WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 | 2 ||

«Министерство общего и профессионального образования Российской Федерации НОВОСИБИРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ Г. С. ЗИНОВЬЕВ ОСНОВЫ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ ЧАСТЬ 1 Учебник ...»

-- [ Страница 3 ] --

Очередной вентиль отпирается в момент подачи на него импульса управления с опережающим углом регулирования оп относительно соответствующей точки естественного зажигания, с одновременной подачей импульса управления на запирание проводящего вентиля. В результате ток в выключаемом вентиле скачком упадет до нуля (пре небрегая процессами рассасывания накопленных носителей в вентиле), а ток во включаемом вентиле скачком нарастает до тока нагрузки.

Коммутация же токов в обмотках трансформатора, связанных с этими вентилями, из-за наличия индуктивностей рассеивания обмоток, будет длиться в течение конечного времени коммутации.

Нетрудно убедиться, что внешняя, регулировочная и энергетиче ские характеристики выпрямителя с опережающим фазовым регули рованием при допущении Xd = получаются из соответствующих ха рактеристик выпрямителя с отстающим фазовым регулированием при замене в них угла на угол (–оп) и будут иметь аналогичный вид за исключением характеристик, для которых важен знак реактивной мощности на входе выпрямителя. Теперь входной ток выпрямителя опережает напряжение питающей сети на угол оп (пренебрегая ), т. е.

выпрямитель превратился из потребителя реактивной мощности в генератор реактивной мощности. Это позволяет построить состав ной выпрямитель из двух однотипных выпрямительных ячеек, вклю ченных параллельно по входам и последовательно (или параллельно) по выходу. Если управлять одной ячейкой с углами, а другой – с углами |оп| =, то, очевидно, такой составной выпрямитель не будет потреблять по входу реактивной мощности сдвига, так как результи рующий входной ток будет в фазе с напряжением питающей сети [17].

При этом форма выпрямленного напряжения будет такой же, как и при однократном широтно-импульсном регулировании выпрямленного напряжения, которое рассматривается в следующем разделе.

3.11.2. ВЫПРЯМИТЕЛЬ С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ Рассматриваемый выпрямитель состоит из базовой ячейки вы прямления трехфазного напряжения по мостовой схеме и устройства сброса накопленной энергии УСЭ, как и предыдущая схема. Внешне эти два типа выпрямителя не различимы. Различие электромагнитных процессов в них обусловлено только различием алгоритмов управле ния вентилями.

Временные диаграммы напряжений и токов выпрямителя с широт но-импульсным регулированием (ШИР) выпрямленного напряжения показаны на рис. 3.11.3.

u u u 1A 1B 1C 1a i Id/кт u d t1 t2 tи t3t T Рис.11. Рис. 3.11. Формирование импульса напряжения на выходе выпрямителя обес печивается включением одного вентиля в катодной группе и одного – в анодной, как и в обычном выпрямителе на вентилях с неполным управлением и фазовым регулированием выпрямленного напряжения.

Например, вентилей 1 и 6 на интервале t2t3. Формирование нулевой паузы напряжения на выходе выпрямителя на интервале t3t5 обеспечи вается закрыванием по цепи управления запираемого тиристора Т (или Т1) с одновременным отпиранием другого тиристора работающе го плеча схемы, т. е. Т4 (или Т2). При этом ток нагрузки, поддерживае мый накопленной энергией в сглаживающем реакторе с индуктивно стью Ld, будет протекать через два проводящих вентиля одного плеча схемы, в рассматриваемый отрезок времени это будут вентили 1 и (или 2 и 6).

Энергия, накопленная в индуктивностях рассеивания обмоток трансформатора, участвующих в коммутации (здесь фазы а и в), сбра сывается сначала в конденсаторы Сф, подзаряжая их, а из них отбира ется частично обратно в сеть и частично в нагрузку выпрямителя.

Очевидно, что на интервалах замыкания тока нагрузки через вентили одного плеча моста выпрямитель оказывается отключенным от транс форматора и в его обмотках тока не будет, если пренебрегать токами намагничивания трансформатора и токами конденсаторов фильтра Сф.

Таким образом, токи трансформатора подвергаются также широтно импульсному регулированию (ШИР), как и выпрямленное напряжение.

Рассмотренные временные диаграммы токов и напряжений выпря мителя относятся к случаю, когда частота импульсов выходного на пряжения выпрямителя в шесть раз выше частоты питающего напря жения. Для повышения быстродействия регулирования выпрямленно го напряжения и тока эта частота может быть увеличена в 2, 3, 4...

раза, тогда на интервале t1t4 в кривой первичного тока будет соответ ственно 2, 3, 4... импульса (т. е. вместо шестикратного ШИР будут две надцати-, восемнадцати-,... n-кратные ШИР).

Входной коэффициент мощности выпрямителя с ШИР будет CpU Id P1 Pd U I d dш d = = = = = Cp (3.11.1) S1 S1 3U1I I 6Tт 3K E2 d т K 4tu т с учетом коэффициента преобразования по напряжению Кп.н, и урав нения регулировочной характеристики при ШИР (пренебрегая пульса цией амплитуды импульсов) U tn dш Cp = =. (3.11.2) U Tт d Итак, из сравнения (3.11.1) с (3.10.12) видно улучшение входного коэффициента мощности при ШИР. Помимо количественного разли чия входного коэффициента мощности при фазовом регулировании (ФР) и ШИР имеется и качественное различие. При отстающем ФР ухудшение коэффициента мощности при регулировании обусловлива ется ростом отставания первичного тока относительно напряжения сети, т. е. ростом потребления реактивной мощности сдвига из сети.

При ШИР первичный ток всегда находится в фазе с напряжением, а ухуд шается его гармонический состав при уменьшении длительности импуль сов тока, т. е. нарастает потребление из сети мощности искажения.

3.11.3. ВЫПРЯМИТЕЛЬ С ПРИНУДИТЕЛЬНЫМ ФОРМИРОВАНИЕМ КРИВОЙ ТОКА, ПОТРЕБЛЯЕМОГО ИЗ ПИТАЮЩЕЙ СЕТИ Во всех ранее рассмотренных схемах выпрямления коммутация то ка в вентилях сопровождалась коммутацией токов в фазах питающей сети. В выпрямителях на вентилях с неполным управлением обе ком мутации осуществлялись параллельно, в выпрямителях на вентилях с полным управлением, рассматриваемых в этом разделе, сначала осу ществлялась коммутация тока в вентилях, а затем – токов в фазах.

В обоих случаях это приводило к импульсному характеру токов в фа зах входного трансформатора и в сети, т. е. к сниженному качеству тока по сравнению с токами линейных потребителей электрической энергии.

Можно существенно «выправить» нелинейность вентильного пре образователя по входу, если дать вентильному преобразователю воз можность формировать кривую его входного тока. Для этого, очевид но, во-первых, необходимо, чтобы преобразователь был выполнен на полностью управляемых вентилях и, во-вторых, после выключения вентилей оставался путь для продолжения протекания тока фазы через другой, дополнительный вентиль. Однофазная полумостовая схема такого преобразователя на запираемых тиристорах показана на рис. 3.11.4.

Здесь дополнительными вентилями являются диоды Д1, Д2. Вто рое плечо моста образовано конденсаторами С1, С2, с которых одно временно как с выходного емкостного фильтра выпрямителя снимает ся постоянное напряжение Ud. Входной реактор с индуктивностью Lф, роль которой может выполнить и индуктивность рассеивания входно го трансформатора при его наличии, предназначен для сглаживания пульсаций, обусловленных коммутациями вентилей, в не зт C D Lф i u u u d зт D1 C прерывной (без токовых пауз) кривой входного тока.

Можно промодулировать методом широтно-импульсной модуля ции (ШИМ) длительность проводящего состояния запираемых тири сторов, коммутируемых с повышенной частотой, по синусоидальному закону с частотой, равной частоте напряжения питающей сети. Тогда, при условии постоянства напряжения Ud на выходе моста, на входе моста образуется широтно-модулированная последовательность двух полярных импульсов u.

Рис. 3.11. Положительный импульс напряжения u создается при включенном состоянии запираемого тиристора ЗТ2 или диода Д2 (в зависимости от направления тока через это плечо моста), а U Lф отрицательный импульс напряжения u – при U U включенном состоянии запираемого тиристо ра ЗТ1 или диода Д1. Под действием разности I напряжения сети u1 и сформированного соот ветствующим управлением напряжения u бу дет протекать непрерывно ток i1 с пульсация ми, ограничиваемый величиной индуктивно сти Lф. При определенных соотношениях ме жду этими напряжениями фаза первой гармо ники этого тока, как видно из векторной диа граммы на рис. 3.11.5, может равняться нулю.

При достаточном превышении (в десять раз и более) частоты комму Рис. 3.11. тации тиристоров над частотой напряжения сети пульсации тока могут стать малы, т. е. входной ток выпрямителя будет практически сину соидальным.

Схема подобного выпрямителя с питанием от трехфазной сети об разуется из трех аналогичных вентильных плеч, как показано на рис. 3.11.6. При этом потребность в емкостном делителе напряжения, имеющемся в однофазной схеме, здесь уже отпадает.

6 Lф i A Cф B u d C 1 3 Рис.3.11. Как видно из векторной диаграммы рис. 3.11.5, при отрицательном знаке угла и той же величине напряжения на входе вентильного ком плекта u, ток в цепи переменного тока преобразователя будет в проти вофазе с напряжением. Это будет означать переход вентильного пре образователя с ШИМ в инверторный режим, так как активная мощ ность в цепи переменного тока теперь отдается в сеть переменного напряжения. Уменьшением угла управления до нуля можно свести до нуля и активную мощность как в выпрямительном, так и в инвер торном режимах. При этом напряжение в звене постоянного тока со храняет знак и меняется в ограниченных пределах, что отличает вы прямительно-инверторные режимы в таком преобразователе с ШИМ от выпрямительно-инверторных режимов в преобразователе на венти лях с неполным управлением и фазовым способом регулирования (см.

раздел 3.4).

Основные характеристики такого выпрямителя будут получены в разделе пособия (часть 2), посвященном автономным инверторам, где этот выпрямитель рассматривается как обращенный инвертор напря жения.

Если нет требования к необходимости рекуперации энергии из це пи постоянного тока выпрямителя, т. е. к необходимости обеспечения возможности инверторного режима, то схема выпрямителя с принуди тельным формированием входного тока упрощается и для однофазной сети приобретает вид, показанный на рис. 3.11.7, а, а ее временные диаграммы представлены на рис. 3.11.7, б.

Схема содержит однофазную мостовую схему неуправляемого вы прямителя, накопительный реактор Ld, транзистор (вентиль с полным управлением), накопительный конденсатор С с разделительным дио дом D. Эта часть схемы после диодного выпрямителя являет, как будет показано во второй части пособия, разновидность повышающего пре образователя постоянного напряжения в постоянное. На качественном уровне его режим работы такой. При проводящем состоянии транзи стора все выпрямленное напряжение диодного моста прикладывается к накопительному дросселю, при этом ток в нем нарастает (интервал импульса управления Uупр на рис. 3.11.7, б). При выключении транзи стора ток накопительного дросселя через разделительный диод D за ряжает накопительный конденсатор С и питает цепь нагрузки. Моду лируя соответствующим образом длительность проводящего состоя ния транзистора с частотой, во много раз превышающей частоту пи тающего напряжения, можно сформировать практически синусои дальные полуволны тока в накопительном дросселе Ld, синфазные с выпрямленным напряжением. Выпрямленный ток в такой однофаз ной схеме i i d i i L Ld D н u i c VT C Rн uвх uн u упр а u i iзад +e iзад iзад -e упр u б Рис 3.11. (при проводимости диодов выпрямителя по полпериода сети коммута ционная функция моста п – прямоугольное колебание) есть модуль входного тока по (1.4.2). Тогда получается практически синусоидаль ный ток на входе выпрямителя, находящийся в фазе с напряжением сети. При этом выходное напряжение преобразователя Ud должно быть больше амплитуды выпрямленного напряжения на выходе диод ного моста. Это необходимо для обеспечения управления спадом тока накопительного реактора Ld на интервале выключения транзистора, когда к реактору прикладывается разность указанных напряжений в направлении, обратном, чем на интервале нарастания тока.

Формально данный составной преобразователь образован каскад ным включением двух простых указанных вентильных преобразовате лей и должен бы быть рассмотрен по нашей методике в третьей части пособия, посвященной составным преобразователям. Но широкое рас пространение этой схемы выпрямления, прежде всего для целей пита ния стабилизированным напряжением маломощных нагрузок (устрой ства управления, теле-, радио- и бытовая аппаратура), оправдывает ее качественное рассмотрение здесь и сейчас. На Западе эта схема полу чила название корректора коэффициента мощности за свое свойство обеспечивать входной коэффициент мощности практически равным единице. Да и родилась она в результате упрощения рассмотренных выше схем однокаскадных выпрямителей с принудительным форми рованием входного тока, обладающих способностью к рекуперации энергии из нагрузки [20]. Снятие этого требования позволило перене сти функцию принудительного формирования кривой тока из цепи переменного тока, как в схемах рис. 3.11.4 и 3.11.6, в цепь постоянно го тока, как в схеме рис. 3.11.7. Схема с двухкаскадным преобразова нием и всего одним управляемым вентилем оказалась дешевле схемы с однокаскадным преобразованием, но с двумя управляемыми вентиля ми.

Таким образом, выпрямители на вентилях с полным управлением (запираемых тиристорах, силовых транзисторах) позволяют улучшить входные энергетические характеристики такого выпрямителя по срав нению со случаем выполнения его на не полностью управляемых вен тилях (тиристорах). Новые схемные решения делают значительный шаг на пути к построению выпрямителя – идеала с полной электро магнитной совместимостью с питающей сетью, т. е. с регулируемым в полном диапазоне постоянным напряжением на выходе и синусои дальным током на входе, синфазным с напряжением сети.

3.12. РЕВЕРСИВНЫЙ ВЕНТИЛЬНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ (РЕВЕРСИВНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ) Целью этого раздела является рассмотрение вентильных преобра зователей, которые имеют возможность задавать на выходе любые сочетания полярностей постоянного напряжения и тока.

Одиночный вентильный преобразователь обеспечивает возмож ность реверса полярности напряжения на нагрузке при сохранении в ней направления тока (см. рис. 3.4.4). В то же время многие области техники и в первую очередь электропривод требуют источников, ко торые могли бы реверсировать не только напряжение, но и ток в на грузке, что требует уже четырехквадрантных внешних характеристик.

Для этого вентильный преобразователь, несмотря на свою «вентиль ность», должен быть способен пропускать через себя постоянный ток любого направления, аналогично традиционным для энергетики дру гим источникам постоянного напряжения типа электромашинного ге нератора постоянного тока или аккумулятора. Подобный регулируе мый реверсивный источник может быть получен на базе двух базовых вентильных преобразователей, включенных таким образом, чтобы обеспечить протекание тока нагрузки в обоих направлениях. Эта сис тема получила название реверсивного вентильного преобразователя (РВП). Если каждый нереверсивный ВП, входящий в состав реверсив ного, питается от отдельной системы вторичных обмоток силового трансформатора, то такая схема называется перекрестной, а при пита нии обоих вентильных комплектов от одной системы вторичных об моток трансформаторов схема называется встречно-параллельной.

Первые схемы допускают использование однотипных интегральных модулей силовых вентилей, т. е. групп вентилей, соединенных катода ми (анодами) и собранных в одном корпусе.. При выполнении вен тильных преобразователей на тиристорах чаще всего используют встречно-параллельную схему. Схема реверсивного вентильного пре образователя при трехфазном однополупериодном выпрямлении и встречно-параллельном включении вентильных комплектов показана на рис. 3.12.1.

Рис. 3.12. Построение РВП путем встречно-параллельного соединения двух вентильных комплектов ВК1 и ВК2 (см. рис. 3.12.1) приводит к созда нию дополнительного контура для тока, не включающего контур на грузки. Этот контур образуется обмотками трансформатора и венти лями вентильных комплектов ВК1 и ВК2 и называется уравнитель ным, а ток, протекающий в нем, – уравнительным током. Величина уравнительного тока определяется разностью мгновенных значений напряжений, даваемых вентильными комплектами ВК1 и ВК2 и вели чиной сопротивления в уравнительном контуре.

Практическое отсутствие активного сопротивления в уравнитель ном контуре требует согласования средних значений напряжений вен тильных комплектов с целью исключения возможности возникновения непрерывного уравнительного тока. Для этого средние значения на пряжений вентильных комплектов ВК1 и ВК2 должны удовлетворять уравнению (пренебрегая вначале U и током нагрузки):

Ud1 = -Ud2. (3.12.1) Иначе говоря, с учетом того, что вентильные комплекты включены параллельно, требуется равенство средних значений их напряжений, а с учетом того, что они включены еще и встречно, необходима проти воположность знаков собственных напряжений, а для этого нужно, чтобы 1(2) < 900, 2(1) > 900. Тогда с учетом уравнения регулиро вочной характеристики (2.9.2) Ud 0 cos1 +Ud 0 cos2 = или 1 + 2 1 - 2 cos cos = 0, 2 где 1 и 2 – углы регулирования ВК1 и ВК2 соответственно. Равенст во может быть выполнено при двух условиях 1 + 2 = 180°;

(3.12.2) 1 – 2 = 180°. (3.12.3) Уравнение (3.12.2) и есть условие согласования управления двумя вентильными комплектами РВП. При его выполнении уравнительный ток будет предельно непрерывным, так как разница мгновенных зна чений напряжений вентильных комплектов ВК1 и ВК2 в этом случае – чисто переменная функция.

Выражение (3.12.3) в случае выполнения РВП на не полностью управляемых вентилях физически нереализуемо, ибо требует или 1 > 1800, или 2 < 0, чего не может быть в силу особенностей естест венной коммутации. Только использование вентилей с полным управ лением позволяет согласовать управление двумя комплектами и в со ответствии с условием (3.12.3). При этом в случае четного p нулю рав на и разница мгновенных значений напряжений вентильных комплек тов, что вообще устраняет причину возникновения уравнительного тока в РВП, как показано в [16].

Уравнение (3.12.2) является условием точного равенства средних значений напряжений вентильных комплектов на холостом ходу (без нагрузки). Поэтому оно может быть названо условием согласования при совместном (одновременном) управлении вентильными ком плектами.

Условие согласования (3.2.12) углов управления 1 и 2 вентиль ными комплектами означает, что при 1 < 90°, 2 > 90° и наоборот, т. е. когда один вентильный комплект работает в выпрямительном ре жиме, то второй – в режиме зависимого инвертора. Его угол управле ния в инверторном режиме равен с учетом (3.4.1) 2 = 180 – 1 = 1, (3.12.4) т. е. действительно, когда один вентильный комплект управляется в выпрямительном режиме с углом 1(2), то второй вентильный ком плект управляется с равным ему углом 1(2) в инверторном режиме.

Средние значения напряжений вентильных комплектов Ud1 и Ud одинаковы, а мгновенные различаются, поэтому между комплектами включен уравнительный реактор УР, воспринимающий эту разницу напряжений uур. Уравнительный ток является паразитным, так как до полнительно загружает вентили и трансформатор.

Результирующие внешние характеристики реверсивного выпрями теля показаны на рис. 3.12.2. Они образованы из двух семейств внеш них характеристик типа рис. 3.4.4 с учетом того, что второй вентиль ный комплект включен встречно-параллельно первому и обеспечивает иное направление постоянного тока в на грузке.

Таким образом, реверсивный вен тильный преобразователь является уни версальным источником постоянного на пряжения и постоянного тока, обеспечивая любое сочетание их полярностей в соот ветствии с четырьмя квадрантами внеш них характеристик.

Рис. 3.12. 3.13. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ ВЕНТИЛЬНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ С ПИТАЮЩЕЙ СЕТЬЮ Целью данного раздела является изучение обратного влияния вентильного преобразователя на питающую сеть.

Специфика преобразовательных устройств силовой электро ники, выполняемых на полупроводниковых управляемых вентилях, связана с ключевым (дискретным) характером работы вентилей, что предопределяет дискретизацию как процесса потребления энергии преобразователем от ее первичного источника, так и процесса переда чи ее потребителю (нагрузке). Дискретное потребление энергии пре образователем от источника электроэнергии приводит к заметному обратному влиянию вентильного преобразователя на качество генери руемой электроэнергии, последствия чего ощущают и сам преобразо ватель, и другие потребители, получающие питание от того же источ ника. С другой стороны, дискретная передача энергии с выхода преоб разователя в нагрузку, как правило, снижает эффективность ее исполь зования в нагрузке, где осуществляется уже преобразование электри ческой энергии в другой вид энергии (механическую – в электриче ских двигателях, тепловую – в нагревателях, химическую – в аккуму ляторах и электролизных ваннах, электромагнитную – в излучателях и т.д.). Кроме того, большие скорости изменения напряжений и токов вентилей в процессе коммутации приводят к заметному электромаг нитному излучению в окружающую среду, создавая наведенные поме хи в цепях устройств слаботочной электроники, в том числе в устрой ствах управления этими вентильными преобразователями, порождаю щими указанные помехи.

Таким образом, обозначилась научно-техническая проблема, на зываемая проблемой электромагнитной совместимости устройств си ловой электроники с источниками питания, нагрузкой и окружающей средой. Первоначально проблема электромагнитной совместимости возникла в радиотехнике как проблема «засорения» эфира [20]. Там электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств опреде ляется способностью этих средств одновременно функционировать в реальных условиях эксплуатации при воздействии непреднамеренных радиопомех и не создавать недопустимых радиопомех другим средст вам. Таким образом, здесь на первом месте находится информацион ный аспект электромагнитной совместимости полезного сигнала и ра диопомехи (шума) в части их сосуществования без потери или иска жения информации, содержащейся в радиосигнале, и связана в основ ном с проблемой индуцированных (наведенных) помех от электромаг нитного поля.

Для электротехнических устройств на первом месте стоит энерге тический аспект электромагнитной совместимости. Сегодня электро магнитная совместимость в электротехнике определяется как спо собность различных электротехнических устройств, связанных сетями электроснабжения, одновременно функционировать в реальных усло виях эксплуатации при наличии непреднамеренных помех в питающей сети и не создавать недопустимых электромагнитных помех в сети другим устройствам, подсоединенным к этой сети. Очевидны два пути распространения электромагнитных помех: индуктивный (через излу чение электромагнитного поля) и кондуктивный (по проводам), хотя эти два явления взаимосвязаны и можно говорить только о доминиро вании влияния того или иного явления на работу конкретных энерге тических или информационных устройств Позднее эта проблема стала актуальной и для электроэнергетики в виде проблемы «засорения» электрических сетей при кондуктивном сопряжении с ними (по проводам) получивших широкое распростра нение вентильных преобразователей и других нелинейных нагрузок, являющихся источником высших гармоник и субгармоник тока, т.е.

гармоник с частотой ниже частоты напряжения питающей сети.

Для количественной характеристики степени электромагнитной совместимости питающей сети и нагрузки имеется система показате лей качества электрической энергии, закрепленная стандартом [43]. В рамках этого раздела мы ограничимся рассмотрением одного вопроса обратного негативного влияния вентильного преобразователя на пи тающую сеть – вопроса искажения формы напряжения сети от несину соидального характера входного тока вентильного преобразователя.

Знание формы и спектрального состава входных токов типовых вентильных преобразователей позволяет рассчитывать и этим прогно зировать степень обратного влияния вентильного преобразователя на питающую сеть автономной системы. Для такого расчета необходимо иметь математические модели питающей сети и вентильного преобра зователя по входу. Математическая модель питающей сети может быть получена по заданной топологии сети и известным параметрам ее элементов. В случае сложных структур сети математической мо делью сети служит частотная характеристика сети в узле присоедине ния. В первом приближении сеть эквивалентируется источником ЭДС с индуктивным реактансом сети Хс, активные сопротивления сети обычно не учитываются На рис. 3.13.1, а приведена схема с потреби телем в виде трехфазной мостовой схемы выпрямления, а на рис. 3.13.1, б – временные диаграммы входного тока i выпрямителя (при X = ), ЭДС сети e и напряжения на доступных для потреби d телей зажимах сети u.

Наличие трансформатора на входе выпрямителя смоделировано включением приведенной индуктивности рассеивания трансформатора Lк. Напряжение в сети в этом случае искажается на интервалах комму тации в выпрямителе.

LC e uA A L C e uB B L C e uC C Lk Lk Lk i 4 1 Rd Ld а б Рис. 3.13. Питающая сеть представлена в виде источника синусоидальной ЭДС e и последовательной индуктивности Lc, объединяющей все по следовательные индуктивности цепи от точки выработки электроэнер гии до точки ее потребления.

Провалы в кривой напряжения сети u обусловлены тем, что теперь все коммутационное падение напряжения ux (см. раздел 3.1) делится между индуктивностями Lc и Lk и напряжение на входе преобразовате ля будет Lc u = e - ux = e - Lc di. (3.13.1) Lc + Lk dt На этом уровне приближения вентильный преобразователь по вхо ду замещается источником тока известной формы. Расчетная схема системы источник – преобразователь будет иметь вид, показанный на рис. 3.13.2.

Рис. 3.13. Исходя из дифференциального уравнения для напряжения сети u u = e - Lc di (3.13.2) dt получаем действующее значение напряжения высших гармо ник сети методом АДУ2 [21] ( ( UВГ = LсIВГ1) = LсI(1)KГТ (3.13.3) и действующее значение напряжения первой гармоники сети методом АДУ ( 2 U1 = E1 - 2LcE1I1 sin 1 + 2L2I1 (KГТ).

c В итоге коэффициент гармоник напряжения сети, который не должен превосходить значения Kг.ст, задаваемого ГОСТ 13109 98, а именно 0,08, будет ( UВГ LcI1KГТ KГ = = Kг.ст. (3.13.4) ( U1 2 E1 - 2LcE1L1 sin 1 + 2L2I1 (KГТ) c Используя определение коэффициента кратности тока короткого замыкания сети номинальному току преобразова теля Ккз, равного к тому же отношению полной мощности ко роткого замыкания сети к номинальной полной мощности на входе преобразователя E1 1 E1 E1 1 Sкз Kкз = = =, (3.13.5) Lс I1.н E1 Lc E1I1.н S1.н запишем выражение (3.13.4) в виде ( KГТ1) KГ = Kг.ст. (3.13.6) ( Kкз - 2Kкз sin 1 + (KГТ) Предельно простое выражение для КГ получается при пре небрежении разницей между U1 и Е1 в определении КГ по (3.12.4), т.е.

( ( UВГ LcI1KГТ KГТ KГ = = = Kг.ст. (3.13.7) E1 E1 Kкз Из (3.13.7) находится предельная мощность вентильного преобра зователя, подключаемого к сети с известной мощностью короткого замыкания Sкз K Kг.ст Г Т Kкз = =, откуда Sн = Sкз. (3.13.8) ( Sн Kг.ст K ГТ При прочих равных условиях эта мощность преобразователя об ратно пропорциональна дифференциальному коэффициенту гармоник его входного тока. Это позволяет для каждого типа преобразователя просто определить его предельную мощность при питании от сети с заданной мощностью короткого замыкания.

В отличие от рассмотренного случая с единственным нелинейным потребителем в сети переменного тока в электрических сетях общего пользования присутствует множество нелинейных потребителей, ре зультирующее обратное действие на сеть которых может как сумми роваться, так и ослабляться. Расчет обратного влияния для этого слу чая дан в [20]. В Европейских нормативах на качество электрической энергии обычно указывают (из опыта) предельную мощность подклю чаемого вентильного преобразователя (р = 6, 12) в долях мощности короткого замыкания сети.

Таким образом, вентильный преобразователь, вопреки житейско му правилу «не кусать руку, которая тебя кормит», потребляя из сети активную мощность, «изливает» в нее мощность по высшим гармони кам, которая портит форму напряжения в сети и тем самым осложняет работу других потребителей электроэнергии в сети. Для ограничения этого негативного влияния вентильных преобразователей на питаю щую сеть применяют следующие меры, кроме ограничения соотноше ния мощностей преобразователя и питающей сети:

1) увеличение числа эквивалентных фаз преобразователя (см. раз делы 3.6 и 3.8);

2) применение схем преобразователей с улучшенной формой вход ного тока (см. раздел 3.11.3);

3) фильтрацию входных токов преобразователя, как правило, с по мощью параллельного подключения к сети последовательных LC фильтров, настроенных на доминирующие гармоники входного тока (5, 7, 11, 13) [20];

4) использование схем активной фильтрации входного тока, ком пенсирующих отклонения входного тока преобразователя от синусои дальной формы [20] (см. часть 2 курса).

ВОПРОСЫ К ГЛАВЕ Порой опять гармонией упьюсь, Над вымыслом слезами обольюсь...

А.С. Пушкин 1. Какова схема замещения реального трансформатора в составе математической модели выпрямителя?

2. Дайте определение угла коммутации выпрямителя.

3. Что определяет внешняя характеристика управляемого выпря мителя?

4. Почему внешние характеристики управляемого выпрямителя с идеальным фильтром параллельны при различных значениях ?

5. Напишите обобщенное уравнение внешней характеристики вы прямителя.

6. Дайте определение режима прерывистого тока выпрямителя.

7. Как сказывается режим прерывистого выпрямленного тока на внешние и регулировочные характеристики выпрямителя?

8. К какому эквивалентному режиму можно свести режим работы выпрямителя на нагрузку с емкостным фильтром?

9. Какой преобразователь называется зависимым инвертором?

10. Как перевести в режим зависимого инвертора выпрямитель, на груженный на противоЭДС?

11. Перечислите основные характеристики зависимого инвертора.

12. Почему невозможна работа зависимого инвертора с углом =0?

13*. По каким причинам возможен переход зависимого инвертора в режим «опрокидывания»?

14*. Что устанавливает в выпрямителе закон Чернышева?

15. Какие номера гармоник имеются в первичных токах выпрями телей?

16. Какие номера гармоник имеются в выпрямленном напряжении выпрямителя?

17. При каком числе вторичных фаз трансформатора выпрямителя трансформатор используется оптимально?

18*. Как сказывается угол коммутации на использовании транс форматора выпрямителя?

19. Дайте определение КПД выпрямителя и зависимого инвертора.

20. Дайте определение коэффициента мощности выпрямителя и за висимого инвертора.

21*. Почему требуются вентили с полным управлением при регу лировании выпрямленного напряжения углом опережения оп?

22*. В чем отличие входного тока выпрямителя с широтно импульсным регулированием от входного тока выпрямителя с фазо вым регулированием (отстающим или опережающим)?

23. Чему равен входной коэффициент мощности выпрямителя с принудительным формированием кривой первичного тока?

24. В чем проявляется обратное влияние вентильного преобразова теля на питающую сеть?

25. От каких параметров входного тока выпрямителя зависит сте пень его обратного влияния на питающую сеть?

26*. От каких параметров нескольких потребителей зависит их парциальное обратное влияние на питающую сеть?

27. Каковы пути улучшения электромагнитной совместимости вен тильных преобразователей с питающей сетью?

УПРАЖНЕНИЯ К ГЛАВЕ И пальцы просятся к перу, Перо к бумаге...

А.С. Пушкин 1.* Выведите соотношение между напряжением короткого замыка ния трансформатора и его индуктивностью рассеивания (анодной ин дуктивностью La), пренебрегая активными сопротивлениями обмоток.

2. Однофазный мостовой выпрямитель с Id = 10 А питается от трансформатора с U1 = 220 В, Кт = 2, La = 0,01 Гн. Найти среднее зна чение напряжения на нагрузке (Xd = ).

3.* Из какого условия можно получить зависимость среднего зна чения выпрямленного тока в предельно-непрерывном режиме от угла регулирования ?

4.* Вычислить значение вынужденного угла регулирования В в бестрансформаторной трехпульсной схеме выпрямления при величине противоЭДС 200 В.

5.* Выпрямитель по трехфазной мостовой схеме с трансформато ром, имеющим Кт = 2 и La = 0,005 Гн, работает с углом = 800 на про тивоЭДС. С какого значения выпрямленного тока начнется режим за висимого инвертирования?

6. Трехпульсный выпрямитель трехфазного тока со схемой обмо ток трансформатора /0 нагружен на противоЭДС. Угол регулирова ния = 300, Кт = 1, La = 0,01 Гн, U0 = 200 В. Чему будет равно при этом среднее значение выпрямленного тока?

7. Какое минимальное значение угла регулирования min требуется установить в бестрансформаторном однофазном мостовом зависимом инверторе, если время восстановления управляющих свойств тиристо ров равно 200 µксек (Xd = )?

8.* Какое максимальное значение инвертируемого тока допустимо в трехфазном мостовом зависимом инверторе при = 300, La = = 0,005 Гн, Кт = 2 при тиристорах с нулевым временем восстановления управляемости?

9.* Рассчитайте коэффициент гармоник сетевого тока эквивалент ного двенадцатифазного выпрямителя на базе двух трехфазных мос тов.

10. Рассчитайте входной коэффициент мощности шестипульсного управляемого выпрямителя, работающего с = 600 и имеющего = 200.

11. В шестипульсном выпрямителе были определены потери ак тивной мощности на холостом ходу Рхх = 200 Вт и при номинальном токе нагрузки: в трансформаторе – 600 Вт, в сглаживающем дросселе фильтра – 200 Вт, в вентилях – 400 Вт, причем соотношение состав ляющих потерь мощности в динамическом сопротивлении вентиля и в источнике, моделирующем напряжение отсечки прямой вольт амперной характеристики вентиля, равно 1:1. Мощность нагрузки кВт. Определить КПД при данной и половинной нагрузке выпрямите ля, считая Ud = const.

12. Рассчитать входной коэффициент мощности выпрямителя с принудительным формированием кривой первичного тока, если ам плитуда первой гармоники тока, совпадающей по фазе с напряжением, равна 10 А, а амплитуда высокочастотной пульсации этого тока равна 2 А.

13. Оценить предельную мощность шестипульсного выпрямителя, подключаемого к питающей сети и работающего с углом коммутации = 200, если мощность короткого замыкания узла сети равна кВА.

4. МОДЕЛЬНЫЙ ПРИМЕР ЭЛЕКТРИЧЕСКОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЯ К беде неопытность ведет...

А.С. Пушкин И опыт, сын ошибок трудных, И гений, парадоксов друг, И случай, бог изобретатель.

А.С. Пушкин Задание. Необходимо спроектировать выпрямитель для обеспече ния пуска двигателя постоянного тока типа П2 с током не более номи нального тока якоря и обеспечить длительную работу с номинальным моментом (током) при номинальной скорости вращения с постоянным потоком возбуждения. Параметры двигателя: Рн = 100 кВт, Uян = В, nн = 1000 об/мин. Допустимые пульсации тока якоря не более 7 % Idн. Обмотка возбуждения: UB = 220 В. Требуется определить парамет ры сетевого трансформатора, параметры вентилей выпрямителей якорной цепи и обмотки возбуждения, параметры сглаживающих дросселей выпрямителей. Ограничивающее требование: входной ко эффициент мощности выпрямителя в номинальном режиме должен быть не ниже 0,8. Трехфазная питающая сеть 220/380 В с доступной нейтралью. Мощность короткого замыкания сети в узле присоедине ния преобразователя Sкз = 5 000 кВАр, т.е. коэффицинт Ккз=50.

Проектирование нового выпрямителя содержит два качественно различных этапа.

1. Этап структурного синтеза, на котором определяется структура (принципиальная схема) выпрямителя.

2. Этап параметрического синтеза, на котором рассчитываются па раметры элементов выбранной структуры (принципиальной схемы) выпрямителя.

4.1. ВЫБОР СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЯ (ЭТАП СТРУКТУРНОГО СИНТЕЗА) Формальных (математических) методов синтеза структур вентиль ных преобразователей по требованию задания пока в силовой электро нике практически нет, хотя исследования в этом направлении прово дятся [19,49]. Поэтому процедура синтеза схемы выпрямителя сводит ся к процедуре ее выбора из множества известных на основании зна ния их свойств. Таким образом, необходима база данных по схемам выпрямителей. В тех случаях, когда не удается выбрать подходящую схему выпрямителя из числа известных, потребуется или изобретение новой схемы, или корректировка задания на проектирование выпрями теля.

По результатам анализа базовых схем выпрямителей однофазного и трехфазного напряжения составлена сводная таблица 4.1.1 их свойств. Ввиду многомерности вектора свойств каждой схемы, обра зованного параметрами колонок таблицы, выбор схемы при проекти ровании нового выпрямителя с требуемыми выходными параметрами потенциально неоднозначен и для молодого специалиста обычно за труднен. Поэтому ниже дан пример алгоритма выбора схемы выпря мителя исходя из трех заданных параметров выхода выпрямителя (Pd0, Ud0, Id) с учетом в векторе свойств схемы только двух компонентов:

использования типовой мощности трансформатора и использования вентилей по обратному напряжению. При этом предполагается, что в распоряжении проектировщика имеются вентили с максимальным значением обратного напряжения до 1000…1500 В, а коэффициент запаса по напряжению вентилей при проектировании равен 1,5…2.

Несмотря на всю условность этого алгоритма выбора схемы, он будет полезен как возможный образец подхода до тех пор, пока у проекти ровщика не появится собственный опыт.

В соответствии с заданием на проектирование и алгоритмом выбо ра схемы выпрямителя по рис. 4.1.1 наш выпрямитель должен быть трехфазным (Pd0 = 100 кВт) и двухполупериодным (мостовая схема), так как требуется достаточно высокое выпрямленное напряжение.

В общем случае решение подобных задач принятия решений мож но формализовать, создав в виде программы для ЭВМ соответствую щую экспертную систему, основанную на базе знаний силовой электроники.

Выпрямитель обмотки возбуждения также трехфазный, но в связи с невысоким значением выпрямленного напряжения может быть вы полнен по однополупериодной схеме. Поскольку коэффициенты пре образования по напряжению выбранных схем выпрямителей различа ются в два раза и их требуемые выпрямленные напряжения также раз личаются в два раза, возможен вариант питания обеих схем от одной системы вторичных обмоток трансформатора. А с учетом того, что коэффициент трансформации трансформатора больше единицы, но близок к ней (понижающий трансформатор), возможен вариант пита ния выпрямителей непосредственно от сети (без трансформатора вы прямителя). Таким образом, для проектировщика здесь имеются три альтернативных решения и по результатам расчета надо выбрать одно, что потребует привлечения еще каких-то дополнительных предпочте ний лицом, принимающим решение (ЛПР), если проектировщик и ЛПР являются разными лицами.

Т а б л и ц а Параметры базовых схем выпрямителей Параметры ВП в целом Вентили Трансформат Cхема qm2 Ud0 Id X KП(1) KГ Ia* Kф Ka Ubm* Sb/Sb’ S2* S1* KтU1 KтI m1=1, m2=2, q=1 2 0,9 1,11 0,9 0,667 0,24 0,5 2 3,14 3,14/6,28 1,57 1, m1=m2=1, q=2 2 0,9 1,11 0,9 0,667 0,24 0,5 2 1,57 3,14/6,28 1,11 1, m1=m2=3, q=1 3 1,17 1,21 0,79 0,25 0,06 0,33 3 2,09 2,09/6,28 1,48 1,21 треугольник-звезда m1=m2=3, q=1 3 1,17 1,48 0,83 0,25 0,06 0,33 3 2,09 2,09/6,28 1,71 1, звезда-зигзаг m1=3, m2=6, q=1 6 1,17 2,56 0,955 0,057 0,0067 0,166 6 2,09 2,09/6,28 1,48 1,045 с уравнительным Базовые схемы выпрямителей нет да Pd0 3–5 кВт Выпрямители Выпрямители однофазного тока трехфазного тока нет Ud0 200 В да нет Ud0 200 В да m1=1 m1 =m2=1 q=1 q= m2=2 q=1 m1=m2=3 m1=m2= q= нет Id 300–500 А да m1=m2 =3 q= q=1 m1= m2= звезда- Id 70–100 А треугол.- зигзаг звезда нет да Рис. 4.1. 4.2. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ УПРАВЛЯЕМОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ (ЭТАП ПАРАМЕТРИЧЕСКОГО СИНТЕЗА) Расчет выпрямителя для якорной цепи с учетом реальных парамет ров элементов схемы на базе результатов главы 3 требует знания па раметров элементов. Расчет выпрямителя на идеальных элементах на базе результатов главы 2 не требует параметров реальных элементов.

Поэтому проектировать выпрямитель приходится в два этапа. На первом этапе на основании результатов главы 2 оценивается тип эле ментов для идеального выпрямителя и для этих элементов по справоч никам находятся их реальные параметры. На втором этапе делается корректирующий расчет выпрямителя с учетом реальных параметров элементов на основании результатов главы 3.

4.2.1. ОЦЕНКА ЭЛЕМЕНТОВ ИДЕАЛЬНОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ Напряжение питающей сети по стандарту [43] на качество элек трической энергии может максимально отклоняться от номинала до ± 10 %. Поэтому необходимо обеспечить номинальное выпрямлен ное напряжение и при минимально возможном напряжении сети, при этом угол регулирования в выпрямителе рационально иметь равным нулю. Тогда по (2.2.8), учитывая, что Uя.н. = Ud0, имеем Ud U2 min = = = 188 B, 2,34 2, полагая, что обмотки трансформатора будут соединены по схеме звез да – звезда и коэффициент трансформации входного трансформатора U1min 0,9 Kт = = = 1,05.

U2 min Опираясь на соотношения раздела 2.2.8, находим и все остальные расчетные величины.

Среднее значение выпрямленного тока Pя.н 100 Idн = = = 227 A.

U я.н Среднее значение анодного тока вентиля Idн 454, Ia = = = 76 A.

3 Действующее значение анодного тока вентиля I 454, dн Ia.д = = = 131 A.

3 Выбираем тиристор по среднему значению анодного тока с учетом того, что здесь коэффициент амплитуды Ка = 3. Это тиристор Т9-100, имеющий следующие параметры [25, 27 ]: Rдин = 0,002 Ом, U0 = 1, В. Класс вентиля по напряжению определим после уточнения макси мального обратного напряжения на вентиле.

Действующее значение вторичного тока трансформатора 2 I = I = 227 = 185 A.

2н dн 3 Действующее значение первичного тока трансформатора I I1н 2 = = 177 A.

K 1, т Типовая мощность трансформатора определится с учетом того, что напряжение сети может быть больше номинального Sт = S2 = S1 = 3U1max I1 = 3 1,1 220 177 = 143 кВА.

По справочнику [25, 27] для трансформатора ближайшей большей мощности типа ТСП-160 имеем следующие параметры:

Ркз = 2,3 кВт, Рхх = 0,7 кВт, Uк = 6,2 %.

Если по коэффициенту трансформации Кт готовый промышленный трансформатор не подходит, то потребуется проектирование и изго товление своего трансформатора, который будет иметь примерно те же значения интересующих нас параметров. Поэтому через эти пара метры трансформатора определим нужные нам параметры элементов Т-образной схемы замещения трансформатора.

Модуль полного сопротивления короткого замыкания трансформа тора U 0,062 кз Z1к = = = 0,077 Ом.

I1н Активное сопротивление обмоток трансформатора, приведенное ко вторичной стороне, Pкз Rтр = R1 + R2 = = = 0,022 Ом.

3I 2н Реактивное сопротивление рассеивания обмоток трансформатора, приведенное к первичной стороне, 2 X1к = Z1к - Rт р = (0,077)2 - (0,022)2 = 0,073 Ом.

Тогда то же сопротивление, приведенное ко вторичным обмоткам трансформатора и называемое уже анодным сопротивлением Ха, будет X1к 0,073 X a X = = = 0,067 Ом La = = 0,210-3 Гн.

a K 1, т Осталось оценить параметры реального сглаживающего реактора Ld, расчет которого делается для наихудшего по качеству выпрямлен ного тока режима с максимально возможным углом регулирования max. Этот угол регулирования появится при работе выпрямителя с максимальным напряжением в сети и будет определяться из регули ровочной характеристики выпрямителя Udн = Ud0max cos max = 2,34 U2max cos max.

Тогда Udн cosmax = = = 0,87, max = 300.

2,34U2 min 1,2 2,34 180 1, Коэффициент пульсаций выпрямленного тока задан не хуже 0,07, т. е.

I d (6) Kп.т = 0,07, откуда Id(6) = 0,07 227 = 16 А, I dн где Id(6) – амплитуда первой гармоники пульсаций выпрямленного то ка, являющейся в шестипульсном выпрямителе шестой гармоникой по отношению к частоте напряжения питающей сети. Эта гармоника в токе определяется через соответствующую гармонику в выпрямлен ном напряжении, которая в соответствии с соотношением (3.7.4) при максимальном напряжении сети 242 В будет Ud(6) = 0,18 556 = В.

Отсюда требуемая суммарная индуктивность контура выпрямлен ного тока U d(6) Ld = = = 3,410-3 Гн.

61I 6 d (6) откуда индуктивность сглаживающего реактора Ld = Ld - 2La = 3,410-3 - 20,210-3 = 310-3 Гн.

По справочнику [27] подбираем подходящий сглаживающий реак тор на ток не менее 225 А. Это реактор типа ФРОС-250. У него актив ное сопротивление обмотки будет Rф = 0, 012 Ом при индуктивности 3,210-3 Гн.

Теперь можно скорректировать расчет выпрямителя с учетом ре альных параметров элементов.

4.2.2. РАСЧЕТ ВЫПРЯМИТЕЛЯ С УЧЕТОМ РЕАЛЬНЫХ ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ Наличие реальных элементов приводит к появлению при нагрузке выпрямителя потери напряжения внутри выпрямителя U, что потре бует завышения напряжения холостого хода выпрямителя, которое в соответствии с обобщенным уравнением внешней характеристики (3.1.14) равно (при минимальном напряжении сети) X a U + I + 2(R1 + R2)+ qRдн + Rф + qU dн d U = = d0 min cos min = 440 + 227 3 0,067 + 0,022 2 + 2 210-3 + 0,012 + 21,3 = 479 B.

Внутри выпрямителя теряется напряжение U U = U -U = 479 - 440 = 39 B.

d0 min dн Тогда соответствующее ему действующее значение вторичного на пряжения трансформатора при минимальном напряжении сети U d0 min U = = = 204,7 B 2 min 2,34 2, и коэффициент трансформации U1min 0,9 K = = = 0,97.

т U 204, 2 min Отсюда видно, что теперь бестрансформаторный вариант выпря мителя обеспечит возможность сохранения напряжения на нагрузке при снижении напряжения сети только на 7 %, что соответствует сни жению напряжения в пределах нормы (–5 %, +5 %) стандарта [43].

При максимально допустимом снижении напряжения в сети на 10 % напряжение на нагрузке снизится от номинального в этом случае око ло 3 %. Это будет «плата» за экономию на входном трансформаторе.

Типовая мощность трансформатора останется прежней, если не учитывать влияния коммутации на нее. Для оценки этого влияния най дем сначала угол коммутации по (3.1.7) для случая максимального напряжения в сети:

Id X a = arccoscos - - = 2U2 sin m 227 0, = arccoscos30 - - 30 = 60.

2 230,5 0, Типовая мощность трансформатора с учетом поправок на комму тацию в соответствии с (3.9.4) изменяется мало и может не учитывать ся.

Теперь можно определить параметры вентилей по обратному на пряжению, которое может достигать при максимальном напряжении сети следующего значения:

Ub max = 1,2U 1,045 = 1,2 4791,05 = 670 B.

d0 min С учетом возможных импульсных перенапряжений внутри выпря мителя и в сети выбирают вентиль с коэффициентом запаса по напря жению 1,5…2. В итоге это будет вентиль Т9-100 не ниже 10 класса.

Класс вентиля, умноженный на 100, определяет максимально допус тимое прямое и обратное напряжение на нем.

Уменьшение Кт приведет к корректировке максимального значения угла регулирования ’max, который теперь будет Udн cos max = = = 0,75, = 410.

max 2,34U2min 1, 2 2,34 208, 41, Шестая гармоника выпрямленного напряжения теперь должна оп ределяться с учетом появившегося угла коммутации [8] и будет равна Ud(6) = 0,24 556 = 133,4 В.

Пропорционально на 30 % увеличится и индуктивность сглажи вающего реактора Ld.

Осталось проверить ограничение задания на входной коэффициент мощности. Для этого необходимо знать активную мощность на входе выпрямителя с учетом ее потерь внутри выпрямителя. Потери мощно сти в трансформаторе будут Id Pтр = Pxx + Pкз = 0,7 + 2,3 = 3 кВт.

Idн Потери активной мощности в вентилях Pв = 6(IaU0 + Ia.дRд.н)= 6(76 1,3 +1312 2 10-3) = 0,8 кВт.

Потери активной мощности в сглаживающем реакторе Pф = Id Rф = 2522 12 10-3 = 0,7 кВт.

Общие потери мощности внутри выпрямителя P = Pтр + Pв + Pф = 3 + 0,8 + 0,76 = 4,56 кВт.

Тогда входной коэффициент мощности выпрямителя при номи нальном значении напряжения сети будет P1 Pd + P (100 + 4,56) н = = = = 0,9, S1 3U1н I1н 3 220 а при максимальном напряжении сети P1 Pd + P 104,56 min = = = = 0,81, S1max 3U1max I1н 3 242 т. е. выше, чем заданное ограничение.

КПД выпрямителя при номинальном напряжении сети Pd Pd = = = 100% = 95,6 %.

P1 Pd + P 104, Таким образом, спроектированный выпрямитель удовлетворяет всем требованиям задания.

Теперь осталось проверить, удовлетворяет ли выпрямитель требо ваниям ГОСТ 13109 [43] в части вносимого искажения напряжения сети в узле присоединения.

По соотношению (3.12.7) определяется коэффициент гармоник на пряжения узла сети, обусловленный несинусоидальностью входного тока выпрямителя. Дифференциальный коэффициент гармоник перво го порядка входного тока выпрямителя при н = 100 (при U1н = 220 В, н = 150) равен по (3.9.8) Kг.т = -1 = -1 = 4,12.

Так как Idн X a н = arccos - - н = cosн 2 U2н sin 227 0, = arccos - -150 = 100.

0, 2 209 0, Тогда коэффициент гармоник напряжения сети, в ГОСТ 13109 на зываемый коэффициентом несинусоидальности, будет здесь равен ( KГТ 4, KГ = = = 0,08, Kкз что допустимо по новому ГОСТ 13109-98, который вводится с 01.01.2000 г.

По найденным параметрам элементов схемы можно оценить массо габаритные показатели спроектированного выпрямителя по удельным показателям массы и габаритов элементов (см. раздел 1.1.2).

Аналогично рассчитывается и выпрямитель обмотки возбуждения электрического двигателя.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Друзья, простите, завещаю Вам все, чем рад и чем богат.

А.С. Пушкин Теория и схемотехника выпрямителей и зависимых инверторов с фазовым способом регулирования, являющихся старейшими видами вентильных преобразователей электрической энергии, к настоящему времени полностью сложились. Наиболее глубокое изложение теории классических схем выпрямления с одновременным учетом всех пара метров схемы замещения трансформатора дано в разделах [40, 41], а с учетом параметров входного синхронного генератора – в [42]. Теория мощных выпрямителей с цепями продольной и поперечной емкостной компенсации рассмотрена в книге [43], а с цепями внутренней ком пенсации – в [45]. Многие проблемы практики выпрямителей (защита, охлаждение, диагностика) даны в [46]. Вопросы классификации, син теза новых схем выпрямителей и теории их внешних характеристик в полном диапазоне изменения нагрузки вплоть до режима КЗ рассмот рены в емких по содержанию статьях [47, 48], где приведены основ ные итоги анализа 130 схем выпрямления. Классические и новые ме тоды анализа и синтеза схем вентильных преобразователей всех клас сов, а также новые подходы к теории энергопроцессов в системах с вентилями рассмотрены в академически глубоких монографиях соот ветственно [49, 50] и [39], а также в книге [50], с которой в СССР и начались поиски новых подходов к методам анализа энергопроцессов в вентильных преобразователях. Дополнительные ссылки на литерату ру по выпрямителям и зависимым инверторам можно почерпнуть из списков литературы в указанных источниках.

Обилие доли выпрямительной нагрузки, особенно в бытовых элек трических сетях, и вследствие этого значительное ее обратное влияние на качество электрической энергии в сети привели к тому, что прежде всего в странах Западной Европы были приняты жесткие стандарты, строго регламентирующие допустимую степень искажения тока нели нейного потребителя. В случае использования классических схем вы прямителей с фазовым регулированием это требует применения у них входных LC-фильтров, ослабляющих высшие гармоники входных то ков выпрямителей до допустимых значений. В ответственных случаях применяют активные фильтры, компенсирующие искажения входного тока выпрямителя (см. часть 2 пособия).

Другой путь улучшения электромагнитной совместимости выпря мителей с питающей сетью дала сама силовая электроника. Появление широкой гаммы доступных по цене вентилей с полным управлением (транзисторы, запираемые тиристоры), близких по свойствам к иде альным ключам, позволило дать новые технические решения для вы прямителей с опережающим фазовым регулированием и с широтно импульсным регулированием параметров преобразуемой энергии, ока завшиеся особенно конструктивными. Идеи этих новых подходов рас смотрены в разделе 3.11. Эти инновации сейчас интенсивно развива ются как в направлении схемотехники, так и в направлении совершен ствования алгоритмов управления, конечная цель их – энергосбереже ние. Здесь есть большой простор для творчества и бакалавров, и маги странтов, и инженеров, и аспирантов, и докторантов.

ЛИТЕРАТУРА Самостоянье человека – Залог величия его...

А.С. Пушкин 1. Каганов И.Л. Промышленная электроника (общий курс). – М.:

ВШ, 1968.–559 с.

2. Забродин Ю.С. Промышленная электроника. – М.: ВШ, 1982. – 496 с.

3. Руденко В.С., Сенько В.И., Трифонюк В. В. Основы промышлен ной электроники. – Киев: Вища школа, 1985. – 450 с.

4. Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е. Промышленная электроника. – М.:

Энергоатомиздат, 1988. – 320 с.

5. Розанов Ю.К. Основы силовой электроники. – М.: Энергоатом издат, 1992. – 296 с.

6. Немцев Г.А., Ефремов Л.Г. Энергетическая электроника. – М.:

Пресс-сервис, 1994. – 320 с.

7. Грабовецкий Г. В. Промэлектроника: Конспект лекций для сту дентов ЭМФ / НЭТИ. – Новосибирск, 1958.–87с.

8. Каганов И.Л. Электронные и ионные преобразователи. Ч.3. – М.:

ГЭИ, 1956. – 528 с.

9. Размадзе Ш.М. Преобразовательные схемы и системы. – М.:

ВШ, 1967. – 527 с.

10. Чиженко И.М., Руденко В.С., Сенько В.И. Основы преобразова тельной техники. – М.: ВШ, 1974. – 430 с.

11. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Преобразовательная техника. – Киев: Вища школа, – 1978. – 424 с.

12. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Основы преобразова тельной техники. – М.: ВШ, 1980. – 424 с.

13. Справочник по преобразовательной технике. – Киев: Техника, 1978. – 447 с.

14. Силовая электроника. Примеры и расчеты. – М.: Энергоиздат, 1982. – 384 с.

15. Энергетическая электроника: Справочное пособие. – М.: Энер гоатомиздат, 1987. – 464 с.

16. Зиновьев Г.С. Основы преобразовательной техники. Ч.1. Систе мы управления вентильными преобразователями / НЭТИ.– Новоси бирск, 1971. – 102 с.

17. Зиновьев Г.С. Основы преобразовательной техники. Ч.2. Вы прямители с улучшенным коэффициентом мощности / НЭТИ.– Ново сибирск, 1971. – 79 с.

18. Зиновьев Г.С. Основы преобразовательной техники. Ч.3. Мето ды анализа установившихся и переходных процессов в вентильных преобразователях / НЭТИ. – Новосибирск:, 1975. – 91 с.

19. Зиновьев Г.С. Основы преобразовательной техники. Ч.4. Опыт системного подхода к проектированию вентильных преобразователей / НЭТИ.– Новосибирск:, 1981. – 115 с.

20. Зиновьев Г.С. Электромагнитная совместимость устройств си ловой электроники. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1998. – 90 с.

21. Зиновьев Г.С. Прямые методы расчета энергетических показа телей вентильных преобразователей. – Новосибирск: Изд-во НГУ, 1990. – 220 с.

22. Гнатенко М.А., Зиновьев Г.С. Силовая электроника. Ч.1: Мето дическое руководство к лабораторным работам. – Новосибирск: Изд во НГТУ, 1998. – 21 с.

23. Зиновьев Г.С., Макаревич А.Ю., Попов В.И. Силовая электрони ка. Ч.2: Методическое руководство к лабораторным работам. – Ново сибирск: Изд-во НГТУ, 1999. – 31 с.

24. Васильковский А.И., Зиновьев Г.С. Силовая электроника. Ч.3:

Методическое руководство к лабораторным работам. – Новосибирск:

Изд-во НГТУ, 1999. – 35 с. (в печати).

25. Горбань С.Н., Даниленко Д.В., Обухов А.Е., Зиновьев Г.С.

Удельные энергетические и массогабаритные показатели элементов силовых схем вентильных преобразователей: Учебно-справочное по собие. – Бердск: Copy Center, 1996. – 58 с.

26. Попов В.И. Преобразовательная техника: Методическое руко водство к лабораторным работам / НЭТИ. – Новосибирск:, 1980. – с.

27. Попов В.И. Преобразовательная техника. Методическое посо бие по курсовому проектированию / НЭТИ. – Новосибирск:, 1980. – с.

28. Иванцов В.В. Преобразовательная техника: Методические ука зания по применению ЭЦВМ при курсовом проектировании / НЭТИ. – Новосибирск:, 1987. – 33 с.

29. Жуйков В.М., Гультяев А.Н. Методические указания к курсово му проектированию по курсу «Автономные преобразователи» / НЭТИ.– Новосибирск:, 1988. – 25 с.

30. Заболев Р.Я., Манусов В.З. Имитационное моделирование элек тромагнитных процессов в управляемых вентильных преобразователях.

Методическое руководство. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1997. – 18 с.

31. Заболев Р.Я. Аварийные режимы в вентильных преобразовате лях: Учебное пособие. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1996. – 72 с.

32. Заболев Р.Я. Анализ токовой и тепловой загрузки тиристоров в управляемых выпрямителях: Методическое руководство к практиче ским занятиям. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1998. – 20 с.

33. Грабовецкий Г.В., Куклин О.Г., Харитонов С.А. Непосредст венные преобразователи частоты с естественной коммутацией для электромеханических систем. Ч.1. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1997.

– 60 с.

34. Харитонов С.А. Энергетические характеристики нелинейных электрических цепей с вентилями. Геометрические аналогии: Учебное пособие. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1998. – 168 с.

35. Перегудов Ф.И., Тарасенко Ф.П. Основы системного анализа. – Томск: Изд-во НТЛ, 1997. – 396 с.

36. Комплектные тиристорные электроприводы: Справочник – М.:

Энергоатомиздат, 1988. – 319 с.

37. Электротехнический справочник / Под ред. В.Г. Герасимова – М.: Энергоатомиздат, 1986.

38. Мерабишвили П. Ф., Ярошенко Е. М. Нестационарные элек тромагнитные процессы в системах с вентилями. – Кишинев: Штиин ца, 1980. – 208 с.

39. Баланс энергий в электрических цепях / В.Е. Тонкаль, А.В. Но восельцев, С.П. Денисюк и др. – Киев: Наукова Думка, 1992. – 312 с.

40. Булгаков А.А. Новая теория управляемых выпрямителей. – М.:

Наука, 1970.

41. Захаревич С.В. Переходные и установившиеся процессы в схе мах электроподвижного состава выпрямительного типа. – М.;

Л.: Нау ка, 1966. – 239 с.

42. Глебов И. А. Электромагнитные процессы систем возбуждения синхронных машин. – Л;

Наука, 1987. – 344 с.

43. Глинтерник С.Р. Тиристорные преобразователи со статически ми компенсирующими устройствами. – Л.: Энергоатомиздат, 1988. – 240 с.

44. ГОСТ 13109-87. Требования к качеству электрической энергии в электрических сетях общего назначения. – М.: Изд-во Стандартов, 1989.

45. Хохлов Ю.И. Компенсированные выпрямители. – Челябинск:

Изд-во ЧГТУ, 1995. – 355 с..

46. Полупроводниковые выпрямители / Под ред. Ф.И. Ковалева. – М.: Энергоатомиздат, 1978. – 448 с.

47. Репин А.М. Критические состояния вентильных преобразовате лей // Изв. АН СССР. Энергетика и транспорт. – 1980, № 4. – С. 71–94.

48. Репин А.М. Новый метод синтеза вентильных схем класса Skm(M)lRL // Вопросы радиоэлектроники. Сер. Общие вопросы, 1983.

– вып. 8, Ч.1. – С. 44–61, Ч.2.– С. 62– 49. Вентильные преобразователи переменной структуры / В.Е. Тон каль, В.С. Руденко, В.Я. Жуйков и др. – Киев: Наукова Думка, 1989. – 336 с.

50. Маевский О.А. Энергетические показатели вентильных преоб разователей. – М.: Энергия, 1978. – 320 с.

ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ Алгебраизация дифференциальных выпрямленного напряжения уравнений (АДУ) входного тока выпрямителя метод АДУ1 метод АДУ2 50 Закон Чернышева для первичных метод АДУ(1) 53 токов метод АДУМ1 55 Зона прерывистого выпрямленного метод АДУМ2 55 тока методАДУМ(1) 55 Инвертор:

Вентиль: зависимый (ведомый сетью) идеальный 70 независимый (автономный) нулевой 66 • напряжения с неполным управлением Индуктивность анодная La с полным управлением 22 Коммутация вентилей:

Выпрямитель:

естественная ЕК двухпульсный 71, искусственная ИК трехпульсный 81, принудительная ПК шестипульсный 93, Контур коммутации двенадцатипульсный 151 Корректор коэффициента на полностью управляемых мощности вентилях Коэффициент:

неупрявляемый амплитуды Ка управляемый гармоник Кг реверсивный РВП 170 ( ( • дифференциальный Kгq) Гармоники:

управление тиристора Uупр • интегральный q-го порядка скорость нарастания Kг(q) • прямого напряжения, искажения Ки du предельная кратности тока короткого dt пред замыкания Ккз мощности • прямого тока, несинусоидальности Кнс di преобразования предельная dt пред • по напряжению Кп.н. • по току Кп.т. • тока управления полезного действия diуэ • энергетическийэ требуемая пульсаций Кп dt треб сдвига соs ток анодный среднее трансформации Кт значение Iа формы Кф ток удержания Iуд Методы расчета энергетических частота переключения, показателей:

предельная fmax интегральный Подмагничивание середника прямой трансформатора вынужденное спектральный Мощность: • однонаправленное активная Р 41 знакопеременное короткого замыкания Sкз Показатель защитный i2dt полная S Показатель устройства:

рективная Q удельной массы Мs • парциальная Q1 удельного объема Vs установленная (типовая) удельной стоимости Cs • вентилей Sв удельных потерь • конденсаторов Sc • в единицы массы PM • реакторов SL • трансформаторов Sт • в единице объема PV Напряжение короткого замыкания трансформатора Uк • на единицу мощности PS Опрокидывание зависимого Полупериодность выпрямления инвертора двухполупериодное Параметры тиристора:

однополупериодное амплитуда обратного тока Ib.m.ax Преобразователь вентильный:

время включения и выключения ДТ/ДТ – преобразователь tвкл, tвыкл 24, частоты время восстановления ДТ/ДТ(Н) – регулятор управляющих свойств tв переменного напряжения заряд восстановления Qв ДТ/ДТ(Ф) – преобразователь напряжение отсечки прямой числа фаз вольт-амперной характеристики АТ/ДТ(Ч) – умножитель Напряжение:

частоты максимально допустимое Ub.m.ax ДТ/ОТ – выпрямитель 35 Триак ОТ/ДТ – инвертор 36 Угол восстановления управляющих ОТ/ОТ – преобразователь свойств тиристора в постоянного напряжения коммутации Прерывистость выпрямленного регулирования тока 120, • вынужденный в Пульсность выпрямителя р • опережающий оп Реактор уравнителбный 93, отстающий Регулирование выпрямленного Условие согласования управления напряжения:

в РВП релейное Условия перевода в режим фазовое зависимого инвертора • опережающее Фильтр выпрямителя сглаживающий • отстающее активный широтно-импульсное 161, индуктивный Регулятор реактивной (неактивной) емкостный мощности комбинированный Рекуперация Функция коммутационная:

Симистор вентиля в Системотехника 11, преобразователя п Скважность импульсов Характеристика:

Снаббер вольт-амперная Совместимость электромагнитная • симистора Сопротивление • тиристора динамическое Rдин • транзистора тепловое Rni выпрямителя Степень регулирования • внешняя выпрямленного напряжения Ср • регулировочная Субгармоники 109, • энергетическая Схема замещения:

зависимого инвертора вентиля • входная выпрямителя • ограничительная • по входу •регулировочная • по выходу трансформатора 111, Тиристор запираемый GTO (с полным управлением, двухоперационный) коммутируемый по УЭ (JGCT) однооперационный (с неполным управлением) Ток уравнительный 95, Точка естественного зажигания Транзистор биополярный (ВРТ) комбинированный (IGBT) полевой (FET, MOSFET)

Pages:     | 1 | 2 ||



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.