Эти задачи включают в се бя не только расчет интегральных показателей качества электромагнитных процессов, но и ущерба от их некачественности, а также расчет фильтров на входе и на выходе преобразователя в случае их наличия. Знание спектров ука занных переменных преобразователя необходимо в полном объеме при ис пользовании спектрального метода расчета энергетических показателей и для нахождения интегральных коэффициентов гармоник напряжения и тока при пря мом методе расчета энергетических показателей (см. раздел 1.5 части 1 [1]).

Описание механизма формирования выходного напряжения преобразова теля с помощью коммутационных матриц (3.1.4) и (3.1.5) позволяет унифици ровать это формирование через процедуру перемножения спектров коммута ционных функций вентилей преобразователя и спектра питающего напряже ния в общем случае, что позволяет сразу представлять возможные частоты гармоник в выходном напряжении. Величины же гармоник выходного напря жения удобно определить методом временной деформации (как и в инверто рах напряжения). При этом методе в известный спектр выходного напряжения выпрямителя (см. раздел 3.7 части 1 [1]) вместо постоянного угла регулирова ния подставляется закон периодической модуляции угла (3.1.2) с частотой выходного напряжения. Анализ показывает, что в общем случае в выходном напряжении будут гармоники с частотами fк = kqm2 fвх ± lfвых, (4.1.20) где k, l равны 1, 2, 3, 4.... Конкретные величины k и l для значимых гармо ник будут определяться законом модуляции угла регулирования.

4.2. НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ВЕНТИЛЯХ С ПОЛНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ И ЦИКЛИЧЕСКИМ МЕТОДОМ ФОРМИРОВАНИЯ КРИВОЙ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ 4.2.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ Рассмотрение указанного типа непосредственных преобразователей час тоты (циклоконверторов) необходимо начать с уточнения терминологии в на звании этих преобразователей. Помимо приведенного в заголовке названия для преобразователя на вентилях с полным управлением в технической лите ратуре используют еще такие названия: преобразователь частоты с однократ ной модуляцией, преобразователь частоты с квазиоднополосной модуляцией, преобразователь частоты фазоразностного типа, фазовый демодулятор, мат ричный преобразователь, инвертор напряжения с непосредственной связью и другие [36] в зависимости от того, какую особенность такого циклоконвер тора принять за доминирующую. Представляется более удобным в названии преобразователя не использовать какую-либо особенность его управления, как это делается сейчас, а сохранить в названии его специфику – непосредствен ную связь (через вентили) входа и выхода, а особенность управления отме чать добавлением метода формирования кривой выходного напряжения.

С учетом этого к циклическому управлению отнесем алгоритмы управления, когда коммутации вентилей в выходных фазах преобразователя осуществля ются одновременно, что обеспечивает простоту управления и анализа элек тромагнитных процессов в преобразователе.

Принципиальные схемы непосредственных преобразователей частоты остаются неизменными при различных алгоритмах формирования их кривых выходных напряжений. Поэтому рассмотрим здесь циклический метод фор мирования выходного напряжения применительно к прежней схеме 18-вен тильного преобразователя, в которой только встречно-параллельные тиристо ры заменены на два встречно-параллельно включенных полностью управляе мых вентиля, которые, в свою очередь, представлены в схеме преобразователя на рис. 4.2.1 условными ключами, способными включаться и выключаться в желаемые моменты времени и позволяющими проходить току через них в любом направлении. Практически такие ключи с двунаправленной проводи мостью реализуются или встречно-параллельным включением двух GTO-ти ристоров, или одной из возможных транзисторно-диодных комбинаций, пока занных на рис. 3.4.3. Использование диодов обусловлено необходимостью предотвращения смены полярности транзисторных напряжений на недопус тимые для них.

Диаграммы напряжений, токов и управляющих сигналов для ключей циклоконвертора по схеме рис. 4.2.1 построены на рис. 4.2.2. На первой диа грамме приведена трехфазная система входных напряжений, на второй – кри вая выходного напряжения фазы А преобразователя, отсчитанного относи тельно нулевой точки питающей сети. На следующих двух диаграммах пока заны условные сигналы управления для ключей К1, К3, К5 фазы А преобразо вателя, определяющие длительность их проводящего состояния на первом ин тервале Т1 такта Тт. На последней диаграмме приведены импульсы управле ния для соответствующих троек ключей К1, К7, К13;

К3, К9, К15;

К5, К11, К17, с помощью которых обеспечивается формирование нулевой паузы в кри вой выходного напряжения.

РИС. 4.2. ТТ РИС. 4.2. LC LC НПЧ LC СБ ЯПЭ Рис.

4.2. Для регулирования величины первой гармоники выходного напряжения преобразователя вводят широтно-импульсное управление. При однополярной модуляции нулевая пауза в кривой выходного напряжения образуется, как и в инверторе напряжения с ШИР, на втором подынтервале Т2 такта Тт путем под ключения всех фаз нагрузки к одной фазе питающей сети, что отразится на кривой входного тока преобразователя, также имеющей нулевые паузы. Это обстоятельство, в свою очередь, требует включения на входе преобразователя или LC-фильтра, обеспечивающего возможность скачков входного тока, ана логичного входному фильтру выпрямителя с опережающим фазовым регули рованием (см. раздел 3.11.1 части 1 [1]), или устройства сброса энергии из ин дуктивностей питающей сети Lс при обрыве тока в них для исключения пере напряжений. Это устройство сброса состоит из трехфазного диодного мосто вого выпрямителя, буферного (накопительного) конденсатора СБ, ячейки по глощения энергии ЯПЭ (рис. 4.2.3). Ячейка поглощения энергии представляет собой в простейшем случае (маломощный преобразователь) активное сопро тивление, а в случае мощного преобразователя – зависимый инвертор, под ключенный к той же питающей сети и возвращающий энергию сброса из кон денсатора СБ снова в сеть. Поскольку зависимый инвертор в ЯПЭ будет рабо тать с углом регулирования min, потребуется наличие повышающего транс форматора на выходе этого инвертора для согласования уровня напряжения на конденсаторе СБ с напряжением питающей сети (см. входную характери стику зависимого инвертора в разделе 3.4.1 части 1 [1]). Мощность этого трансформатора в процентах от входной мощности непосредственного преоб разователя частоты определяется напряжением короткого замыкания (в про центах) питающей сети.

При двухполярной модуляции для регулирования величины первой гармо ники выходного напряжения непосредственного преобразователя частоты на втором интервале каждого такта вместо нулевой паузы используется подклю чение фазы нагрузки (выхода преобразователя) к другой фазе питающей сети.

В шестипульсном преобразователе это будет фаза питающей сети с напряже нием противоположной полярности, в трехпульсном как на рис. 4.2.1, это мо жет быть предыдущая или последующая фаза питающей сети, как показано для последнего случая на рис. 4.2.4. При этом входной ток преобразователя частоты не прерывается нулевыми паузами и поэтому ослабевает необходи мость введения входного фильтра или устройства сброса энергии из индук тивностей сети. Правда, качество выходного напряжения преобразователя то гда будет хуже, чем при однополярной модуляции.

Рис. 4.2. Математическая модель непосредственного преобразователя частоты бу дет такой же, как у предыдущего преобразователя частоты, только здесь из менится вид коммутационных функций вентилей, входящих в коммутацион ные матрицы (4.1.7) и (4.1.12). Так как при циклическом управлении частота первой гармоники коммутационной функции вентилей отличается от частоты напряжения питающей сети в большую или меньшую сторону, то, очевидно, частота первой гармоники выходного напряжения преобразователя будет оп ределяться разницей этих частот, т.е.

1 р fвых = = - = fупр - fвх, (4.2.1) Твых Тт Твх где p = qm2 – пульсность схемы непосредственного преобразователя часто ты, определяемая пульсностью схем выпрямителей, из которых образован преобразователь;

Твх – период входного напряжения.

Очевидно, что максимально достижимая частота выходного напряжения преобразователя с циклическим управлением ограничивается только предель но допустимой частотой коммутации используемых ключей.

4.2.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ Регулировочная характеристика. Под регулировочной характеристикой непосредственного преобразователя частоты с циклическим управлением бу дем понимать зависимость действующего значения первой гармоники выход ного напряжения преобразователя от относительной длительности первого * подынтервала Т1 такта коммутации Тт, обозначенной как Т1. Оценим эти за висимости для однополярной и двухполярной модуляции, рассмотрев проце дуры формирования первой гармоники выходного напряжения преобразова теля из средних значений на интервалах тактов в кривой мгновенных значе ний выходного напряжения преобразователя. На рис. 4.2.5,а,б показаны кри вые мгновенных значений выходного напряжения преобразователя в области максимума его первой гармоники для однополярной модуляции в трехпульс ном преобразователе и для двухполярной модуляции в шестипульсном преоб разователе соответственно.

Uвых Uвых Uвых(1) Uвых(1) T2 Т1 T ТТ T2 Т1 T а ТТ б РИС. 4.2. Среднее значение напряжения на такте при однополярной модуляции Т1 / 2 2Uc Т Uср.о = 2Uc cos 1tdt = sin (4.2.2) Тт 0 Тт1 и для двухполярной модуляции / 2 Т / Т1 т Uср.д = 2Uc cos 1tdt - 2Uc cos 1tdt = Тт Т1 / (4.2.3) 2 2Uc T1 Tт 2sin 1 - sin =.

Тт1 2 При частоте выходного напряжения преобразователя, стремящейся к ну лю, Тт стремится к Т1/3 в трехпульсном преобразователе и к Т1/6 в шести пульсном. Тогда для этого случая относительная величина действующего зна чения первой гармоники выходного напряжения преобразователя в соответст вии с (4.2.2) будет равна для однополярной модуляции 1T Ucр.о sin 2 sin 3 T1* * Uвых(1).о = = = (4.2.4) Uср.о.max sin 1Tт sin и для двухполярной модуляции sin T1* Ucр.д * Uвых(1).д = = 2 -1. (4.2.5) Uср.д.max sin В отличие от линейных регулировочных характеристик непосредственно го преобразователя частоты на вентилях с неполным управлением и фазовым способом регулирования здесь регулировочные характеристики нелинейны (рис. 4.2.6).

U* вых(1) однополярная двухполярная T* 0, Рис. 4.2. Кроме того, они еще заметно зависят от степени близости частоты вы ходного напряжения преобразователя от частоты напряжения питающей сети.

Внешние характеристики. Разрывной характер входного тока рассмат риваемого непосредственного преобразователя частоты требует, как уже от мечалось, наличия входного LC-фильтра, как и в регуляторах переменного на пряжения с ШИР (см. раздел 3.4.2). В этом случае при идеальных вентилях преобразователя частоты его внешняя характеристика будет определяться внешней характеристикой входного LC-фильтра. Ее расчет был сделан и по лучено уравнение (3.4.8). Входящие в это уравнение параметры Rвх, Lвх долж ны быть определены для преобразователя частоты по той же методике.

4.3. НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ С КОЭФФИЦИЕНТОМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПО НАПРЯЖЕНИЮ БОЛЬШЕ ЕДИНИЦЫ (ПОВЫШАЮЩИЕ ЦИКЛОКОНВЕРТОРЫ) Концепция получения управляемого коэффициента преобразования по напряжению больше единицы в циклоконверторах аналогична рассмотренной в разделе 3.3.5 концепции повышения коэффициента преобразования в регу ляторах переменного напряжения. Функционально повышающе-понижающий циклоконвертор является специфическим объединением непосредственного преобразователя частоты на вентилях с полным управлением с циклическим методом формирования кривой выходного напряжения (см. раздел 4.2) и повы шающе-понижающего регулятора переменного напряжения. Схема такого цик локонвертора трехфазного напряжения в однофазное по нулевой схеме пока зана на рис. 4.3.1. Ключи К1-К3 работают в режиме ключей непосредственно го преобразователя частоты с циклическим управлением и широтно-импуль сным регулированием. На рис. 4.3.2 показаны импульсы управления этими клю чами под временными диаграммами входных напряжений и тока одной из фаз.

K K K K RН L C UA UB UC Рис. 4.3. Здесь же ниже показаны импульсы управления ключом К4, как бы дополняю щие по длительности импульсы ключей К1-К3 до такта Тт. На последней диа грамме приведена форма тока накопительного дросселя L и напряжения на накопительном конденсаторе С.

Таким образом, энергия тока накопительного дросселя L циклоконверто ра передается «порциями» через ключ К4 в накопительный конденсатор С, обеспечивая при определенных сочетаниях параметров повышение выходного напряжения по сравнению с входным, как в повышающе-понижающем регу ляторе переменного напряжения.

Входной ток трехфазно-однофазного циклоконвертора, как видно из вре менной диаграммы, не только является импульсным, но и содержит субгармо нику, порождаемую низкой частотой выходного тока. Но эта субгармоника во входном токе может быть исключена в трехфазно-трехфазном повышающе понижающем циклоконверторе, получаемом при объединении трех трехфаз но-однофазных циклоконверторов, изображенных на рис. 4.3.1. Схема такого преобразователя представлена на рис. 4.3.3. Ключи циклоконвертора К1-К в каждой фазе рис. 4.3.1 выполнены по схеме рис. 3.4.3,в, а ключи К4 – встречно-параллельным соединением транзисторов и диодов, с использовани ем свойства связности трехфазной нагрузки без нулевого провода. Для полу чения синусоидального тока в питающей сети из импульсного входного тока циклоконвертора включен входной LC-фильтр.

iA uA uB uC K K K K iL uC Рис. 4.3. A K B K C K ZA ZB ZC Рис. 4.3. Подобным же образом можно получить повышающе-понижающий цик локонвертор на основе объединения циклоконвертора с циклическим управ лением и повышающе-понижающего регулятора переменного напряжения на базе схемы Кука (см. рис. 3.5.3). Но если в этом регуляторе переменного на пряжения его входной ток непрерывен, то в образуемом на его основе повы шающе-понижающем циклоконверторе, показанном на рис. 4.3.4, входной ток станет импульсным, так как непрерывный входной ток регулятора будет «роз дан» ключами циклоконвертора по фазам входного напряжения в виде им пульсных токов. Значит, и в этом случае потребуется входной LC-фильтр для обеспечения синусоидального тока в фазах источника питания.

UA LL C K UB K UC C RН K4 K K Рис. 4.3. Тем не менее можно построить повышающе-понижающий циклоконвер тор в интеграции с регулятором на базе схемы Кука, если накопительный дроссель L в схеме рис. 4.3.4 расщепить на три и вынести в фазы входного напряжения, при этом сам циклоконвертор выполнить не по нулевой, а по трехфазной мостовой схеме, как показано на рис. 4.3.5, причем ключи цикло конвертора К1-К6 реализовать по схеме рис. 3.4.3,в.

РИС. 4.3. Если учесть, что ключи К1-К6 могут проводить ток в любом направлении, то по сути мост на ключах К1-К6 эквивалентен встречно-параллельному вклю чению двух трехфазных мостовых схем на вентилях с односторонней прово димостью. Тогда напряжение на выходе моста на ключах К1-К6 может иметь любую из двух полярностей в зависимости от того, какими транзисторами ключей (например, Т1 и Т1’ в ключе К1) и когда ими управлять. Таким образом, ключи К1-К6 как бы делают возможным питание такого преобразователя от трехфазной сети переменного напряжения, а не от постоянного напряжения.

При этом на первом интервале такта преобразования, как и прежде (см. раз- дел 1.2.2), должны происходить запасение энергии в накопительных индук тивностях L в цепи трехфазного переменного тока и одновременно обеспечи ваться питание выходной цепи от накопительной емкости С. Это выполняется включением на первом интервале всех ключей К1-К6 моста, что приводит к соединению накопительных дросселей в звезду, и подключением конденса тора С к выходной цепи.

На втором интервале такта остаются включенными только три ключа моста ключей К1-К6, а именно те из ключей, которые обеспечивают протека ние тока в накопительных индуктивностях в прежних направлениях и задан ную полярность выходного напряжения моста. При этом включается и ключ К7, что приводит к передаче энергии из накопительных дросселей L в накопи тельный конденсатор С и одновременно питание нагрузки от энергии реак тивных элементов выходного LфCф-фильтра.

Как было установлено в разделе 1.2.2, уровень выходного напряжения регулятора Кука зависит от относительной длительности первого интервала такта, причем достаточно линейно до уровня относительной длительности около 0,7. Тогда если модулировать указанную относительную длительность по синусоидальному закону с учетом возможности смены знака выходного напряжения моста ключей К1-К6, а значит, и преобразователя, то можно сфор мировать на выходе преобразователя синусоидальное напряжение с заданной амплитудой и частотой.

Особенность данного непосредственного преобразователя частоты за ключается в том, что его входной ток будет синусоидальным (без входного LC-фильтра) и может устанавливаться в фазе с питающим напряжением. Та ким свойством не обладает никакой другой непосредственный преобразова тель частоты из рассмотренных.

Вопросы к главе 1.1. Какие основные свойства у непосредственных преобразователей час тоты (НПЧ)?

1.2. Какие известны типы непосредственных преобразователей частоты?

1.3. Какое условие согласования углов регулирования вентильными ком плектами в НПЧ на тиристорах?

1.4. Каково предельное значение частоты выходного напряжения в НПЧ на тиристорах при полной модуляции?

1.5. Чем определяется предельное значение частоты выходного напряже ния в НПЧ на транзисторах?

1.6. От каких параметров повышающе-понижающих НПЧ зависит пре дельное значение коэффициента преобразования по напряжению?

1.7. В каком типе НПЧ возможен практически синусоидальный входной ток, совпадающий по фазе с входным напряжением?

2.8. Что определяет коммутационная матрица выходных напряжений НПЧ?

2.9. Что определяет коммутационная матрица входных токов НПЧ?

2.10. Как связаны коммутационные матрицы выходных напряжений и входных токов НПЧ?

2.11. Какая особенность у внешних характеристик НПЧ на тиристорах?

2.12. Какие особенности у входных энергетических характеристик НПЧ на тиристорах?

2.13. Чем определяется характер внешней характеристики у НПЧ на тран зисторах с циклическим управлением?

2.14. Какие дополнительные устройства требуются на входе НПЧ на транзисторах и циклическом управлении?

2.15. Какие дополнительные устройства требуются на входе повышающе понижающего НПЧ?

1.16*. Чем определяется ход внешней характеристики у повышающе- понижающего НПЧ?

1.17*. Чем определяется ход регулировочной характеристики у повы шающе-понижающего НПЧ?

5. ВЕНТИЛЬНЫЕ КОМПЕНСАТОРЫ НЕАКТИВНЫХ СОСТАВЛЯЮЩИХ ПОЛНОЙ МОЩНОСТИ Все классические схемы преобразования переменного напряжения, т.е.

выпрямители, регуляторы переменного напряжения, непосредственные пре образователи частоты, имеют, как было показано выше, несинусоидальный входной ток, сдвинутый по фазе в сторону отставания от напряжения сети.

Это означает, что вентильные преобразователи, потребляя из сети активную мощность, необходимую для нагрузки, загружают питающую сеть реактивной мощностью и мощностью искажений, которые являются здесь паразитными для сети. Колебания реактивной мощности приводят к колебаниям уровня на пряжения в сети, а искажения тока вызывают искажения формы напряжения в сети (см. раздел 3.13 части 1), т.е. вентильный преобразователь, вопреки по словице «не кусать руку, которая кормит», портит качество электрической энергии в сети, от которой питается.

Возможны два пути ослабления негативного обратного влияния вентиль ных преобразователей на питающую сеть. Первый путь связан с построением новых схем преобразования или модернизацией прежних с целью улучшения формы тока, потребляемого преобразователями из сети. Второй связан с на хождением ориентированных на решение этой проблемы специальных преоб разовательных устройств, позволяющих управляемо генерировать отдельные или все сразу неактивные составляющие полной мощности, имеющиеся в пи тающей сети в точке присоединения нелинейной нагрузки, которые надо час тично или полностью компенсировать. Такие преобразовательные устройства и получили название вентильных компенсаторов неактивных составляющих полной мощности. Таким образом, силовая электроника сама дала решение той проблемы, которую во многом породила (наряду с другими нелинейными нагрузками).

Ниже рассмотрены:

• компенсаторы реактивной мощности как наиболее распространенный вид вентильных компенсаторов;

• компенсаторы мощности искажений, получившие название «актив ные фильтры»;

• компенсаторы всех неактивных составляющих полной мощности.

5.1. КОМПЕНСАТОРЫ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ 5.1.1. КОНДЕНСАТОРЫ, КОММУТИРУЕМЫЕ ТИРИСТОРАМИ (ККТ) В том случае, если компенсатор должен добавить в питающую сеть толь ко емкостной реактивный ток, используют коммутацию групп конденсаторов с помощью встречно-параллельно соединенных тиристоров, как показано на рис. 5.1.1. В установившемся режиме ток в конденсаторе опережает напряже ние на нем на четверть периода. Тогда если включать тиристоры в моменты переходов тока емкости через нуль, т.е. в максимумы положительной и отри цательной полуволн, то не будет никакого искажения тока емкости (рис. 5.1.2).

Но для ликвидации броска тока заряда емкости при первом включении в мо мент максимума напряжения сети необходимо принять превентивные меры.

Например, можно держать отключенные емкости заряженными до максимума напряжения вторичной обмотки трансформатора Т, что легко обеспечивается с помощью отдельного маломощного выпрямителя, не показанного на схеме.

u u1 Сеть ic Т u C C C 90 эл. гр.

n-ступеней Рис. 5.1.1 Рис. 5.1. Достоинство такого компенсатора – простота, недостатки – дискретность регулирования величины реактивной мощности, выдаваемой в питающую сеть, и определенная задержка подключения очередных ступеней, которое возможно не раньше ближайшего максимума напряжения сети. Если последо вательно с конденсаторами включить реакторы для ограничения тока заряда конденсатора при его включении в произвольный момент времени, то указан ной динамической задержки не потребуется.

5.1.2. РЕАКТОРЫ, УПРАВЛЯЕМЫЕ ТИРИСТОРАМИ (РУТ) В тех случаях, когда в сетях или линиях электропередачи требуется ком пенсация их емкостных (зарядных) токов, используют компенсатор индук тивной реактивной мощности в виде реактора, регулируемого встречно параллельными тиристорами (регулятором переменного напряжения, см. раз дел 3). Схема такого компенсатора показана на рис. 5.1.3, а диаграмма его то ков для двух значений угла регулирования – на рис. 5.1.4. При регулирова нии угла плавно, но нелинейно от изменяется величина первой гармоники тока компенсатора, но появляются высшие гармоники тока нечетного порядка 3, 5, 7, 9, 11, 13 … u1 Сеть u i2 при 1 = 90 эл. гр.

Т u L i2 при 2 > 90 эл. гр.

Рис. 5.1.3 Рис. 5.1. Для исключения гармоник в токе, кратных трем в трехфазных сетях, указанные компенсаторы соединяют в звезду без нулевого провода. Тогда форма тока компенсатора становится в каждой полуволне двухимпульсной (рис. 5.1.5). При этом исчезает возможность раздельного регулирования реак тивных мощностей по каждой фазе питающей сети, т.е. компенсатор лишается способности компенсировать реактивные мощности несимметрии каждой фа зы (по первым гармоникам).

Pages:     | 1 || 3 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.