WWW.DISSERS.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

   Добро пожаловать!

Pages:     | 1 || 3 |

«Министерство общего и профессионального образования Российской Федерации НОВОСИБИРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ Г. С. ЗИНОВЬЕВ ОСНОВЫ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ ЧАСТЬ 1 Учебник ...»

-- [ Страница 2 ] --

13. Вычисляется входной коэффициент мощности выпрямителя P = = = = 0.9, так как cos 1(1) = 1, (2.3.24) * S1 I S что дает для Кгт = 0,48.

14. Вычисляется коэффициент преобразования выпрямителя по на пряжению (по гладким составляющим) U 2 d Kпн = = K. (2.3.25) т U 15. Вычисляется коэффициент преобразования выпрямителя по то ку (по гладким составляющим) I I K d d т Kпт = = = = 1.11K. (2.3.26) т I1(1) I I I Иногда определяют коэффициент преобразования выпрямителя по току как I d Kпт = = K = Kпт. (2.3.27) I1 т I По вычисленным значениям Ia (Ia.max), Ub.max по справочнику выби рается тип вентиля. По вычисленным значениям U2, I2, I1, Sт по спра вочнику выбирается готовый трансформатор, а при его отсутствии – по этим данным выдается задание на проектирование трансформатора.

По значению индуктивности сглаживающего реактора и по току в нем подбирается готовый реактор или проектируется новый.

По результатам второго этапа анализа выпрямителя можно сделать следующие выводы.

• Выпрямитель характеризуется плохим использованием транс * форматора, так как Sт > 1 на 34 %. Это обусловлено плохими форма ми токов в обмотках трансформатора, особенно во вторичных из-за однополупериодности выпрямления.

• Выпрямитель характеризуется плохим использованием вентилей по обратному напряжению, которое в раз больше требуемого вы прямленного.

• Выпрямитель характеризуется плохим качеством выпрямленного напряжения (пульсации сравнимы с постоянной составляющей вы прямленного напряжения).

• Низкий входной коэффициент мощности выпрямителя.

Обычно выпрямители однофазного тока при U1 = 220 В применяют до мощностей Pd0 3…5 кВт и при выпрямленном напряжении при мерно до 300 В для данной схемы при условии доступности вентилей с рабочим напряжением не выше 15 класса.

2.4. ВЫПРЯМИТЕЛЬ ОДНОФАЗНОГО ТОКА ПО МОСТОВОЙ СХЕМЕ (m1 = m2 = 1, q = 2) Схема выпрямителя показана на рис. 2.4.1.

Вентильный мост содержит две группы вентилей – катодную (не четные вентили) и анодную (четные вентили). В мостовой схеме ток проводят одновременно два вентиля – один из катодной группы и один из анодной. Правило определения проводящего вентиля в катодной группе сформулировано в предыдущем разде ле. Правило определения проводяще го вентиля в анодной группе – прово дит тот вентиль, потенциал катода кото рого наиболее отрицателен.

Задача анализа является той же, что и предыдущей базовой схемы, т. е. оп ределение свойств схемы и на этой ос нове выработка рекомендаций по облас Рис. 2.4. ти применения выпрямителя. Методика анализа также аналогичная, т. е. сначала качественный анализ электромагнитных процессов с помощью вре менных диаграмм, а на втором этапе – количественный анализ с целью получения расчетных соотношений.

Временные диаграммы напря жений и токов схемы приведены на рис. 2.4.2 в той же последова тельности, что и для предыдущей схемы.

Методика их построения так же прежняя. Отличия в диаграм мах касаются только величины Рис. 2.4. обратного напряжения на вентиле и формы тока во вторичной обмотке трансформатора. При проводящих вентилях 3, 4 моста к вентилю прикладывается в обратном направлении напряжение вторичной об мотки трансформатора u2. Форма тока во вторичной обмотке транс форматора определяется суммой токов вентилей, присоединенных к этой обмотке, например, 1 из катодной группы и 4 из анодной группы.

Наличие тока в обмотке и в положительную и в отрицательную полу волну напряжения свидетельствует о двухполупериодности процесса выпрямления и вследствие этого отсутствии постоянной составляю щей во вторичном токе.

Аналогия большинства диаграмм в этой и в предыдущей схемах обеспечивает и аналогию соответствующих расчетных соотношений.

Приведенные ниже отличия расчетных соотношений обусловлены ука занным отличием двух временных диаграмм – кривой обратного на пряжения и вторичного тока трансформатора. Максимальная величина обратного напряжения на вентиле здесь 2 U U в.т * = = = =.

U U в.т d U E U 2 d d d 0 0 Действующее значение тока во вторичной обмотке трансформато ра определяется так :

=.

I i2 d = 1 I2 d = I 2 2 d d 0 С учетом этого изменяется полная мощность вторичных обмоток трансформатора * = U = 1,11Pd 0 S2 = 1,11.

S2 = U I I 2 d0 d 2 Вследствие этого типовая мощность трансформатора = 1,11Pd 0 1,11.

S S2 = S1 = S* = т т Все остальные энергетические показатели здесь такие же, как в предыдущей схеме.

Таким образом, использование большого подобия процессов в дан ной и предыдущих схемах выпрямления позволило сэкономить не только бумагу и время, но и мышление.

По результатам анализа можно сделать следующие выводы:

• использование трансформатора в двухполупериодной схеме вы прямления лучше, чем в однополупериодной из-за лучшей (более близкой к синусоиде) кривой вторичного тока трансформатора;

• использование вентилей по обратному напряжению в мостовой схеме в два раза лучше, чем в нулевой схеме выпрямления (схеме с выводом нулевой точки трансформатора);

• качество выпрямленного напряжения в рассматриваемой и пре дыдущей схемах выпрямления одинаково, так как они имеют одинако вую пульсность p=qm2 = 2;

• недостатком мостовой схемы является протекание выпрямленно го тока через два последовательно включенных вентиля, что приводит к двойным потерям напряжения и мощности в вентилях с реальными параметрами, заметно снижая КПД выпрямителя при низких значени ях выпрямленного напряжения.

Таким образом, на основании сформулированных свойств мосто вой схемы выпрямления следует заключение о том, что эта схема предпочтительнее нулевой схемы при средних значениях выпрямлен ного напряжения и бесспорно рациональна при высоких значениях выпрямленного напряжения (за пределами рекомендаций по использо ванию нулевой схемы выпрямления).

2.5. ВЫПРЯМИТЕЛЬ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА СО СХЕМОЙ СОЕДИНЕНИЯ ОБМОТОК ТРАНСФОРМАТОРА ТРЕУГОЛЬНИК – ЗВЕЗДА С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ (m1 = m2 = 3, q = 1) Общие замечания по выпрямлению трехфазного тока. При ак тивных мощностях нагрузки более 3…5 кВт токи на входе вы P d прямителя однофазного тока превышают предельно допустимые для бытовых потребителей значения 16…25 А (для промышленных одно фазных потребителей эти пределы могут быть несколько больше, в зависимости от сети). В этих случаях для получения постоянного тока необходимо питание выпрямителя от трехфазной сети. При этом появ ляется множество схем выпрямления в зависимости от способа соеди нения первичных и вторичных обмоток входного трансформатора вы прямителя (треугольник, звезда, зигзаг, двойной зигзаг) изучениe двух вариантов которых и составляет цели в этом и следующем разделах.

Первый вариант однополупе риодного выпрямителя трехфазно го тока, требующий соединения вторичных обмоток трансформа тора в звезду для получения обще го нулевого провода и первичных обмоток – в треугольник, необхо димость чего показана ниже, при веден на рис. 2.5.1.

Цель анализа этой базовой схемы выпрямления остается прежней – выявление ее свойств.

Методика анализа та же: сначала качественный анализ электромаг нитных процессов с помощью Рис. 2.5. временных диаграмм токов и напряжений, а на втором этапе – количе ственный анализ для получения расчетных соотношений и определе ния по ним свойств данного выпрямителя. Допущения при анализе те же самые, что и у однофазных выпрямителей.

Временные диаграммы характерных напряжений и токов выпрями теля представлены на рис. 2.5.2 в той же последовательности, что и для предыдущих схем На первой диаграмме показана трехфазная сис тема напряжений вторичных обмоток трансформатора u2a, u2b, u2c и размечены интервалы проводя щего состояния вентилей катод ной группы, определенные в со ответствии со сформулирован ным выше правилом проводимо сти вентилей катодной группы.

Точки пересечения положитель ных полуволн вторичных напря жений, начиная с которых на вентилях появляется прямое на пряжение, называют точками естественного зажигания (тер мин введен еще в дополупровод никовую эпоху газоразрядных Рис. 2.5. вентилей, когда их вступление в работу происходило за счет «зажига ния» разряда в них). Необходимо обратить внимание на то, что при числе фаз вторичных напряжений три и более точки естественного зажигания и точки перехода вторичных напряжений через нулевые значения не совпадают, поэтому отсчет задержки вступления вентилей в работу относительно соответствующих нулей вторичных напряже ний был обозначен углом на рис. 2.2.4, а отсчет задержки вступле ния вентилей в работу относительно точек естественного зажигания в управляемых выпрямителях обозначается углом.

На второй диаграмме построены кривая выпрямленного напряже ния, как совокупность участков вторичных напряжений по интер ud валам проводимости вентилей и кривая выпрямленного тока id для случая Xd =. На третьей диаграмме приведена форма напряжения на сглаживающем реакторе, воспринимающем переменную составляю щую (пульсации) выпрямленного напряжения. На четвертой диаграм ме показаны диаграмма анодного тока первого вентиля ia1 и кривая обратного напряжения на нем ub1. Последняя определяется как разница мгновенных значений напряжения на аноде вентиля (u2a) и выпрям ленного напряжения udo, отсчитанных относительно общей (нулевой) точки вторичных обмоток трансформатора. Анодный ток вентиля ра вен выпрямленному току на интервале проводимости одного вентиля.

Очевидно, что в данной схеме ток во вторичной обмотке трансформа тора i2a повторяет форму анодного тока вентиля ia1, соединенного по следовательно с обмоткой, что и отражено на первой диаграмме.

Опять обращает на себя внимание однонаправленный характер тока во вторичной обмотке, т. е. присутствие в нем как бы постоянной состав ляющей I2(=), численно равной среднему значению этого тока, т. е.

среднему значению анодного тока вентиля Ia. С учетом этого ток во вторичной обмотке трансформатора условно можно разложить на сумму постоянной составляющей I2(=) и переменной (оставшейся после вычитания I2(=)) составляющей i2() i2= i2() + I2(=). (2.5.1) На основе этого разложения можно сформулировать здесь эмпи рическое правило построения первичного тока трансформатора по найденному вторичному току (пренебрегая по-прежнему током намаг ничивания трансформатора). Так как в первичную обмотку из вторич ной может трансформироваться только переменная составляющая то ка, то, вычтя из кривой вторичного тока постоянную составляющую и учтя коэффициент трансформации, получим i2 I 2(=). (2.5.2) i1 = K т Необходимо отметить, что строгое математическое выражение для первичного тока трансформатора здесь также можно получить из уравнений для намагничивающих сил, составленных по второму зако ну Кирхгофа для магнитных цепей, аналогично тому, как это было сделано в разделе 2.3 и в общем виде будет сделано в разделе 3.5.

На пятой временной диаграмме построены кривая напряжения пер вичной обмотки трансформатора и кривая первичного тока в этой об мотке, расположенной на стержне фазы А магнитопровода трансфор матора.

Из-за наличия постоянной составляющей в токе вторичных обмо ток трансформатора в каждом из трех стержней магнитопровода трех фазного трансформатора возникает нескомпенсированный однона правленный поток вынужденного подмагничивания трансформатора.

Это явление приводит к соответствующему смещению Вподм исходного положения рабочей точки на кривой намагничивания магнитопровода, ограничивая тем самым допустимый диапазон изменения индукции магнитопровода до значений В = Внас – Вподм, меньших значений ин дукции, соответствующей порогу насыщения Внас. В результате для сохранения переменной составляющей потока на прежнем уровне, требуемом заданным напряжением на первичных обмотках, необхо димо пропорционально увеличивать сечение магнитопровода, т. е. его массу и габариты (здесь это увеличение будет равно 1/3 в соответст вии с тем, что постоянная составляющая потока равна трети от ампли туды результирующего потока).

Суммарные затраты на трансформатор (здесь понимаем под «затратами» или стоимость меди и магнитопровода или их массу, или их габаритные размеры в конструкции), при условии эквивалентности за трат на медь и магнитопровод в суммарных затратах, возрастут в этих условиях на 1/32, т. е. на 16,5 %. С учетом условности эквивалентности указанных составляющих затрат можно говорить об увеличении в этом случае типовой мощности трансформатора на 16,5 %, так как использо ванная типовая методика ее расчета не учитывает вынужденного под магничивания трансформатора однонаправленным потоком.

Можно также качественно рассмотреть и вопрос о схеме соедине ния первичных обмоток трансформатора. Если сделать подобный же анализ электромагнитных процессов в трансформаторе при соедине нии его первичных обмоток в звезду, то можно показать, что при на личии во вторичных токах гармоник, кратных трем (режимы с Хd ), в магнитопроводе трансформатора дополнительно возникают еще и переменные потоки вынужденного подмагничивания от этих гармо ник, так как в первичных обмотках не будет этих гармоник из-за от сутствия пути протекания для них. Поэтому первичные обмотки со единены в треугольник, который образует контур для протекания гар моник, кратных трем, что компенсирует потоки от этих гармоник во вторичных токах, тем самым устраняя вынужденное подмагничивание магнитопровода этими гармониками [8].

Теперь можно провести этап количественного анализа процессов в выпрямителе. Задача, допущения и методика анализа такие же, как и в расчете выпрямителей однофазного тока, что позволяет сопоставлять результаты, полученные в одинаковых условиях. Те же пятнадцать пунктов расчета имеют здесь следующее содержание.

1. Среднее значение выпрямленного напряжения неуправляемого выпрямителя U d 3 = 2 U cos d = = 1,17U, (2.5.3) U U 2 d 2 откуда U d = = 0,84U d 0. (2.5.4) U 1, Заметим, что начало отсчета времени при записи исходного рас четного интеграла выбирается только из соображений простоты вы числения и на результат вычисления не влияет.

2. Среднее значение анодного тока вентиля 2 2 / 1 1 I d = d =. (2.5.5) I ia d = I a d 2 2 0 3. Действующее значение анодного тока вентиля 2 1 1 I d = d = (2.5.6) I ia d = I а.д d 2 0 Коэффициент формы I a.д = = 3. (2.5.7) K ф I a 4. Амплитудное значение анодного тока =. (2.5.8) I I a max d Коэффициент амплитуды I a max = = 3. (2.5.9) K a I a 5. Максимальная величина обратного напряжения на вентиле 2 U 2 3 U 2 b max = = = 2,09. (2.5.10) U* max = = b U U 3 d d 0 6. Установленная мощность вентилей:

- с неполным управлением 2 U d 0 I d Sb U I b max a = 3 =, (2.5.11) S* = = n b 33 Pd 0 Pd - с полным управлением. (2.5.12) S* = S* Ka = 3 = b2 b 7. Действующее значение тока во вторичной обмотке трансформа тора I d = =. (2.5.13) I I 2 aд 8. Действующее значение тока в первичной обмотке трансфор- матора 2 3 2 2 1 1 2 I 1 I 2 I d d d = I i1 d = d + - d = 2 2 3 3 K K т т K т 0 0 2 (2.5.14) 9. Полная мощность вторичных обмоток 3 2 I d = =. (2.5.15) S2 = 3U 2 I U Pd 0 = 1,48 Pd d 3 6 3 3 10. Полная мощность первичных обмоток трансформатора I 2 2 d = 3 =.

S1 = 3U1 I1 = 3 K U U I Pd 0 = 1,21Pd т 2 d d 3 K 3 6 3 T (2.5.16) 11. Типовая мощность трансформатора 1,21+1, S1+ S = =. (2.5.17) S Pd 0 = 1,345 Pd 0 S* = 1, т т 2 Эта расчетная величина не учитывает вынужденного подмагничивания трансформатора однонаправленным потоком. С учетом сделанных выше качественных оценок влияния однонаправленного потока выну жденного подмагничивания S* = 1,165 S* = 1,57.

тв т (2.5.18) 12. Индуктивность сглаживающего реактора оценивается также по формуле (2.3.19), а его относительная условная установленная мощ ность – по формуле (2.3.21) или (2.3.22). Здесь Kг = 0,06, = 0,25. (2.5.19) K п 13. Входной коэффициент мощности по аналогии с (2.3.23) 1 X = I = = = 0,79. (2.5.20) * S1 1, 14. Коэффициент преобразования выпрямителя по напряжению U 3 d = = = 1,17. (2.5.21) K K K пн U1 2 т т 15. Коэффициенты преобразования выпрямителя по току K K т т = = 1,21K т Kпт =. (2.5.22) K пт I Рассмотренную схему однополупериодного выпрямления трехфаз ного тока сопоставим с проанализированной выше схемой однополу периодного выпрямителя однофазного тока (m1=1, m2=2, q=1).

1. В рассмотренной схеме произошло дополнительное по сравне нию с противопоставляемой схемой ухудшение использования транс форматора по типовой мощности из-за наличия подмагничивания S* тв магнитопровода трансформатора постоянным потоком.

2. Использование вентилей по обратному напряжению в рассмот ренной схеме в 1,5 раза лучше, чем в противопоставляемой. Это соот ветственно снизило и установленную мощность вентилей с неполным управлением.

3. Качество выпрямленного напряжения в рассмотренной схеме выше в 4 раза по критерию Kг и в 2,5 раза по критерию, чем в K п противопоставляемой схеме. Это связано с увеличением пульсности выпрямления в 1,5 раза (с qm2 = 2 до qm2 = 3), т. е. с возрастанием час тоты пульсаций и с уменьшением амплитуды пульсаций почти в раза. Видно, что суждения о качестве выпрямленного напряжения по распространенному критерию недостаточно, так как он не учиты K п вает частоту пульсаций напряжения, также влияющую на качество выпрямленного тока. Критерий Kг учитывает и частоту пульсаций, поэтому он прямо определяет качество выпрямленного тока и услов ную установленную мощность сглаживающего реактора.

4. Входной коэффициент мощности здесь заметно ниже, чем в про тивопоставляемой схеме, что, как будет показано в разделе 3.13, озна чает большее обратное негативное влияние выпрямителя на питаю щую сеть.

Итак, с учетом этих свойств схемы она имеет ограниченное само стоятельное применение (только при низких значениях выпрямленно го напряжения с невысоким качеством), но является составной частью более сложных и более качественных выпрямителей (см. раздел 2.7).

2.6. ВЫПРЯМИТЕЛЬ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА СО СХЕМОЙ СОЕДИНЕНИЯ ОБМОТОК ТРАНСФОРМАТОРА ЗВЕЗДА - ЗИГЗАГ С НУЛЕМ (m1 = m2 = 3, q = 1) Ухудшение использования трансформатора в предыдущей схеме однополупериодного выпрямления, связанное с наличием нескомпен сированных однонаправленных потоков вынужденного намагничива ния в каждом стержне магнитопровода, создаваемых постоянными составляющими токов вторичных обмоток трансформатора, может быть устранено. Механизм устранения вынужденного однонаправ ленного подмагничивания достаточно очевиден – расположить на каждом стержне трансформатора по две вторичные обмотки, однона правленные токи которых направить встречно. В двухфазном выпря мителе однофазного тока это получалось естественным путем за счет преобразования в трансформаторе однофазного напряжения в двух фазное с помощью двух вторичных обмоток трансформатора. В одно полупериодном выпрямителе трехфазного тока это требует наличия второй системы вторичных обмоток трансформатора. Различные вари анты связи этих систем обмоток между собой и с вентилями порожда ют различные схемы выпрямителей трехфазного тока с компенсиро ванными однонаправленными потоками вынужденного намагничива ния. Специальное соединение (зигзагом) этих систем обмоток между собой дает схему, рассматриваемую в этом разделе. Соединение вто рой системы обмоток, включенной противофазно первой системе, со второй группой вентилей, с последующим параллельным или последо вательным соединением этих комплексов из обмоток и групп венти лей дает соответственно схему выпрямления с уравнительным реакто ром, рассматриваемую в следующем разделе, и каскадную схему вы прямления [8], в чистом виде в новых разработках уже не применяе мую.

Схема однополупериодного выпрямителя трехфазного тока с со единением двух систем вторичных обмоток трансформатора в зигзаг показана на рис. 2.6.1. Цель анализа новой схемы остается прежней – выявление свойств схемы в рамках тех же допущений для определения областей ее возможного использования.

Определенное интеллектуальное напряжение, связанное с нача лом анализа каждой новой схемы выпрямления, можно ослабить, если постараться увидеть в новой схеме прообраз уже известной схемы.

Векторная диаграмма для результирующих вторичных напряжений U20трансформатора, показана на рис. 2.6.2. С этих позиций сопоставим Рис. 2.6. Рис. 2.6. системы переменных напряжений на вторичной стороне трансформа торов, подлежащих выпрямлению, в предыдущей и в рассматриваемой схемах выпрямителей.

Из диаграммы следует, что здесь также выпрямляется звезда трех фазных напряжений, векторы которой только больше векторов на пряжений обмоток в 3 раз и повернуты на 150о в сторону отставания относительно анодных напряжений вентилей предыдущей схемы.

Значит, анализ электро магнитных процессов в этой схеме можно начать с построения временных диа грамм этих результирую щих трехфазных вторичных напряжений u20a, u20b, u20c, как это показано на рис. 2.6.3 на первой диа грамме. Вторая диаграмма с выпрямленным напряжением и током, третья диаграмма с напряжением на сглаживающем реакторе, четвер тая диаграмма с анодным током вентиля и обратным напряжением на нем качественно подобны соответствующим диаграммам предыдущей схемы выпрямления. На пятой диаграмме показано первичное напря жение фазы А, опережающее результирующее вторичное напряжение U20x на 150о, как это видно из векторной диаграммы на рис. 2.8.2.

Ток в первичной обмотке фазы А i1A можно построить по тому эмпирическому правилу (2.5.2), которое было использовано при построении первичного тока в предыдущей схеме, применяя его к двум вторичным обмоткам a и x, расположенным на том же стержне магнитопровода трансформатора, что дает здесь - i i i i 2a 2x a5 a = =. (2.6.1) i 1A K K т т Строгое обоснование кривой первичного тока можно полу чить из решения уравнений, составленных по второму закону Кирхгофа для замкнутых магнитных цепей. Два таких уравнения получим для контура из стержней А-В и А-С, обходя их против часовой стрелки, третье уравнение – для первичных токов - 1 - 1 i i 1A a - 2 1 w - 1 0 1 = (2.6.2) i i 1B a - 1 - 1 w 1 1 i i 1C a Решение этой системы уравнений (см. раздел 3.5) даст здесь для первичного тока тот же результат, что и эмпирическое правило.

Этап количественного анализа процессов в рассматриваемой схеме дает идентичные результаты для тех элементов, которые имеют оди наковые временные диаграммы с предыдущей схемой (цепь выпрям ленного напряжения, сглаживающий дроссель, вентили), отличаясь только для трансформатора.

Среднее значение выпрямленного напряжения выражается через U2:

3, = = 1,17U, = U U U U d0 20 20 20 Действующее значение первичного тока, вычисленное по (1.1.3), будет I d =.

I K т Полная мощность шести вторичных обмоток трансформатора 2U d 0 I d * = 6 = Pd 0 = 1,71Pd 0, S2 = 1.71.

S2 = 6U 2 I 3 6 3 3 3 Полная мощность первичных обмоток трансформатора 3U1I1 3K U I 2 * S1 = = т 2 d = = 1,21.

Pd0 Pd0 3 3 Коэффициент искажения входного тока выпрямителя J = * = 0,827.

S Коэффициент преобразования выпрямителя по напряжению Ed 3 = = 3 = 1,17 3.

K K K пн т т E Коэффициент преобразования выпрямителя по току I I d d = = = = 1,48, K пт I1(1) I1J 3 2 K т K т I d Kпт = = = 1,225.

K K т т I В итоге подобие электромагнитных процессов и расчетных соот ношений в обеих однополупериодных схемах выпрямления трехфаз ного тока делает близкими и области их применения. Соединение вто ричных обмоток в зигзаг обеспечивает лучшее использование транс форматора по магнитопроводу из-за отсутствия его однонаправленно го подмагничивания. Но геометрическое (не арифметическое) сумми рование напряжений вторичных обмоток в результирующем напряже нии ухудшает использование трансформатора по меди обмоток. Прак тика показала, что при Id > 85…120 А трансформатор получается меньше в рассмотренной схеме выпрямления, а при токах, менее ука занных, трансформатор меньше в предыдущей схеме выпрямления.

2.7. ШЕСТИФАЗНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА С СОЕДИНЕНИЕМ ВТОРИЧНЫХ ОБМОТОК ТРАНСФОРМАТОРА ЗВЕЗДА - ОБРАТНАЯ ЗВЕЗДА С УРАВНИТЕЛЬНЫМ РЕАКТОРОМ (m1 = 3, m2 = 2 X 3, q = 1) Рассматриваемый выпрямитель (рис. 2.7.1) образован как бы из двух трехфазных однополупериодных выпрямителей, включенных на параллельную работу по выходу через уравнительный реактор.

Рис. 2.7. Для обеспечения компенсации однонаправленных потоков вынуж денного намагничивания две звезды вторичных напряжений транс форматора образованы противофазными напряжениями обмоток u2a и u2x, u2b и u2y, u2c и u2z, расположенных попарно на соответствующих трех стержнях магнитопровода. Это достигнуто объединением в нуле вой точке одной звезды начал обмоток, а в нулевой точке второй звез ды – концов обмоток. При этом, несмотря на однонаправленность то ков в каждой паре обмоток, расположенных на соответствующих стержнях магнитопровода, результирующий магнитный поток каждого стержня не содержит постоянной составляющей, т. е. вынужденное подмагничивание однонаправленным потоком отсутствует. За этот симбиоз двух трехфазных групп выпрямления данную схему еще на зывают двойной трехфазной.

Задача анализа выпрямителя остается прежней: получить расчет ные соотношения для элементов схемы и на основе сопоставления их с аналогичными соотношениями для ранее проанализированных схем выпрямления наметить возможные области применения схемы.

Особенностью анализа этой схемы является наличие двух режи мов работы:

• двойного трехфазного выпрямления, являющегося основным;

• шестифазного однополупериодного выпрямления, возникающего при малых нагрузках, близких к холостому ходу.

Особое внимание в выполненном ниже анализе уделено, естест венно, основному режиму работы – двойному трехфазному, когда две половинки схемы работают как бы независимо друг от друга. В конце этого анализа обращено внимание на характерную практическую спе цифику режима шестифазного выпрямления – повышение напряжения на выходе выпрямителя на 15 % по сравнению с режимом двойного трехфазного выпрямления.

Предваряет количественный анализ, как обычно, качественный анализ электромагнитных процессов с помощью временных диаграмм, показанных на рис. 2.7.2.

На первой диаграмме построены две трехфазные системы вторич ных напряжений для двух систем вторичных обмоток, являющихся противофазными, а именно системы из u2a, u2b, u2c и u2x, u2y, u2z.. Здесь же приведены диаграммы токов i2a и i2x во вторичных обмотках a и х трансформатора, расположен ных на одном стержне магни топровода. Они, как будет видно из дальнейшего, повто ряют анодные токи вентилей 1' и 1''.

На второй диаграмме с те ми же двумя системами вто ричных напряжений размече Рис. 2.7. ны интервалы проводящего состояния вентилей в двух катодных группах по известному правилу для катодной группы. Огибающая по ложительных полуволн напряжений первой трехфазной системы дает кривую выпрямленного напряжения ud левой половины схемы, а аналогичная огибающая второй трехфазной системы – кривую вы прямленного напряжения ud правой половины схемы. Хотя средние значения выпрямленных напряжений обеих половинок схемы одина ковы, мгновенные значения выпрямленных напряжений различны из за сдвига их пульсаций на половину периода пульсаций, как это видно из диаграммы. Различие пульсаций у двух трехфазных выпрямителей требует включения их на параллельную работу через реактор, назы ваемый уравнительным. Этот реактор, во-первых, воспринимает раз ницу пульсаций в выпрямленных напряжениях и ограничивает урав нительный ток между трехфазными выпрямителями и, во-вторых, позволяет получить на нагрузке, подключаемой к средней точке урав нительного реактора, напряжение ud, равное (по методу наложения) полусумме выпрямленных напряжений каждой половинки схемы. Из за указанного сдвига их пульсаций на половину своего периода на пряжение на нагрузке имеет шестикратную, т. е. удвоенную частоту пульсаций, и p = qm2 = 6. Кривые выпрямленного тока id при допуще нии идеальности фильтра (Xd = ) пульсаций не содержат.

На третьей диаграмме приведена кривая уравнительного напряже ния uур, равная разнице выпрямленных напряжений левой и правой половинки выпрямителя. Форма уравнительного тока, протекающего в контуре, образованном выпрямленными напряжениями двух полови нок схемы, минуя нагрузку, определяется интегралом от уравнитель ного напряжения. Так как интегрирование несинусоидальной кривой, как было показано в разделе 1.3.3, означает ослабление в результи рующей кривой высших гармоник, то при построении уравнительного тока принято, что он имеет синусоидальную форму и сдвинут на чет верть периода в сторону отставания от выпрямленного напряжения.

Обычно индуктивность уравнительного реактора выбирают из условия ограничения (бесполезного для нагрузки и паразитного для трансфор матора ) уравнительного тока на уровне 1–2 % от номинального зна чения выпрямленного тока. На третьей временной диаграмме уравни тельный ток показан большей величины, так как он не заметен на уровне выпрямленного тока на диаграммах анодного и вторичного токов.

На четвертой временной диаграмме приведена кривая анодного то ка вентиля 1 без учета пульсации от уравнительного тока (вследствие ее малости), налагающейся на половину от выпрямленного тока, раз делившегося пополам в двух ветвях уравнительного реактора. При этом деление выпрямленного тока в динамике поддерживается за счет напряжения взаимоиндукции уравнительного реактора. Здесь же при ведена кривая обратного напряжения на вентиле той же формы, что и у предыдущих выпрямителей трехфазного тока.

После определения формы анодных токов вентилей строятся на первой диаграмме токи во вторичных обмотках трансформатора, ко торые в однополупериодных схемах выпрямления совпадают с соот ветствующими анодными токами.

На пятой диаграмме показана форма напряжения на первичной об мотке фазы А трансформатора и кривая тока в этой обмотке i1A. Его можно построить по эмпирическому алгоритму формулы (2.5.2), при мененной к двум вторичным токам i2a и i2x одной фазы. При этом пуль сации во вторичных токах от уравнительного тока в первичном токе не проявляются, так как эти пульсации в двух указанных вторичных то ках противофазны и в результирующем магнитном потоке стержня магнитопровода отсутствуют.

Расчетные соотношения для основного режима работы выпрямите ля – режима двойного трехфазного выпрямления получаются с помо щью построенных временных диаграмм токов и напряжений в преж ней пятнадцатишаговой процедуре анализа.

1. Среднее значение выпрямленного напряжения в этой схеме та кое же, как и у половинок схемы, так как среднее значение напряже ния на уравнительном реакторе равно нулю, т. е.

3 =.

U U d 2. Среднее значение анодного тока вентиля I I d d = =.

I a 23 3. Действующее значение анодного тока вентиля, вычисляемое также через скважность по (1.1.3):

I I aд d = = = 3.

I K aд ф 2 3 I a 4. Максимальное значение анодного тока I amax I d = = = 3.

I a max K a I a 5. Максимальная величина обратного напряжения на вентиле 2 * = 2 3 = =.

U E U U в max 2 в max d 3 6. Установленная мощность вентилей с неполным управлением S U I 2 1 S* = b = n в max a = 6 3 6 = 3, в Pd0 Pd с полным управлением U I 2 S* = n в max a max = 6 3 2 = 2.

в Pd 7. Действующее значение тока во вторичной обмотке трансформа тора I d = =.

I I 2 aд 2 8. Действующее значение тока в первичной обмотке трансформа тора в соответствии с (1.1.3) будет I d =.

I 2K т 9. Полная мощность шести вторичных обмоток трансформатора 2 I d = 6U = 6 = S I U Pd0, S* = 1,48.

2 2 2 d 3 6 2 3 3 10. Полная мощность трех первичных обмоток трансформатора 2 I d = 3 =, S1 = 1,045.

S1 = 3U1 I K U Pd 0 * 1 т d 2 3 3 6 K т 11. Типовая или установленная мощность трансформатора S1+ S = = 1,26.

S Pd 0 S* = 1, т т По сравнению с предыдущими схемами трехфазных выпрямителей здесь еще появился дополнительный элемент – уравнительный реак тор, работающий на тройной частоте (150 Гц) напряжения. Так как реактор, как и трансформатор, – электромагнитное устройство, только с одной обмоткой, то затраты на него определяются величиной его установленной мощности, которую можно добавить к установленной мощности трансформатора при сравнении различных схем выпрями телей. Показано [8], что установленная мощность реактора, работаю щего на частоте 150 Гц и приведенная к частоте работы трансформа тора, т. е. 50 Гц, будет = 0,07, S Pd 0 S* = 0,07.

ур ур 12. Индуктивность сглаживающего реактора определяется по соот ношению (2.3.19) в зависимости от требований к качеству выпрямлен ного тока. Условная установленная мощность сглаживающего реакто ра вычисляется по (2.3.21) или (2.3.22), при этом с учетом шестикрат ности частоты пульсаций выпрямленного напряжения Kг = 0,0067, Кп = 5,7 % = 0,057.

13. Входной коэффициент мощности выпрямителя = 0,955.

* S 14. Коэффициент преобразования выпрямителя по напряжению, очевидно, аналогичен его значению для трехфазного однополупериод ного выпрямителя с соединением вторичных обмоток в звезду U d 3 = = = 1,17.

K K K пн U1 2 т т 15. Коэффициент преобразования выпрямителя по току в два раза выше из-за параллельного соединения двух половинок схемы I 3 I d d = = 2 = 2,56, Кпт = = 2, K т K K пт т I1(1) K т I1(1) 2 На основании полученных результатов расчета и сравнения их с результатами расчета двух предыдущих схем трехфазных выпрямите лей можно сделать следующие выводы:

1. Рассматриваемая схема имеет лучшее использование трансфор матора по типовой мощности, чем в противопоставляемых схемах.

2. Использование вентилей по обратному напряжению и по уста новленной мощности во всех трех схемах однополупериодного вы прямления одинаковое. Особенностью данной схемы является в два раза большее значение коэффициента преобразования схемы по току и в два раза большее отношение среднего значения выпрямленного тока к среднему значению анодного тока вентилей.

3. Качество выпрямленного напряжения здесь существенно выше, чем в предыдущих схемах, из-за уменьшения его амплитуды пульса ций (характеризуется показателем Кп) и увеличения в два раза частоты пульсаций с трехкратной до шестикратной. Оба этих обстоятельства суммарно характеризуются показателем Kг, который в 9 раз меньше по сравнению с трехпульсными выпрямителями. Это означает, что индуктивность сглаживающего дросселя и его установленная мощ ность будут также в это число раз меньше.

Входной коэффициент мощности выпрямителя наивысший среди всех рассмотренных выпрямителей:

= = = 0,955, I * S т. е. качество входного тока в энергетическом (а не геометрическом) плане достаточно близко к синусоидальному, у которого I = 1. Дейст вительно, коэффициент гармоник входного тока I вг = = -1 = 0,3.

K гт I11) ( I т. е. доля действующего значения высших гармоник тока равна 30 % от первой гармоники.

Теперь перейдем к рассмотрению специфики второго режима – режима шестифазного однополупериодного выпрямления. При малых значениях выпрямленного тока становится невозможным создать тре буемый ток намагничивания уравнительного реактора для обеспече ния его работы именно как уравнительного. При этом вентили начи нают вступать в работу в точках естественного зажигания шестифаз ной звезды вторичных напряжений, объединенной из левой и правой систем трехфазных звезд. Кривой выпрямленного напряжения теперь становится огибающая положительных полуволн шестифазной систе мы напряжений, среднее значение которого m 6 3 = 2U 2 sin = sin = = 1,35U.

U U U U 2 2 2 d0 m По сравнению с режимом двойного трехфазного выпрямления на пряжение на выходе выпрямителя возрастает на 15 %.

Из остальных расчетных соотношений ввиду малости загрузки вы прямителя током значима только изменившаяся величина максималь ного обратного напряжения на вентиле, которая теперь равна удвоен ному значению амплитуды вторичного напряжения 2 = 2 2U 2 = 2 2 = = 2,42U d0, U U U в max d d 0 3 6 3 т. е. тоже на 15 % больше, чем в основном режиме. Это приводит к такому же увеличению и установленных мощностей вентилей.

В итоге, как и все однополупериодные схемы выпрямления, эта схема также рациональна при низких значениях выпрямленного на пряжения, но больших значениях выпрямленного тока, поскольку здесь выпрямленный ток складывается из анодных токов шести венти лей (а не трех, как во всех рассматриваемых базовых выпрямителях трехфазного напряжения). При этом надо иметь в виду возможность возрастания напряжения на выходе выпрямителя на 15 % в режимах, близких к холостому ходу.

2.8. ВЫПРЯМИТЕЛЬ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА ПО МОСТОВОЙ СХЕМЕ (m1 = m2 = 3, q = 2) Двухполупериодные схемы выпрямления, характеризующиеся пе ременным током во вторичных обмотках трансформатора (по опреде лению), значительно менее критичны к схеме соединения первичных и вторичных обмоток трансформатора. Наиболее распространено соеди нение первичных и вторичных обмоток трансформатора в звезду, схе ма такого выпрямителя показана на рис. 2.8.1, а.

а б Рис. 2.8. Для облегчения анализа новой схемы двухполупериодного вы прямления опять (как и разделе 2.6) воспользуемся приемом сведе ния новой схемы к чему-то уже известному. Условно мостовой вы прямитель можно изобразить в виде последовательного соединения двух нулевых схем выпрямления, расщепив вторичные обмотки трансформатора, как показано на рис. 2.8.1, б. Одна нулевая схема образована катодной группой вентилей (плюс) и нулевой точкой вто ричных обмоток трансформатора, соединенных в звезду (минус). Вто рая нулевая схема образована анодной группой вентилей (минус) и опять нулевой точкой тех же вторичных обмоток трансформатора (плюс).

Цель анализа остается прежней, как и во всех базовых схемах вы прямления: изучить свойства схемы и по ним определить рациональ ные области ее применения. Методика двухэтапного анализа также остается прежней.

На рис. 2.8.2 показаны временные диаграммы напряжений и токов схемы. На первой диаграмме представлена трехфазная сис тема напряжений вторичных обмоток трансформатора. Здесь же размечены интервалы про водимости вентилей катодной и анодной группы вентилей, а также приведены кривые вы прямленных напряжений этих групп ud(k), ud(a) относительно нулевой точки вторичных об моток.

Видно, что в любой момент времени работает один вентиль из катодной группы и один из анодной.

На второй диаграмме пред ставлены кривые выпрямленно го напряжения ud и выпрямлен ного тока id. Сложение двух трехпульсных выпрямленных напряжений uРис. 2.8.2 у которых пульсации сдвинуты на половину и ud(a), d(k) своего периода, дает шестипульсную кривую выпрямленного напря жения ud0. В отличие от нулевых схем выпрямителей, где выпрямля ются фазные напряжения, в мостовой схеме, как видно из диаграммы, выпрямляются межфазные, т. е. линейные напряжения.

На третьей диаграмме приведена кривая напряжения на сглажи вающем реакторе uLd.

На четвертой диаграмме приведены кривая анодного тока вентиля и кривая обратного напряжения на нем, построенные по той же мето дике, что и в нулевых схемах. Зная форму анодных токов вентилей, теперь можно построить токи во всех вторичных обмотках трансфор матора. Так, ток во вторичной обмотке фазы а трансформатора i2a ра вен алгебраической сумме (с учетом их направления) анодных токов ia1 и ia4, протекающих по обмотке соответственно в положительную и отрицательную полуволны вторичного напряжения в согласии с опре делением двухполупериодного выпрямления, как показано на первой диаграмме.

На пятой диаграмме приведены кривые напряжения первичной об мотки фазы А u1A, задаваемого сетью, и тока этой же обмотки i1A. Ток во вторичной обмотке трансформатора чисто переменный (без посто янной составляющей), он трансформируется с той же формой в пер вичную обмотку. Строгое обоснование этого результата опять можно сделать с помощью составления уравнений для намагничивающих сил трансформатора по второму закону Кирхгофа для магнитных цепей.

Пользуясь соответствующими аналогиями процессов в данном и в ранее рассмотренном выпрямителях трехфазного тока, нетрудно полу чить необходимые расчетные соотношения в прежней пятнадцатиша говой процедуре расчета.

1. Среднее значение выпрямленного напряжения в мостовой схеме в два раза больше, чем в нулевой, т. е.

3 6 3 = 2 = = 2,34U 2.

U U U 2 d 2, 3, 4. Среднее, действующее и максимальное значения тока вен тилей такое же, как в нулевой схеме, т. е.

I I d d =, =, =.

I I I I a aд a max d 5. Но относительная величина максимального обратного напряже ния на вентиле здесь в два раза меньше (из-за возрастания в два раза выпрямленного напряжения) 2 U U d max * = = = = 1,045.

U в max U 3 U d 6. Установленная мощность вентилей – с неполным управлением U d0 I d I U S* = n a в max = 6 33Pd0 = 3 ;

в Pd – с полным управлением U d I d I U S* = n a max в max = 6 3Pd = 2.

в Pd 7, 8. Одинаковая форма токов в первичных и вторичных обмотках трансформатора (с точностью до Кт) означает и подобие расчетных соотношений для действующих значений этих токов, с учетом (1.1.3.):

I I 2 d = =.

I K K т т 9, 10, 11. Тождественность форм напряжений на первичной и вто ричной сторонах трансформатора и форм токов в них означает равен ство полных мощностей обмоток первичной и вторичной стороны, т.

е.

3U2I2 * = = 1,045.

S* = S1 = S* = = 2 т Pd0 3 6 12. Качество выпрямленного напряжения здесь такое же, как и в предыдущей шестипульсной схеме выпрямления с уравнительным реактором, т. е.

Kг = 0.0067, Кп = 0.057.

13. Входной коэффициент мощности выпрямителя здесь также высок = = 0,955.

* S 14. Коэффициент преобразования выпрямителя по напряжению здесь в два раза выше U d = = 2,34Kт.

K пн U 15. Коэффициент преобразования выпрямителя по току I d Kпт = = = 1,282, K K т I1(1) 2 т I d Kпт = = 1,225.

K т I На основании проведенного формального анализа можно сделать следующие выводы, сравнивая полученные результаты с результата ми анализа рассмотренных ранее выпрямителей трехфазного тока.

• Мостовая схема выпрямления трехфазного тока имеет наилучшее использование установленной мощности трансформатора среди всех схем.

• Качество выходного напряжения и входного тока выпрямителя здесь такое же, как и у шестипульсной схемы с уравнительным реак тором.

• Использование вентилей по обратному напряжению в двухполу периодной (мостовой) схеме выпрямления в два раза лучше, чем во всех однополупериодных (нулевых) схемах выпрямления трехфазного тока, что аналогично ситуации с однополупериодными и двухполупе риодными схемами выпрямления однофазного тока.

• Спецификой мостовой схемы являются протекание выпрямленно го тока через два последовательно включенных вентиля и вследствие этого двойные потери напряжения и мощности по сравнению с одно полупериодными схемами выпрямления.

Таким образом, совокупность достоинств трехфазной мостовой схемы выпрямления делает ее прима-схемой среди всех схем вы прямления и обеспечивает ей преимущественное применение, кроме случаев с малыми значениями выпрямленного напряжения и очень большими значениями выпрямленного тока.

Результирующая таблица свойств базовых схем выпрямителей при ведена в разделе 4.1.

2.9. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ.

РЕГУЛИРОВОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА Управляемый выпрямитель – это схема базового выпрямителя, вы полненного на управляемых вентилях. Возможны два способа регули рования среднего значения выпрямленного напряжения в выпрямите лях на неполностью управляемых вентилях: фазовое регулирование, релейное регулирование.

2.9.1. ФАЗОВОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ При фазовом регулировании изменение угла регулированияя управляемых вентилей в базовых схемах выпрямления дает возмож ность регулирования среднего значения выпрямленного напряжения.

Целью нашего анализа здесь и является нахождение зависимости среднего значения выпрямленного напряжения от параметров управ ления.

Кривая выпрямленного напряжения в общем случае m2-фазного выпрямителя показана на первой диаграмме рис. 2.9.1, диаграмма анодного тока вентиля и обратного напряжения на нем приведена на второй диаграмме.

Из анализа этих диаграмм на качественном уровне следует, что достоинство управляемого выпрямителя, связанное с воз можностью регулирования вы ходного напряжения, сопровож дается тремя неблагоприятны ми обстоятельствами.

1. Регулирование среднего значения выпрямленного на пряжения достигается за счет деформации (искажения) формы Рис. 2.9. мгновенной кривой выпрямлен ного напряжения, т. е. связано с ухудшением качества выпрямленного напряжения (количественное увеличение Kп и Kг будет показано в разделе 3.7) и как следствие приводит к увеличению индуктивности сглаживающего реактора.

2. Увеличение угла регулирования при снижении выпрямленного напряжения сопровождается таким же увеличением сдвига анодного тока относительно переменного напряжения на входе выпрямителя.

Аналогично смещаются по фазе и токи обмоток трансформатора, ко торые при построении определялись через анодные токи вентилей. А отстающие по фазе токи относительно напряжения (как и отстающие в обществе от лидеров люди) снижают свою полную «работоспособ ность», так как при этом снижается в функции косинуса угла сдвига передаваемая активная мощность в соответствии с (1.3.7). Оценка влияния регулирования на входной коэффициент мощности будет дана в разделе 3.3.10.

3. После приложения к вентилю обратного напряжения, в течение которого он должен восстановить свои управляющие свойства, к вен тилю прикладывается прямое напряжение. При этом напряжении вен тиль должен оставаться закрытым до момента подачи на его управ ляющий электрод сигнала на включение вентиля.

Определим теперь количественную зависимость среднего значения выпрямленного напряжения идеального выпрямителя Ud0 от угла ре гулирования, которая называется регулировочной характеристикой управляемого выпрямителя. В соответствии с диаграммой ud на рис. 2.9.1 имеем sin q m qm = 2 U2 cos d = U2 cos = cos, U U d d qm2 - qm q m U2 при q = 1, где U2 = (2.9.1) 3 U2 при q = 2.

Отношение среднего значения выпрямленного напряжения управ ляемого выпрямителя к среднему значению выпрямленного напряже ния неуправляемого выпрямителя называется степенью регулирования выпрямленного напряжения и обозначается Ср. Тогда уравнение регу лировочной характеристики в относи тельных единицах имеет вид U Cp = d0 = cos. (2.9.2) U d График этой зависимости показан на рис. 2.9.2.

При 0 < < 90o имеет место выпрямительный режим работы схемы Рис. 2.9. на идеальных элементах, при 90о < < < 180o – режим зависимого ин вертирования, который будет рассмотрен в разделе 3.3.4.

2.9.2. РЕЛЕЙНОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ Второй способ регулирования среднего значения напряжения на выходе выпрямителя обеспечивается релейным (циклическим) алго ритмом управления. При этом напряжение на выходе выпрямителя за период управления (период цикла) принимает два значения: макси мальное выпрямленное (при = 0) или нулевое значение, как показано на временной диаграмме рис. 2.9.3 для двухпульсного выпрямителя. В случае выполнения выпрямителя по однополупериодной (нулевой) схеме выпрямления нулевое значение выпрямленного напряжения при сохранении возможности протекания в нагрузке неизменного выпрям ленного тока (Xd = ) обеспечивается добавлением на выход выпрями теля нулевого вентиля, аналогично показанному на рис. 1.2.1, а. В слу чае выполнения выпрямителя по двухполупериодной (мостовой) схеме функцию нулевого вентиля выполняют два последовательных вентиля одного плеча мостовой схемы.

u d id и t T u i t и T Рис. 2.9. Среднее значение выпрямленного напряжения регулируется при этом изменением соотношения длительности наличия напряжения на нагрузке с длительностью периода Т (цикла). Уравнение регулировоч ной характеристики здесь очевидным способом выражается через скважность [см. (1.1.4 )] tu Cp =, (2.9.3) T и степень регулирования выпрямленного напряжения является линей ной функцией управления.

По сравнению с рассмотренным выше фазовым способом регули рования выпрямленного напряжения релейный способ имеет то пре имущество, что входной ток выпрямителя всегда находится в фазе с напряжением сети и реактивная мощность сдвига выпрямителя равна нулю. Вследствие этого повышается и входной коэффициент мощно сти, который теперь будет равен с учетом (2.9.3) P1 Ed Id CpEd0 Id KтKп.н = = = = Cp. (2.9.4) S1 m1U1I Id tu m m1U Kт T Недостатком этого способа управления является появление суб гармоник (гармоник более низкой частоты, чем обычные) в выпрям ленном напряжении и первичном токе, что обусловлено существен ным увеличением периода всех электромагнитных процессов в схеме с Т1/р для выпрямленного напряжения и Т1 – для входного тока до пе риода цикла Т, который обычно значительно больше периода сетевого напряжения Т1. Для сохранения при этом малых пульсаций в выпрям ленном токе электромагнитная постоянная цепи нагрузки (с фильтром) должна быть, в свою очередь, существенно больше периода цикла Т.

Таким образом, релейное управление, как более простое, приме нимо, когда нагрузкой выпрямителя являются обмотки электромагни тов, электрических машин, имеющие соответствующую электромаг нитную инерционность.

ВОПРОСЫ К ГЛАВЕ Порой опять гармонией упьюсь, Над вымыслом слезами обольюсь...

А. С. Пушкин 1. Какие элементы содержит блок-схема управляемого выпрямителя?

2. Какой режим работы выпрямителя называется режимом преры вистого тока нагрузки?

3. Какими мерами можно уменьшить зону прерывистых токов в выпрямителе?

4. Чем отличаются двухполупериодные схемы выпрямления от од нополупериодных?

5. В какой схеме выпрямления однофазного напряжения лучше ис пользуются вентили:

по обратному напряжению, по анодному току?

6. Как обстоит дело с наличием вынужденного подмагничивания сердечника трансформатора однонаправленным потоком в выпрями телях однофазного напряжения?

7. По какому критерию разграничиваются зоны применения вы прямителей трехфазного тока со схемами соединения обмоток /0 и /Z0?

8. Как обстоит дело с наличием подмагничивания сердечника трансформатора однонаправленным потоком в шестипульсных вы прямителях трехфазного тока?

9. Как обстоит дело с наличием подмагничивания сердечника трансформатора однонаправленным потоком в трехпульсных выпря мителях трехфазного тока?

10. Когда рационально применение выпрямителя трехфазного тока с уравнительным реактором ?

11. Когда рационально применение трехфазной мостовой схемы выпрямления ?

12. От какого момента времени отсчитывается угол регулирования и почему ?

13. Какие новые качества присущи управляемому выпрямителю по сравнению с неуправляемым ?

14. Что определяет регулировочная характеристика управляемого выпрямителя? В каком диапазоне надо изменять угол регулирования для изменения выпрямленного напряжения от максимального до нуля?

15. В чем отличие релейного способа регулирования выпрямленно го напряжения от фазового?

УПРАЖНЕНИЯ К ГЛАВЕ И пальцы просятся к перу, Перо к бумаге...

А.С. Пушкин 1. Рассчитать параметры диодов в однофазной мостовой бестранс форматорной схеме выпрямления при Xd = и Rd = 20 Ом.

2. Рассчитать параметры диодов в однофазной мостовой бестранс форматорной схеме выпрямления при Xd = 0 и Rd = 20 Ом.

3. Построить кривую входного тока выпрямителя по п. 2 и рассчи тать его входной коэффициент мощности.

4. По какой схеме необходимо выполнить выпрямитель с Ud0 = = 500 В и Rd = 100 Ом? Какова будет типовая мощность трансформа тора при Xd = и Xd = 0?

5.* Построить кривую выпрямленного напряжения трехпульсного выпрямителя с Xd = при невключении (обрыве) одного диода и оп ределить среднее значение напряжения.

6. Построить кривую тока, потребляемого трехпульсным выпрями телем из сети при соединении обмоток трансформатора /0.

7.* Рассчитать коэффициент гармоник выпрямленного напряжения шестипульсного выпрямителя.

8.* Рассчитать величину первой гармоники уравнительного напря жения по отношению к среднему значению выпрямленного напряже ния в схеме с уравнительным реактором.

9. Рассчитать коэффициент искажения выпрямленного напряжения управляемого двухпульсного выпрямителя.

10. Рассчитать значение угла регулирования управляемого выпря мителя для снижения напряжения в 10 раз.

11.* Рассчитать коэффициент искажения тока однофазной сети при релейном регулировании выпрямленного напряжения.

3. ТЕОРИЯ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА В ПОСТОЯННЫЙ С УЧЕТОМ РЕАЛЬНЫХ ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕМЕНТОВ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ Прошла любовь, Явилась муза И прояснила темный ум.

А. С. Пушкин 3.1. ПРОЦЕСС КОММУТАЦИИ В УПРАВЛЯЕМОМ ВЫПРЯМИТЕЛЕ С РЕАЛЬНЫМ ТРАНСФОРМАТОРОМ. ВНЕШНЯЯ ХАРАКТЕРИСТИКА В выпрямителях на идеальных элементах, рассмотренных в преды дущей главе, процесс коммутации тока, т. е. переход тока из фазы трансформатора с вентилем, заканчивающим работу, в фазу транс форматора с вентилем, вступающим в работу, осуществлялся мгно венно, что сопровождалось скачком тока. В реальных цепях всегда имеется индуктивность (внесенная или собственная), в которой невоз можны скачки тока, а значит, невозможна и мгновенная коммутация.

Очевидно, реальный трансформатор будет заметно влиять на комму тацию своими реактивными сопротивлениями, что здесь и является задачей нашего анализа.

Известная Т-образная схема замещения трансформатора представлена на рис. 3.1.1.

В отличие от энергетиков, которые приводят параметры трансформатора к первичной, т. е. сетевой обмотке, в преоб Рис. 3.1. Рис. 3.1. разовательной технике необхо димо приведение параметров схемы замещения ко вторичной стороне.

Это связано с обратным направлением в построении электромагнит ных процессов в трансформаторе выпрямителя: сначала, как было по казано, строятся токи во вторичных обмотках трансформатора, а толь ко затем – в первичных.

Прямое использование полной схемы замещения трансформатора с тремя индуктивностями в расчетной модели выпрямителя настолько увеличит сложность анализа (как это видно из раздела 1.2.1, где сделан учет всего одной индуктивности), что в аналитическом виде расчет станет практически невозможным. Поэтому необходимо разумное, в соответствии с целями анализа, упрощение схемы замещения. Про фессиональное искусство специалиста как раз и состоит в способно сти разумного упрощения математической модели задачи, сам же рас чет после этого носит в основном технический характер и с привлече нием средств вычислительной техники становится доступным всем. А вот само упрощение основано на четком понимании физики процес сов, разделении их на значимые и малозначимые для целей анализа.

Процесс коммутации тока в трансформаторе выпрямителя сопро вождается отключением и подключением вторичных обмоток транс форматора к нагрузке, первичные обмотки трансформатора все время остаются подключенными к питающей сети. Значит, изменения основ ного магнитного потока в трансформаторе при коммутации практиче ски не происходит, да и сама величина намагничивающего тока мощ ного трансформатора iµ составляет несколько процентов от тока, обу словленного нагрузкой. Поэтому индуктивность намагничивания Lµ из схемы замещения можно на этом этапе устранить. В результате перво го шага упрощения приходим к схеме замещения с одной индуктивно стью La, равной сумме индуктивностей рассеивания приведенной пер вичной и вторичной обмоток трансформатора, и одним активным со противлением R, также равным сумме активных сопротивлений при веденной первичной и вторичной обмоток. Индуктивность рассеива ния трансформатора, приведенную ко вторичной (анодной) стороне трансформатора выпрямителя, называют анодной индуктивностью.

Необходимость второго шага в упрощении расчетной схемы заме щения трансформатора связана с тем обстоятельством, что расчетные соотношения в LR-цепи с вентилем, как видно из результатов разде ла 1.2.1, имеют трансцендентный характер, что не позволяет получить конечных аналитических соотношений. Поэтому, зная из опыта, что реактивное сопротивление рассеивания трансформаторов средней и большой мощности в 3…5 раз больше активного сопротивления обмо ток, последним можно пренебречь. Поскольку влияние La на выпрям ленное напряжение через коммутацию имеет место на уровне несколь ких процентов, влияние Ra тогда будет на уровне одного процента и сделанное второе упрощение также обосновано.

Таким образом, оценку влияния реального трансформатора РТ на процесс коммутации токов в выпрямителе сделаем путем замены ре ального трансформатора на со вокупность идеального транс форматора ИТ (как в прежней модели гл. 2) и суммарной ин дуктивности рассеивания обмо ток, приведенной ко вторичной Рис. 3.1. стороне (La), как показано на рис. 3.1. На рис. 3.1.3 приведена схема управляемого выпрямителя, у кото рого реальность трансформатора учтена включением реактивных со противлений Xa = La во вторичные обмотки трансформатора. Вентили и сглаживающий дроссель пока по-прежнему считаем идеальными, чтобы выяснить влияние в чистом виде одного нового элемента – Xa.

Очевидно, что теперь при включении очередного вентиля, например 3, ток в нем будет нарастать с конечной скоростью, а в вентиле 1, выхо дящем из работы, ток будет спа дать тоже с конечной скоростью.

Значит, на время коммутации из напряжения фазы U2b, ее Xa, вен тиля 3, вентиля 1, напряжения фазы U2a и ее Xa образуется кон тур коммутации. В общем слу чае контур коммутации – это замкнутый контур, образованный ветвью с вентилем, вступающим в работу, и ветвью с вентилем, выходящим из работы. В контуре коммутации обязательно наличие источника (коммутационного) напряжения. Если им является Рис. 3.1.3 напряжение питающей сети (или приемной сети, в случае зависи мого инвертора, см. раздел 3.3.4), то такая коммутация называется ес тественной коммутацией.

Дифференциальное уравнение для тока в контуре коммутации iк имеет вид:

diк 2X = - u2b.

(3.1.1) u2a a d Вектор межфазного напряжения U2к в m2-фазной системе, под действием которого идет коммутационный про цесс, определяется в соответствии с векторной диаграммой на рис. 3.1. Тогда решение уравнения (3.1.1) для тока коммутации, совпадающего с Рис. 3.1. анодным током вентиля, вступающего в работу, имеет вид, при усло вии помещения начала отсчета времени в точку естественного зажига ния:

2U iк = ia3 = 2U 2sin sin d = - sin cos +. (3.1.2) C X m2 X m a a Постоянная интегрирования С1 определяется из начального усло вия ia3 = 0 при =, т. е.

U (3.1.3) C1 = 2 sin cos.

X m a С учетом ее решение (3.1.2) примет вид 2 U2 sin m2 - cos ).

(cos (3.1.4) ia3 = X a Длительность процесса коммутации определяется из условия дос тижения током вентиля 3, вступающего в работу, тока Id, при этом ток вентиля, выходящего из работы, спадает до нуля, так как при идеаль ном фильтре (3.1.5) ia1 + ia3 = id = I d и контур коммутации разомкнется. Интервал (относительного) време ни, в течение которого в контуре коммутации ток проводят оба венти ля, участвующие в коммутации, называется углом коммутации и обо значается. Условие ia3 = Id при = + подставляется в уравнение (3.1.4) 2 U2 sin m2 - cos + )], = [cos ( (3.1.6) I d X a и отсюда получается формула для расчета угла коммутации I X d a = arc cos - -. (3.1.7) cos 2 U2 sin m Таким образом, определены законы изменения токов вентиля, вступающего в работу (3.1.4), и вентиля, выходящего из работы (3.1.5), на интервале коммутации и длительность интервала. Харак тер изменения мгновенного значения выпрямленного напряжения на интервале коммутации ud, когда ток проводят две фазы трансформа тора, здесь u2a и u2b, находим по методу наложения, полагая цепь на грузки источником тока Id, тогда + u u 2a 2b ud =. (3.1.8) Выпрямленное напряжение на интервале строится как полусумма фазных напряжений трансформатора, участвующих в коммутации.

На рис. 3.1.5 показаны временные диаграммы вы прямленного напряжения ud и анодных токов вентилей с уче том коммутации.

Характерно, что на вне коммутационном интервале, т. е. на интервале с одним про водящим вентилем, мгновен Рис. 3.1. ная кривая выпрямленного напряжения идет по кривой вторичного напряжения трансформатора, несмотря на наличие в анодной цепи вентиля индуктивности La. На пряжение самоиндукции на ней от протекания тока id при этом равно нулю, так как производная идеально сглаженного выпрямленного тока также равна нулю.

Из диаграммы выпрямленного напряжения видно, что реальная коммутация токов привела к потере в площади кривой выпрямленного напряжения на величину коммутационного падения напряжения ux, заштрихованного на диаграмме. Потеря площади означает уменьше ние среднего значения выпрямленного напряжения, которое теперь становится зависящим от величины угла коммутации, а значит, по (3.1.7) и от среднего значения выпрямленного тока при постоянном угле регулирования. Эта зависимость U d = f ( ) = const называ I d ется внешней характеристикой выпрямителя. (Слово внешняя – мне моническая подсказка местонахождения цепи нагрузки, внешне под ключаемой к выпрямителю.) Уравнение внешней характеристики вы прямителя записывается из очевидного соображения: напряжение на выходе выпрямителя при наличии нагрузки равно разности напряже ния его холостого хода Ud0 и падения напряжения в выпрямителе от коммутации Ux при появлении тока нагрузки, т. е.

= (3.1.9) U U - U x = cos - U x, U d d d где U – среднее значение коммутационного падения напряжения, x которое равно в общем случае + + dia 1 U x = uxd = X d = a 2 2 d qm2 qm (3.1.10) I d 1 X I a = xa dia3 = 2 d.

qm2 qm После подстановки (3.1.10) в (3.1.9) получаем в явной форме урав нение внешней характеристики выпрямителя с учетом коммутации X a. (3.1.11) = cos U U I d d d qm Характерно, что внешние характеристи ки, являющиеся прямыми линиями, идут параллельно для различных значений угла регулирования, так как коммутационное падение напряжения U от него не зависит. Графики внешних ха x рактеристик показаны на рис. 3.1.6.

Другой характерный результат состоит в том, что влияние индук Рис. 3.1. тивности La через процесс коммутации на среднее значение выпрям ленного напряжения формально аналогично влиянию эквивалентного коммутации внутреннего квазиактивного сопротивления Rв.э:

X a =. (3.1.12) R в.э qm Это позволяет представить выпрямитель по выходу схемой замеще ния, содержащей генератор постоянного напряжения величиной cos и последовательно включенного с ним квазиактивного со U d противления Rв.э., как показано на рис. 3.1.7.

Сопротивление названо квазиактивным потому, что несмотря на наличие падения напряжения на нем, равного Ux, потерь активной мощности в нем нет, как нет ее и в самом комму- тационном процессе, обусловленном реактивно стью La.

В то же время полученный результат (3.1.12) подсказывает нам, что действительно имеющиеся активные сопротивления в контуре протекания тока внутри выпрямителя до внешних зажимов окажут на выпрямленное напряжение такое же влияние, Рис. 3.1. как и квазиактивное внутреннее сопротивление Rв.э.

Это позволяет объединить в суммарное внутреннее сопротивление выпрямителя Rв активные сопротивления обмоток трансформатора, приведенные ко вторичной стороне, R’1 + R2, динамическое сопротив ление вентиля в прямом направлении Rдин, активное сопротивление обмотки сглаживающего реактора выходного фильтра Rф, т. е.

Rв = Rв.э + R1 + R2 + Rдин + Rф. (3.1.13) С учетом этого обобщенное уравнение внешней характеристики получает вид X a = cos U U - + R1 + R2 + Rдин + Rф - qU 0. (3.1.14) I d d d qm Здесь последнее слагаемое учитывает второй параметр реального вен тиля в проводящем состоянии – напряжение отсечки прямой вольт амперной характеристики U0.

Для электроэнергетиков более привычным является такой пара метр трансформатора, как напряжение его короткого замыкания U1k %, а не индуктивное сопротивление рассеивания трансформатора, приве денное ко вторичной стороне Xa. Эти два параметра связываются оче видным способом X1k U1K UK % X = = = La. (3.1.15) a XТ I1H Таким образом, на втором этапе анализа – анализе выпрямителя с реальными элементами – учтены реальные параметры трансформато ра, вентилей, выходного фильтра (кроме допущения Ld = ), которые, углубив результаты первого этапа анализа с идеальными элементами, расширили границы применения теории до задач практики. Осталось снять последнее допущение и выяснить влияние конечного значения индуктивности в цепи нагрузки Ld прежде всего на две основные для пользователя характеристики выпрямителя, а именно на его внешнюю и регулировочную характеристики. Это и будет сделано в следующем разделе.

3.2. ТЕОРИЯ РАБОТЫ ВЫПРЯМИТЕЛЯ НА ПРОТИВОЭДС ПРИ КОНЕЧНОМ ЗНАЧЕНИИ ИНДУКТИВНОСТИ Ld.

Работа выпрямителя на противоЭДС в цепи нагрузки является са мой частой моделью реальных нагрузок. Такими нагрузками, содер жащими противоЭДС, являются:

1) якорная цепь машины постоянного тока, содержащая в схеме замещения кроме RL-параметров якорной обмотки еще и ЭДС враще ния машины;

2) аккумуляторы, замещаемые источником ЭДС с малым активным внутренним сопротивлением;

3) гальванические ванны в химическом и металлургическом произ водстве, имеющие встречную ЭДС раствора или расплава;

4) электрические дуги сварки, газоразрядных приборов освещения, плазменных установок и т.п.

Условно к этому режиму можно отнести даже работу выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку (обмотки возбуждения электриче ских машин, обмотки реле и т.д.) на этапе спада тока в обмотке (гаше ние поля обмотки). При этом энергия магнитного поля обмотки воз вращается (рекуперирует) в питающую сеть. Выпрямитель имеет так же свою собственную внутреннюю противоЭДС, в соответствии с (3.1.14) равную qU0, которая оказывает значительное влияние на вы прямленный ток при малых величинах выпрямленного напряжения (низковольтные выпрямители или зарегулированные до малых напря жений выпрямители с высоким номинальным выпрямленным напря жением).

Модельная схема управляемого выпрямителя, охватывающая все ука занные случаи, имеет вид, показанный на рис. 3.2.1.

Задачей данного раздела является изучение влияния конечного значения индуктивности в цепи нагрузки Ld на Рис. 3.2. две основные характеристики выпря мителя: внешнюю и регулировочную. При необходимости результат анализа электромагнитных процессов в этой модели можно распро странить и на изучение влияния конечного значения Ld на процессы в других цепях, помимо выходной, по той методике, которая была ис пользована выше при анализе базовых ячеек выпрямления.

Конечное значение индуктивности в цепи нагрузки может приво дить к появлению качественно нового режима работы выпрямите ля – режима прерывистого выпрямленного тока, как это было отме чено в разделе 2.2. Поэтому последовательно проведем анализ для ре жимов прерывистого тока, граничного предельно-непрерывного тока, непрерывного тока.

3.2.1. РЕЖИМ ПРЕРЫВИСТОГО ТОКА ( < 2/qm2) Воспользуемся временными диаграммами рис. 3.2.2 для этапа ка чественного анализа, на которых построены кривые выпрямленного напряжения и выпрямленного то ка.

В этом режиме ток проводяще го вентиля спадает к нулю раньше, чем поступает импульс управле ния на следующий вентиль, и в выпрямленном токе образуется нулевая пауза. Поодиночная рабо та всех вентилей означает незави симость их Рис. 3.2. режимов друг от друга, поэтому схема замещения любого выпрямителя на интервале проводящего состояния вентиля имеет вид, показанный на рис. 3.2.3.

Здесь в сопротивление Rd можно объе динить при необходимости все внутренние активные сопротивления выпрямителя, вхо дящие в (3.1.13). Аналогично, в противо ЭДС нагрузки можно объединить напряже ния отсечки прямой вольт-амперной харак теристики проводящих вентилей qU0. Ин Рис. 3.2. дуктивность рассеивания трансформатора La входит с множителем q, так как при m2=3, q=2 ток течет по двум фазам трансформатора.

Как было показано в разделе 2.2.2, в режиме прерывистого вы прямленного тока в RL-нагрузке длительность протекания тока оп ределяется из решения трансцендентного уравнения, что означает и невозможность получения аналитического выражения для среднего значения выпрямленного тока. Это, в свою очередь, означает отсутст вие замкнутого аналитического выражения для внешней характери стики выпрямителя. Анализ работы выпрямителя для такого самого общего случая сделан в работах А. А. Булгакова [40] и С. В Захареви ча. [41] и довольно сложен. Поэтому ограничимся здесь случаем без активного сопротивления в цепи выпрямленного тока (Rd = 0). В та ком случае внешнюю характеристику можно получить уже в виде уравнений в параметрической форме, т. е.

= (, ), f U d (3.2.1) = f (, ).

I d Тогда, задаваясь значениями j < 2/qm2, можно вычислять по (3.2.1) соответствующие им значения, при = сonst и полу U I d dj j чать таким образом точки внешней характеристики.

Сначала определим среднее значение выпрямленного на пряжения, интегрируя кривую его мгновенного значения за вре мя протекания тока (во время бестоковой паузы мгновенные значения выпрямленного напряжения и противоЭДС совпадают, а значит, совпадают и их средние значения на интервале пау зы) в соответствии с диаграммой на рис. 3.2. + 1 1 = udd = - ux ) d = 2 U2 sin d = U d (u a (3.2.2) U = [cos - cos( + )] = (,), f где = - + – угол вступления вентиля в работу, отсчи 2 qm танный относительно нуля вторичного напряжения, куда здесь помещено начало отсчета времени.

Так как среднее значение выпрямленного напряжения урав новешивается средним значением противоЭДС, то из (3.2.2) следует U2 - cos + )] = [cos ( (,). (3.2.3) U0 = Ud = f Для расчета среднего значения выпрямленного тока необхо димо знать выражение для мгновенного значения этого тока, которое находится как решение дифференциального уравнения для тока, имеющего в соответствии с расчетной схемой заме щения (рис. 3.2.3) следующий вид:

did (qXa + Xd ) + idRd = u2 - U0. (3.2.4) d Прямое интегрирование этого уравнения при Rd = 0 дает 2 U id = [-cos - ] + C1, (3.2.5) qXa + Xd U где = – относительное значение противоЭДС, 2 U m2 = 3, q = 1, U а U2 = 3 m2 = 3, q = 2.

U Постоянная интегрирования определяется из начального ус ловия: id = 0 при = 2 U C1 = [ + cos ].

qXa + Xd Тогда решение (3.2.5) примет вид 2 U = [cos - cos + ( + )]. (3.2.6) i d q + X X a d Из уравнения (3.2.6) находится среднее значение выпрям ленного тока 2 U2qm2 + = d = I d id [cos - cos(- 0 + )+ ( - )] d = 2 (qXa + Xd ) qm 2 U2qm 2 f2, ).

= ( = (, sin + )- sin + cos - (qXa + Xd ) (3.2.7) Если подставить в (3.2.7) значение, определяемое из (3.2.3), то получим в явном виде зависимость = f2 (,, ) = f2 (,, f1 (,)) = f2 (, ). (3.2.8) I d Обычно ограничиваются для выпрямленного тока зависимо стью (3.2.7).

3.2.2. РЕЖИМ ПРЕДЕЛЬНО-НЕПРЕРЫВНОГО ТОКА (=2/qm2) Соотношения для средних значений выпрямленного напряжения и выпрямленного тока указанного граничного режима получаются соот ветственно из (3.2.2) и (3.2.7) с учетом (3.2.3) при подстановке в них =2/qm qm Ud.г = 2 U2 sin cos = Bcos, (3.2.9) qm 1 Id.г = sin - ctg sin = Asin. (3.2.10) qm2 1 qm2 qm Соотношения (3.2.9) и (3.2.10) определяют уравнение дуги эллипса в параметрической форме на графике внешних характеристик рис. 3.2.4 и разделяют зоны непрерывного и прерывистого выпрям ленного тока..

3.2.3. РЕЖИМ НЕПРЕРЫВНОГО ТОКА ( > 2/qm2) В режиме непрерывного выпрямленного тока его период состоит из двух подынтервалов: внекоммутационного и коммутационного. Во внекоммутационном интервале ток проводит один вентиль (в однопо лупериодных схемах выпрямления), в коммутационном – два вентиля.

Число дифференциальных уравнений для тока уже становится в три раза больше (три уравнения), чем в режиме прерывистого тока, что приводит к такому усложнению формул, что они становятся громозд кими и трудоемкими для инженерных расчетов. Поэтому здесь можно использовать приближенную методику построения внешней характе ристики, если значения Xd заметно превышают значения Xa. Более точ ная, но более сложная методика приведена в [8]. Это обычно выполня ется, так как значение реактанса сглаживающего дросселя выбирают из условия получения пульсаций выпрямленного тока на уровне не скольких процентов от его среднего значения. С инженерной точно стью в этом случае пульсациями выпрямленного тока можно пренеб речь, т. е. считать его идеально сглаженным, как при Xd =. Тогда противоЭДС в цепи нагрузки можно заменить на эквивалентное ак тивное сопротивление нагрузки Rd.э:

U, (3.2.11) Rd э = I d протекая по которому, выпрямленный ток создает на нем такое же постоянное падение напряжения, как U0. Режим работы выпрямителя в статике при этом не изменится, т. е. выпрямитель этой подмены на грузки «не почувствует».

Уравнение же для внешней характеристики выпрямителя с актив но-индуктивной нагрузкой при Xd = было получено в разделе 3.1.1 в форме (3.1.11) и в более общей модели выпрямителя – в форме (3.1.14). Графики результирующих внешних характеристик выпрями теля, нагруженного на противоЭДС, приведены на рис. 3.2.4.

Показателен крутой спад характе ристик в области прерывистого вы прямленного тока. Это обусловлено резкой зависимостью длительности протекания тока при изменении противоЭДС и ограничении величи ны импульса тока реактансами Xa и Рис. 3.2. Xd. В режиме непрерывного тока ог раничение величины выпрямленного тока определяется процессом коммутации, в котором участвует только реактанс Xa.

Еще одной особенностью работы выпрямителя на противоЭДС в случае конечного значения Xd является возможность появления режи ма работы с вынужденным углом регулирования в.

В этом случае вентиль вступает в работу не с углом регулирования, задаваемым по каналу управления, а с вынужденным углом регулирова ния в, определяемым моментом по явления прямого напряжения на вен тиле, как это иллюстрирует времен Рис. 3.2. ная диаграмма на рис. 3.2.5.

Значение угла в (в) определяется соотношением вторичного на пряжения трансформатора и противоЭДС нагрузки.

U в - + = arcsin. (3.2.12) = 2 qm2 в U В этих случаях, если в >, в формулах для расчета внешней ха рактеристики необходимо заменять на в.

Таким образом, конечное значение индуктивности сглаживающе го реактора в цепи выпрямленного тока приводит к появлению режима прерывистого тока нагрузки, вызывающего:

• существенное нелинейное искажение внешней характеристики выпрямителя, что ухудшает свойства выпрямителя как элемента сис темы автоматического управления;

• резкое ухудшение качества выпрямленного тока, имеющего в этом режиме большое превышение амплитуды импульсов тока над его средним значением (полезной составляющей), что увеличивает потери активной мощности;

• заметное снижение входного коэффициента мощности выпрями теля в зоне малых (по сравнению с =2/qm2) (подробнее в разделе 3.3.10);

• увеличение быстродействия регулирования выпрямленного тока до одного периода его пульсаций, в то время как в режиме непрерыв ного тока скорость его изменения определяется электромагнитной по стоянной времени цепи нагрузки (здесь – сглаживающего реактора).

Второй задачей исследования, поставленной в начале этого разде ла, является изучение влияния конечного значения Xd на регулировоч ные характеристики выпрямителя. Формально зависимость среднего значения выпрямленного напряжения от угла регулирования можно проследить для режима прерывистого тока по уравнению (3.2.3). Оче видна зависимость выпрямленного напряжения не только от, но и от длительности протекания импульсов выпрямленного тока. Таким образом, положение регулировочной характеристики становится зави сящим от режима в цепи выпрямленного тока, т..е. регулировочные характеристики также искажаются за счет неоднозначности их поло жения от угла регулирования.

В целом режим прерывистого тока, ухудшая все основные харак теристики выпрямителя (кроме быстродействия, которое, наоборот, улучшается), является неблагоприятным режимом работы выпрями те- ля. Сократить зону прерывистых токов можно увеличением значения индуктивности сглаживающего реактора, увеличением эквивалентного числа фаз выпрямляемого напряжения (qm2) и ограничением макси мального значения угла регулирования.

3.3. РАБОТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ С КОНДЕНСАТОРНЫМ СГЛАЖИВАЮЩИМ ФИЛЬТРОМ Индуктивный сглаживающий фильтр Ld, включаемый последова тельно с нагрузкой в цепи выпрямленного тока, оказывает сглажи вающее влияние в основном на выпрямленный ток, в то время как вы прямленное напряжение Ud по-прежнему остается пульсирующим. В случаях, когда нагрузка, представляемая в расчетной модели постоян ным или переменным активным сопротивлением Rd, требует постоян ного напряжения, необходимо использовать сглаживающий конденса тор Cd, включенный параллельно в цепи нагрузки, как показано на рис. 3.3.1 на примере выпрямителя однофазного тока. Упрощенный анализ влияния емкости конденсатора на выпрямленное напряжение является целью этого раздела.

Реальность параметров трансформатора в соответствии с результа тами раздела 3.1 отражена добавлением во вторую обмотку идеально го трансформатора индуктивности рассеивания La, приведенной ко вто ричной стороне, т. е. La это не внеш ний элемент схемы, а параметр схемы замещения трансформатора. Только при отсутствии входного трансфор матора потребуется включение соот ветствующего реактора на входе.

Если постоянная времени цепи на грузки d = CdRd достаточно велика и Рис. 3.3. пульсациями напряжения на емкости Cd можно пренебречь, то режим рабо ты этой схемы становится подобным режиму работы выпрямителя на противоЭДС, рассмотренному в предыдущем разделе. Оценим тре буемое значение емкости сглаживающего конденсатора в зависимости от мощности нагрузки Pd:

U d =. (3.3.1) P d R d Потребуем, чтобы постоянная времени цепи нагрузки была много больше периода пульсаций выпрямленного напряжения U 0, T d =, (3.3.2) d = Cd R Cd 1 = d qm2 qm P d отсюда 0, Pd. (3.3.3) Cd >> qm2 U d Например, в неуправляемом выпрямителе сетевого напряжения 220 В с бестрансформаторным входом среднее значение выпрямлен ного напряжения будет близко к амплитуде напряжения сети (при ма лых нагрузках), т. е. примерно 300 В. Тогда из (3.3.3), беря десяти кратное превышение постоянной времени над периодом пульсаций, получаем [Ф]. (3.3.4) Cd = 0,1110-6 P d Таким образом, большие требуемые значения емкости сглажи вающего конденсатора обычно ограничивают мощность однофазных выпрямителей с таким фильтром на маломощном уровне порядка еди ниц киловатт. Индуктивный сглаживающий фильтр Ld становится ра циональным, наоборот, при малых значениях Rd, имеющих место уже в мощных выпрямителях с питанием от трехфазной сети (при Pd > > 3…5 кВт). В промежуточном диапазоне мощностей выпрямителей (от сотен ватт до 3…5 кВт) используют комбинированные типы LdCd – фильтров на выходе выпрямителя, которые выполняются по Г-, П- и Т-образным схемам [10, 11].

С другой стороны, в выпрямителях малой мощности (десятки ватт) в схеме замещения трансформатора активные сопротивления обмоток доминируют над реактивными сопротивлениями индуктивностей рас сеивания обмоток. Для этого случая анализ работы выпрямителя на активную нагрузку с конденсаторным фильтром сделан в работе [11].

3.4. ОБРАЩЕНИЕ НАПРАВЛЕНИЯ ПОТОКА АКТИВНОЙ МОЩНОСТИ В ВЕНТИЛЬНОМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕ С ПРОТИВОЭДС В ЗВЕНЕ ПОСТОЯННОГО ТОКА - РЕЖИМ ЗАВИСИМОГО ИНВЕРТИРОВАНИЯ Рассмотренные устройства преобразования переменного тока в по стоянный характеризуются передачей активной мощности из питаю щей сети переменного тока в цепь постоянного тока – цепь нагрузки.

Вместе с тем в таких устройствах возможны ситуации, когда требуется рекуперация энергии из цепи постоянного тока в цепь переменного тока. В электроэнергетике это имеет место в передачах электроэнергии постоянным током. Подобная ситуация возникает и в тех случаях, ко гда выпрямительное устройство питает якорную цепь машины посто янного тока в системе электропривода какого-либо транспортного средства или грузоподъемного механизма. Тогда при движении транс порта под уклон или грузоподъемного механизма вниз (с грузом) ма шина постоянного тока переходит из двигательного режима работы в генераторный режим за счет механической энергии, подводимой к ней от исполнительного механизма. Эту энергию можно полезно исполь зовать, преобразовав ее в электрическую и возвратив через (реверсив ный) вентильный преобразователь в сеть переменного тока (см. раз дел 3.12). В преобразователе при этом происходит изменение направ ления потока активной мощности на обратное, называемое инвертиро ванием. А процесс преобразования энергии постоянного тока в энер гию переменного тока при наличии сети переменного тока, созданной каким-то другим источником энергии переменного тока, называют зависимым инвертированием. Изучение этого процесса в зависимых инверторах однофазного и трехфазного тока является целью настоя щего раздела.

Очевидно, что изменение направления потока активной мощности в звене постоянного тока при сохранении неизменным направления тока в силу наличия вентилей возможно только за счет изменения по лярности напряжения в звене постоянного тока. Это достижимо, в со ответствии с уравнением регулировочной характеристики управляемо го вентильного преобразователя (2.9.2) при углах регулирования >900. При этом сдвинется кривая тока в первичной обмотке транс форматора, а значит, и его первая гармоника, на угол 1(1) =. Тогда в соответствии с (1.3.1) при 1(1)>900 изменится и знак активной мощно сти в цепи переменного тока вентильного преобразователя, т. е. дейст вительно будет происходить отдача мощности в сеть переменного то ка, а не ее потребление из сети, как было в случае режима управляемо го выпрямления.

Обратим внимание на то, что теперь вместо термина управляемый выпрямитель используется термин вентильный преобразователь, ибо речь пошла о двух возможных режимах работы одного и того же уст ройства – режиме управляемого выпрямления и режиме зависимого инвертирования. В тех же случаях, когда режим зависимого инверти рования является единственным (длительным), такое устройство пре образования постоянного напряжения в переменное, частота, форма и величина которого определена другой существующей сетью, называют зависимым инвертором или инвертором, ведомым сетью.

Назначение зависимого инвертора в этом случае сводится к по ставке дополнительной активной мощности в существующую систему переменного напряжения.

Другой ситуацией, приводящей к кратковременному появлению режима зависимого инвертирования в рассматриваемом вентильном преобразователе, является его работа на какие-либо обмотки магнит ных систем (обмотки возбуждения электрических машин, обмотки электромагнитов, обмотки сверхпроводниковых накопителей). В тех случаях, когда требуется быстро и эффективно вывести накопленную энергию из обмоток путем сброса тока в них, необходимо изменить на обратную полярность напряжения на обмотке, что также обеспечива ется в вентильном преобразователе увеличением угла регулирования до 900. В момент спада тока до нуля режим зависимого инвертирова ния естественно прекратится, так как исчезнет источник временной энергии в звене постоянного тока.

Рассмотренные ситуации показывают, что выпрямители и зависи мые инверторы имеют одинаковые принципиальные схемы преобразо вания, но зависимые инверторы не могут быть выполнены на неуправ ляемых вентилях.

С учетом этого достаточно рассмотреть режим зависимого инвер тирования для одной схемы однофазного вентильного преобразователя и одной схемы трехфазного вентильного преобразователя.

3.4.1. ЗАВИСИМЫЙ ИНВЕРТОР ОДНОФАЗНОГО ТОКА (m1=1, m2=2, q=1) Необходимо сразу заметить, что названия первичных и вторичных обмоток трансформатора в вентильном преобразователе сохраняются независимо от его режима работы для устранения путаницы с их ну мерацией при изменении направления потока активной мощности че рез трансформатор.

Схема зависимого инвертора показана на рис. 3.4.1. Реальный трансформатор, как показано в разделе 2.9, представлен в виде сово купности идеального трансформатора и индуктивностей рассеивания обмоток La, приведенных ко вторичной стороне.

В отличие от работы выпрямителя на внешнюю противоЭДС в зве не постоянного напряжения, в инверторе полярность внешней ЭДС в этом звене изменена на обратную. Это одно из двух условий, как бы ло показано выше на качест венном уровне, для пере вода управляемого вы прямителя, работающего на противоЭДС, в режим зависимого инвертора.

Второе условие состоит в том, чтобы угол регулиро вания был больше 900.

Задачей анализа здесь является получение Рис. 3.4. основных характери стик инвертора. Для расче та характеристик зависимого инвертора удобнее вместо угла пользо ваться углом регулирования, дополняющим угол до 1800, т. е.

+ = 1800. (3.4.1) Это делает все зависимости характеристик от угла в инверторе подобными зависимостям соответствующих характеристик от угла в выпрямителе.

Для более наглядного представления особенностей электромагнит ных процессов в зависимом инверторе по сравнению с управляемым выпрямителем, нагруженным на противоЭДС, на рис. 3.4.2 приведены временные диаграммы и для режима выпрямления (рис.3.4.2, а) и для режима зависимого инвертирования (рис. 3.4.2, б).

Методика построения временных диаграмм та же, что и при вы прямительном режиме работы в рамках допущения Xd =. Для инвер торного режима характерны две особенности временных диаграмм.

Во-первых, значительно меньшая длительность интервала прило жения к вентилю обратного напряжения :

= - в, (3.4.2) которая должна быть больше паспортного времени восстановления управляющих свойств вентиля с неполным управлением (тиристоры) в. Это обстоятельство ограничивает минимально возможное значение угла регулирования в инверторном режиме величиной min = + в, (3.4.3) max а б Рис. 3.4. В выпрямителе минимальная величина угла регулирования мо жет быть равна нулю. Значит, максимально возможная активная мощ ность вентильного преобразователя в выпрямительном режиме всегда будет больше максимально возможной активной мощности в инвер торном режиме.

Во-вторых, закон изменения анодных токов вентилей на интерва лах коммутации в инверторном режиме в соответствии с (3.1.4) при > /2 и > /2 таков: теперь на интервале нарастания ток имеет вы пуклый характер, на интервале спада – вогнутый характер, т. е. обрат ный характеру изменения в выпрямительном режиме.

Формальный анализ инверторного режима работы вентильного преобразователя удобнее, как будет видно из дальнейшего, сделать в обратной, по сравнению с выпрямительным режимом, последователь ности. Здесь сначала получим уравнения основных характеристик ин вертора – входной, регулировочной и ограничительной, а затем, ис пользуя их, выясним особенности расчетных соотношений для эле ментов схемы вентильного преобразователя.

Входная характеристика. Входом преобразователя в режиме за висимого инвертирования является цепь постоянного тока, поэтому здесь значима зависимость среднего значения инвертируемого напря жения Udx от среднего значения инвертируемого тока Id при постоян ном угле регулирования, называемая входной характеристикой за висимого инвертора. Формально ее уравнение получается из уравне ния внешней характеристики управляемого выпрямителя, нагруженно го на противоЭДС (3.1.19) при замене в ней на по (3.4.2):

= cos - U = -( cos + U ). (3.4.4) U U U d d x d x 0 Знак минус у напряжения Ud подтверждает смену полярности на пряжения в звене постоянного тока у инвертора по сравнению с вы прямителем. Смена знака здесь у среднего значения коммутационного падения напряжения Ux свидетельствует о том, что входные характе ристики инвертора поднимаются с ростом тока с таким же наклоном, с каким падают внешние характеристики выпрямителя. Графики вход ных характеристик приведены на рис. 3.4.3.

Рис. 3.4.3 Рис. 3.4. В том случае, если вентильный преобразователь поочередно рабо тает в выпрямительном и инверторном режимах, то их внешние и ре гулировочные характеристики изображаются на совместном графике соответственно в первом и четвертом квадрантах, как показано на рис. 3.4.4.

Регулировочная характеристика. Регулировочная характеристи ка зависимого инвертора получается из регулировочной характеристи ки управляемого выпрямителя (2.9.1) заменой на по (3.4.1) для режима Id = 0:

= cos = -U d0 cos. (3.4.5) U U d d Знак минус свидетельствует об обратной полярности напряжения в звене постоянного тока у зависимого инвертора по сравнению с управ ляемым выпрямителем. График совместной регулировочной характе ристики для обоих режимов показан на рис. 2.9.2.

Ограничительная характеристика. Характеристика, присущая только зависимому инвертору, называемая ограничительной, опреде ляет зависимость максимально допустимого среднего значения инвер тируемого напряжения от максимально допустимого среднего значе ния инвертируемого тока. Эти ограничения на инвертируемые напря жение и ток обусловлены ограничением на значение допустимого тока инвертора Idmax, определяющего максимально допустимый угол ком мутации max при заданном угле регулирования в соответствии с (3.4.2) max - в.

= (3.4.6) Чем больше угол регулирования, тем больше допустимый угол коммутации, а значит, и инвертируемый ток, нанося значения которо го на соответствующие этому углу входные характеристики (т. е.

определяя при этом Ud max), можно через полученные точки провести ограничительную характеристику.

Формальное уравнение ограничительной характеристики становит ся очевидным, если взглянуть на временную диаграмму инвертируе мого напряжения ud на рис. 3.4.2, б из-под оси времени в обратном направлении. С позиций такого рассмотрения кривая ud подобна кри вой ud рис. 3.4.2, а, если считать за угол регулирования угол в, а за сумму углов + угол. Уравнение ограничительной характеристи ки получается из уравнения внешней характеристики управляемого выпрямителя при угле управления, равном в, график которой поло жен на семейство входных характеристик инвертора на рис. 3.4.3 и соответствует уравнению X a (3.4.7) = cos.

U U - U = cos U I dmax 0 d max d x d Рабочей областью зависимого инвертора является область под ог раничительной характеристикой. Выше этой характеристики располо жена область “опрокидывания” инвертора. При перегрузке по току время, отводимое на восстановление управляющих свойств вентиля, оказывается меньше требуемого, и вентиль снова начнет проводить ток с момента появления на нем прямого напряжения, т. е. с углом регули- рования = 0, как видно из временной диаграммы для обратного на пряжения на вентиле на рис. 3.4.2, б. Полярность кривой напряжения вентильного преобразователя Ud «перевернется» на обратную, как у неуправляемого выпрямителя, и его напряжение окажется включен ным согласно с напряжением внешнего источника. Это отражено в схемах замещения по средним значением переменных в цепи постоян ного тока для нормального режима работы зависимого инвертора (рис.3.4.5,а) и режима его опрокидывания (рис. 3.4.5, б).

а б Рис. 3.4. Возникает большой аварийный ток, ограничиваемый только малы ми активными сопротивлениями потерь элементов схемы.

При конечном значении индуктивности сглаживающего реактора Ld в зависимом инверторе все характеристики инвертора могут быть получены из соответствующих характеристик управляемого выпрями теля, нагруженного на противоЭДС (см. раздел 3.2) при замене в них на 180 - и знака у противоЭДС в цепи постоянного напряжения с U на –U0.

Особенности расчетных соотношений для элементов инверто ра. Методика расчета зависимого инвертора аналогична методике рас чета выпрямителя с той только особенностью, что минимальный угол регулирования в инверторном режиме min не может быть равен нулю, в то время как расчетный режим выпрямителя делался выше при = 0.

Величина min и действующее значение вторичного напряже ния трансформатора U2 взаимно зависимы, поэтому их опреде ление необходимо сделать из совместного решения двух урав нений с этими переменными – уравнений (3.4.7) и (3.1.6). Из уравнения (3.4.7) определяется величина Ud0, а значит, и вели чина U2:

Udmax + U x (3.4.8) Ud0 = cos в и 2 Ud0 U dmax + U x где KU =. (3.4.9) = =, U KU KU cosв Из уравнения (3.1.6) с учетом замены = 180 – 2 (3.4.10) [cos - cos ] Id = в X a определяется величина cos min для Id max с учетом (4.9):

X Id max a cos = cos -. (3.4.11) min в 2 В результате сделанного первого шага в пятнадцатишаговой про цедуре (которая здесь не повторяется) расчета вентильного преобразо вателя как в выпрямительном режиме (см. раздел 2.3), так и в инвер торном режиме определено значение U2, а значит, и Kт, необходимые для последующих шагов расчета. При этом получающиеся соотноше * * ния для,,,,,,, будут зависеть от вре U K S* S1, S* S* S* K b max I 2 T b T.L пт мени восстановления управляющих свойств вентиля в и приведенной индуктивности рассеивания трансформатора La или определяемой ею величины напряжения короткого замыкания трансформатора Uк %, более привычного параметра для энергетиков. При малых значениях в и Uк %, гарантирующих малость min, все указанные расчетные показа тели для зависимого инвертора будут близки к их соответствующим значениям для выпрямителя. Поэтому рекомендации по областям при менения базовых ячеек вентильных преобразователей при работе в выпрямительном режиме будут справедливы и для инверторного ре жима.

3.4.2 ЗАВИСИМЫЙ ИНВЕРТОР ТРЕХФАЗНОГО ТОКА (m1=3, m2=3, q=1 ) Схема трехфазного мостового зависимого инвертора с учетом па раметра La реального трансформатора показана на рис. 3.4.6, а времен ные диаграммы при допущении Xd = – на рис. 3.4.7.

Рис. 3.4. При малых значениях углов регулирования в инверторном режиме углы вступления вентилей в работу близки к 1800, и с учетом этого построены все временные диаграммы по той же методике, что и для управляемого выпрямителя (см. раздел 3.2).

Для получения расчетных соотношений для данного зависи мого инвертора по типовой пятнадцатишаговой процедуре опять на первом шаге расчета определяются U2 по (3.4.9) при 3 Ku = и min из уравнения для инвертируемого тока Id. Для трехфазной мостовой схемы уравнение для тока Id max имеет вид 2 3U (3.4.12) sin [cosв - cos ], min Id max = 2X a Рис. 3.4. откуда находится величина cos min X I (3.4.13) cos = cos min в 1 a d max.

2 3 U С учетом замечаний, сделанных в конце предыдущего раздела 3.4.1, и свойств трехфазной мостовой схемы выпрямления, отмечен ных в разделе 2.7, можно заключить, что и для режима зависимого инвертора данная схема является наилучшей из всех базовых схем вен тильных преобразователей.

3.5* ОБЩАЯ ЗАВИСИМОСТЬ ПЕРВИЧНОГО ТОКА ВЫПРЯМИТЕЛЯ ОТ АНОДНОГО И ВЫПРЯМЛЕННОГО ТОКОВ (ЗАКОН ЧЕРНЫШЕВА) При анализе электромагнитных процессов в базовых ячейках вы прямителей временные диаграммы первичных токов ячеек в соответ ствии с рассмотренной методикой строились в последнюю очередь, после построения всех диаграмм. Поскольку индивидуальный анализ всех схем выпрямления весьма трудоемок, необходимо найти общую методику построения первичного тока в любой схеме выпрямления без процедуры ее детального анализа. Такую методику можно сфор мулировать на базе закона Чернышева для первичных токов выпрями телей, вывод уравнения которого и есть здесь цель анализа.

Фрагмент выпрямителя трехфазного напряжения для вывода зако на Чернышева показан на рис. 3.5.1.

Рис. 3.5. Здесь анодное напряжение вентиля, подлежащее выпрямлению, геометрически складывается в общем случае из напряжений вторич ных обмоток, расположенных на всех стержнях трансформатора. Век торная диаграмма для результирующего напряжения на анодах пред ставлена на рис. 3.5.2.

Угол поворота результирующего вектора относительно напряже ния первичной обмотки фазы А трансформатора обозначен как = 0 + (n -1), (3.5.1) m где 0 – угол поворота для первого вентиля, n – номера проводящих вентилей (n = 1, 2,... m2).

Для нахождения трех неизвестных токов в первичных обмотках транс форматора i1A, i1B, i1C необходимы три уравнения для них. Два уравнения получаются по второму закону Кирх гофа для магнитных цепей, при обхо де контуров из стержней трансформа тора А и В, А и С в направлении, ука занном на схеме рис. 3.5.1, третье уравнение получается по первому за кону Кирхгофа, в результате имеем wa wb i1A + i1B = ia1 - i, w1 w wa wc i1A + i1C = ia1 - ia1. (3.5.2) w1 w Рис. 3.5. i1A + i1B + i1C = 0.

Решение по правилу Крамера для первичного тока имеет вид 2 1 1 i1A = 3 ia1 - 0,5 - 0,5 = K K K т т т a b c 2 ia = ( +U 2bcos120 +U 2c cos 240).

U U1 2a Выражение в круглых скобках представляет собой сумму проекций векторов вторичных напряжений на направление вектора фазы А и может быть заменено проекцией результирующего вектора напряже ния U2.1 на то же направление, т. е.

2 U 2 ia (3.5.3) i1A = 3 ia1 2.1 cos 0 = 3 cos 0.

U1 K т.р Полученное соотношение характеризует вклад в первичный ток фазы А от анодного тока первого проводящего вентиля. Теперь обоб щим уравнение (3.5.3) для интервалов проводимости остальных вен тилей. Общая зависимость первичного тока от анодных токов венти лей в дискретной и непрерывной формах тогда получает следующий вид:

m 2 2 (h i1 = 3Kт ia.mcos 0 + -1)m = cos, (3.5.4) ia 3K 2 т h= где – угол сдвига между вектором напряжения первичной обмотки, в которой находится ток, и результирующим вектором анодного напря жения проводящего вентиля с током ia.

Уравнение (3.5.4) и определяет закон Чернышева для первичных токов выпрямителя, действительный при следующих условиях:

• Первичные обмотки трансформатора соединены в звезду. Если они соединены в треугольник, то закон определяет линейный ток, а коэффициент трансформации Кт и угол 0 определяются относительно напряжений эквивалентной звезды первичных напряжений, в которую преобразуется треугольник первичных напряжений.

• Вторичные обмотки трансформатора могут быть соединены по любой схеме.

• Схема выпрямления – однополупериодная. Для двухполупериод ных схем выпрямления необходимо предварительное сведение их к эквивалентной совокупности однополупериодных схем выпрямления, как это было показано на примере трехфазной мостовой схемы вы прямления в разделе 2.8, и последующее применение к ним закона Чернышева и метода наложения.

Теперь можно сформулировать методику по строения первичного тока выпрямителя сразу по схеме, минуя построение всех остальных вре менных диаграмм, и проиллюстрировать ее на примере выпрямителя трехфазного тока со схе мой соединения обмоток трансформатора тре угольник – звезда с нулевым выводом при допу щении Хd =, Ха = 0 (см. раздел 2.5).

Преобразуется треугольник первичных на пряжений в эквивалентную звезду и для нее оп ределяется коэффициент трансформации Кт и угол 0, здесь равный /6, как показано на век торной диаграмме рис. 3.5.3.

Рис. 3.5. 2. Наносится вспомогательная косинусоида построения с амплиту 2 I d дой здесь, так как ia = Id на интервале проводимости любого K т вентиля.

3. Отмечаются на косинусоиде построения точки, соответствую щие углам поворота векторов анодных напряжений вентилей, здесь /6, (/6)+2(/3), (/6)+2(2/3) и т.д. Эти точки, соответствующие се рединам участков проводимости вентилей, определяют высоты ступе нек длительностью 2/m2 (здесь 2/3) в кривой первичного тока, кото рая получается при соединении вертикалями концов ступеней, как показано на рис. 3.5.4. Такова форма линейного тока (тока в сети) для данной схемы, которая может быть построена и на временных диа граммах рис. 2.5.2 как геометрическая сумма первичных токов двух обмоток.

Рис. 3.5. В случае управляемого выпрямителя при Хd = форма первичного тока от угла не зависит, а смещается только по фазе на угол. При наличии углов коммутации в кривых анодных токов вентилей они так же появляются и в кривой первичного тока. В соответствии с косину соидой построения проявляют себя в кривой первичного тока и пуль сации выпрямленного (анодного) тока в случае конечного значения индуктивности сглаживающего реактора (Хd ).

Закон Чернышева, давая общее аналитическое выражение для кри вой первичного тока выпрямителя, позволяет определить и действую щее значение первичного тока в общем случае однополупериодных схем выпрямления при Хd =. Основываясь на прямоугольно ступенчатом характере первичного тока, можно записать m2 2 / m Am 1 I1 = Am cos2 0 + (h -1) d =, (3.5.5) 2 m2 h= 2 I d где = – амплитуда косинусоиды построения, т. е. действую A m K т щее значение косинусоиды построения определяет действующее зна чение первичного тока трансформатора выпрямителя.

Таким образом, закон Чернышева позволяет находить кривую первичного тока известных и новых схем выпрямления и действующее значение этого тока без процедуры детального анализа электромаг нитных процессов в схемах. Кроме того, он может быть эффективно применен для нахождения в общем виде спектров входных токов вы прямителей, как показано ниже.

3.6. СПЕКТРЫ ПЕРВИЧНЫХ ТОКОВ ТРАНСФОРМАТОРОВ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ И ЗАВИСИМЫХ ИНВЕРТОРОВ Вентильные преобразователи, потребляя из сети несинусоидаль ный ток, оказывают на сеть заметное обратное негативное влияние.

Степень этого обратного влияния зависит от спектра первичного тока выпрямителя, нахождение которого составля ет цель этого раздела. На рис. 3.6.1 показана однолинейная схема замещения электриче ской сети, содержащая источник ЭДС ec (син хронный генератор) с внутренней индуктив ностью Lc, и нагрузку в сети в виде линейного комплексного сопротивления ZH и источник Рис. 3.6. несинусоидального тока I1, которым эквивалентирован вентильный преобразователь.

Наличие нелинейной нагрузки в сети в виде вентильного преобра зователя создает следующие проблемы:

1. Искажается форма напряжения в сети uс, так как d (3.6.1) uc = ec - (iн + i1), X c d что при несинусоидальности тока i1 приведет к несинусоидальности напряжения сети uc. Несинусоидальное напряжение сети окажет свое негативное влияние и на «хороших» (линейных) потребителей элек трической энергии, эквивалентированных сопротивлением Zн.

2. Появляются дополнительные потери активной мощности в эле ментах сети от высших гармоник тока, что может вызвать перегрев этих элементов (трансформаторов, косинусных конденсаторов, элек трических машин).

3. Возникают перенапряжения в сети из-за резонансных явлений при совпадении частот гармоник первичного тока вентильного преоб разователя с собственными резонансными частотами электрической сети, в действительности являющейся системой с распределенными LC-параметрами. Эти перенапряжения могут вызывать ложные защит ные отключения или выход элементов сети из строя.

В целом указанные проблемы (и ряд других) относятся к пробле мам электромагнитной совместимости в электрических сетях. Под электромагнитной совместимостью электротехнических устройств, связанных общей сетью, принято понимать их способность нормально функционировать в реальных условиях эксплуатации при наличии не преднамеренных помех в питающей сети и при этом не создавать не допустимых электромагнитных помех в сети для других устройств [20].

Для расчета спектральным методом показателей, характеризующих степень обратного влияния вентильного преобра зователя на питающую сеть, необходимо знать спектральный состав входного тока вентильных преобразователей. Чтобы многократно не делать расчет спектров Рис. 3.6. входных токов всех базовых ячеек, необ ходимо выполнить спектральный анализ сразу в общем виде. Это можно сделать, используя закон связи первичного тока с анодными токами (закон Чернышева).

На рис. 3.6.2 показана форма анодного тока вентиля при до пущении Хd =, Xa = 0.

Амплитуда гармоники n-го порядка ряда Фурье этой кривой равна m 2 2 2 = cosn d = sin nId (3.6.2) I d I a.max(n) 2 n m и выражение для мгновенного значения гармоники sin 2 m = cos n = cos n, (3.6.3) i I a(n) a.max(n) I d n где n – номер гармоники по отношению к частоте питающей се ти.

Тогда мгновенное значение гармоники n-го порядка первич ного тока вентильного преобразователя в соответствии с дис кретной формой (3.5.4) закона Чернышева, действительного и для отдельных гармоник (в силу линейности связи i1 и in), равно для h-й входной фазы m 2 2 = Ia.max(n) cosn - (h - 1) cos + (h - 1) = i 1(n) 3K т h= m2 m m 1 = + n - (n - 1) h + 3K т h=1 Ia.max(n) cos m n 2 + cos - + - h (n - 1).

(3.6.4) m m 2 Суммы косинусоид одинаковой частоты, но с различными фазовыми сдвигами m2-фазной звезды векторов рис. 3.6.3,а, отличны от нуля только в том случае, если все векторы m2 фазной системы синфазны, как показано на рис. 3.6.3,б.

б а Рис. 3.6. Это возможно при условии (для определенности h = 1) (n – 1)(2/m2) = 2k, (n + 1)( 2/m2) = 2k.

В результате имеем для номеров гармоник n в первичном токе n = km2 ± 1, (3.6.5) где k – целые положительные числа (k = 2, 3, 4...).

Переход от схем однополупериодного выпрямления (q = 1) к схемам двухполупериодного выпрямления (q = 2) приводит, как показано выше, к удвоению частоты коммутаций в преобразова теле, а значит, к уменьшению в два раза интервалов времени между коммутациями. Такой же эффект оказывает и увеличение числа вторичных фаз трансформатора.

Значит, соотношение (3.6.5) можно обобщить за счет учета полу периодности, и оно примет вид (p = qm2 – пульсность) n = kqm2 ± 1= kp ± 1. (3.6.6) В первичном токе любого выпрямителя присутствуют только гар моники, порядок которых определяется по (3.6.6). Например, для трехфазной мостовой схемы и схемы с уравнительным реактором, у которых p = 6, в первичном токе кроме первой будут гармоники по рядка 5, 7, 11, 13, 17, 19....

Из соотношений (3.6.2) и (3.6.4) следует, что относительная вели чина высших гармоник в долях первой гармоники будет sin n sin(kq ±1) m I 1(n) cos kq m m 2 = = = = ±. (3.6.7) n n I 1(1) nsin nsin m m 2 Знак свидетельствует о синфазности или противофазности соответ ствующей гармоники по отношению к первой. С ростом номера гар моник их относительное значение монотонно уменьшается.

На основании спектрального анализа первичных токов трансфор маторов выпрямителей и зависимых инверторов можно сделать сле дующие выводы:

• с ростом пульсности схем преобразования электроэнергии растут частоты высших гармоник первичного тока и уменьшается их относи тельная величина, т. е. форма тока приближается к синусоидальной, в пределе при бесконечно большой пульсности первичный ток стано вится синусоидальным;

• введение угла регулирования () при допущении Хd = не из меняет ни частот гармоник, ни их относительных величин, приводя только к их сдвигу по фазе соответственно для n-х гармоник на угол (n)=n по отклонению к кривой напряжения сети. Это вызывает уве личение потребления из сети реактивной мощности, пропорциональ ной sin (1) и вследствие этого снижение (ухудшение) коэффициента мощности, как будет показано в разделе 3.10;

• учет угла коммутации, устраняя скачки в кривой первичного тока, не изменяет номеров гармоник в ней, но уменьшает относитель ные величины высших гармоник из-за улучшения формы первичного тока. Точный учет влияния коммутации на ток из-за сложного (нели нейного) характера изменения тока на интервалах коммутации (см, раздел 3.1) приводит к громоздким формулам для гармоник тока [8].

Аппроксимация тока на интервалах коммутации линейной зависимо стью (прямой) позволяет получать более простые формулы для гармо ник тока с погрешностью в несколько процентов [42 ].

3.7. СПЕКТРЫ ВЫПРЯМЛЕННОГО И ИНВЕРТИРУЕМОГО НАПРЯЖЕНИЙ ВЕНТИЛЬНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ Нахождение спектра выпрямленного напряжения, являющееся це лью данного раздела, необходимо для расчета выходного фильтра выпрямителя и для оценки показателей качества выпрямленного на пряжения, через которые определяется ущерб в нагрузке от искажен ного качества преобразованной энергии.

В кривой выпрямленного напряжения, показанной на рис. 3.7.1, будут присутствовать и синусные и косинусные составляющие ряда Фурье. Тогда, расположив начало отсчета в максимуме выпрям ляемого напряжения u2, определяемого как 2 cos при q = 1, U u2 = 2 3U 2cos при q = 2, Рис. 3.7. получаем для действующего значения гармоники n-го порядка синусной части ряда Фурье выпрямленного напряжения + p S = 2U2 cossin n d = U d(n) - + p (3.7.1) p p 2kp 2kp = U2 sin sin = sin U d p p2 -1 (kp)2 - Здесь k – номер гармоники в выпрямленном напряжении по отноше нию к его периоду и n = kqm2 = kp – (3.7.2) номер гармоники в выпрямленном напряжении по отношению к пе риоду сетевого напряжения.

Аналогично, действующее значение гармоники n-го порядка косинусной части ряда Фурье равно + p 2 C = 2 U2 coscos n d = -U cos U d(n) d (kp)2 - - + p p (3.7.3) Действующее значение результирующей гармоники n-го по рядка в кривой выпрямленного напряжения тогда равно (n=kp) 2 S C ( ) ( ) = U + U = 1+ (kp tg )2 d0 cos.

U U d(n) d n d n (kp)2 - (3.7.4) Графики качественных зависимостей относительных величин гар моник выпрямленного напряжения Ud(n)/Ud0 от угла регулирования показаны на рис. 3.7.2.

Значение гармоник порядка qm2 в соответствующей схеме вы прямления определяет косвенным образом такой показатель качества постоянного напряжения, как ко эффициент пульсаций, поскольку U d (n) * = = cos =.

U K K Cp d (n) п п U d Рис. 3.7. (3.7.5) На этих же графиках показаны зависимости и другого показателя качества выпрямленного напряжения – интегрального коэффициента гармоник Kг, удобного, как было показано в главе 2, для расчета ве личины сглаживающего реактора. Можно доказать, что для получения одинакового качества выпрямленного тока соотношение индуктивно стей сглаживающего реактора в выпрямителях с qm2 = 2, 3, 6 должно быть 36:9:1 при = 0.

Спектр напряжения в звене постоянного тока вентильного преоб разователя, работающего в режиме зависимого инвертора, формально получается по тем же формулам (3.7.1) – (3.7.4) при замене в них на 180 –.

Физически идентичность спектрального состава напряжений выпрямителя и зависимого инвертора при = обусловлена иден тичностью временных диаграмм этих напряжений с позиций наблюда телей, рассматривающих их соответственно над осью времени в на правлении оси времени и с позиции под осью времени в направлении, противоположном оси времени.

Явление коммутации в вентильном преобразователе с учетом ре альных параметров трансформатора приводит к дополнительному ис кажению формы выпрямленного и инвертируемого напряжений за счет угла коммутации, как было показано в разделах 3.1, 3.4, 3.5. Но так как при этом не изменяется период пульсаций выпрямленного на пряжения, то не изменяются и номера гармоник в выпрямленном на пряжении, которые по-прежнему определяются по (3.7.2), а изменяет ся только их относительное содержание. Формулы для расчета вели чины гармоник напряжения в этом режиме значительно более слож ные, чем (3.7.4), приведены в [8].

Таким образом, качество выпрямленного напряжения растет с увеличением пульсности выпрямленного напряжения, приближаясь к постоянному напряжению без пульсаций при стремлении к бесконеч ности эквивалентного числа вторичных фаз трансформатора. Идеаль ной синусоидой при этом становится и первичный ток трансформато ра, как показано в предыдущем разделе.

3.8. ОПТИМИЗАЦИЯ ЧИСЛА ВТОРИЧНЫХ ФАЗ ТРАНСФОРМАТОРА ВЫПРЯМИТЕЛЯ.

ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ МНОГОФАЗНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ При питании выпрямителей от промышленной сети общего поль зования число первичных фаз трансформатора выпрямителя задано – одна или три. Вместе с тем число вторичных фаз трансформатора, как было видно уже при рассмотрении базовых ячеек выпрямителя, может быть больше числа первичных фаз. При необходимости число фаз вто ричных напряжений трансформатора может быть любым, в том числе и не кратным трем, что достигается при комбинации напряжений вто ричных обмоток трансформатора, подобных соединению в зигзаг. По этому возникает вопрос об оптимальном числе фаз вторичного напря жения трансформатора с позиций других критериев, чем в двух пре дыдущих разделах, а именно прежде всего, с позиции критерия отно сительного значения полной мощности вторичных обмоток трансфор * матора S2. В качестве цели анализа определим здесь установление * общей зависимости S2 от числа вторичных фаз трансформатора сна чала для однополупериодных схем выпрямления с q = 1, а затем и для двухполупериодных с q = 2.

В однополупериодных схемах выпрямления токи во вторич ных обмотках трансформатора повторяют анодные токи венти лей, связанных с этими обмотками. При модели выпрямителя с допущениями Xd =, Xa = 0 (учет влияния коммутации будет сделан в следующем разделе) действующее значение вторич ного тока длительностью =2/m2 будет равно Id =. (3.8.1) I m Тогда полная мощность вторичных обмоток трансформатора в относительных единицах равна с учетом (2.9.1) S2 m2U2I2 m2 Ud I d = S* = Pd = Pd = Pd m2 m 0 0 sin m (3.8.2) =.

2 sin m m График этой зависимости показан на рис. 3.8.1. Условно по лагаем m2 непрерывной переменной и выделяем на полученной зависимости точки, соответствующие реальным значениям m2 = = 2, 3, 6, 12. Видно, что экстремум непрерывной кривой находится вблизи m2 = 3, которое и будет оптимальным значением числа вторичных фаз для однополупериодных выпрямителей.

В случае двухполупериодных выпрямителей к каждой вто ричной обмотке трансформатора подключено по два вентиля, один из катодной группы и один из анодной группы вентилей.

Тогда действующее значение вторичного тока трансформатора Рис. 3.8. определится из того, что он образован двумя импульсами анод ных токов длительностью 2/m2 каждый, как это видно из рис.

3.8.2, т. е.

I d I2 =. (3.8.3) m Полная мощность одной вторичной обмот- Рис ки S2 = U2I2 = U2Id 2. (3.8.4) m Активная мощность, отдаваемая вторичной обмоткой в цепь выпрямленного тока, определяется взаимодействием первой гармоники вторичного тока с синусоидой вторичного напряже ния. Действующее значение первой гармоники ряда Фурье для кривой тока по рис. 3.8.2 при выборе начала отсчета времени в середине импульса тока / m 2 2 Id 4 = Id cos d = sin. (3.8.5) I 2(1) m 2 Выражение для активной мощности вторичной обмотки будет иметь вид 2 P2 = U2 I2(1) = sin. (3.8.6) U2I d m С учетом (3.8.4) и (3.8.6) получаем полную мощность вторич ных обмоток трансформатора в относительных единицах в виде S2 U2Id * S2 = = =. (3.8.7) P2 U2Id m2 2 2 sin 2 m2 sin m2 m Эта зависимость показателя качества от m2 с точностью до множителя 2 повторяет зависимость (3.8.2).

Таким образом, оптимальное число вторичных фаз трансформа * тора по критерию S2 одинаково для двухполупериодных и однополу периодных схем выпрямления. В то же время по критериям качества выпрямленного напряжения и первичного тока выпрямителя опти мальное число вторичных фаз трансформатора стремится к бесконеч ности. Отсюда становится очевидной необходимость построения мощных выпрямителей по таким схемам, у которых во вторичных об мотках трансформатора протекают токи с оптимальной для него дли тельностью 2/3, как у трехфазных схем, а по числу пульсности вы прямления эти схемы были бы аналогичны многофазным схемам вы прямления. Такие схемы получили название эквивалентных много фазных схем выпрямления.

Широкое распространение для мощных высоковольтных схем вы прямления (прежде всего в системах передачи энергии постоянным током) получила схема эквивалентного двенадцатифазного выпрямле ния на базе двух трехфазных мостовых схем, показанная на рис. 3.8.3.

Здесь две трехфазные мостовые схемы выпрямления включены по входу параллельно, а по выходу – последовательно. Для получения сдвига в 30° между шестикратными пульсациями выпрямленных на пряжений каждого моста первичные (либо вторичные) обмотки транс форматора одного моста соединены в треугольник и получают пита ние уже от линейных напряжений сети, сдвинутых относительно фаз ных напряжений на требуемый угол. Временные диаграммы напряже ний и токов схемы показаны на рис. 3.8.3, б и построены при тех же допущениях, что и у базовых ячеек выпрямления, рассмотренных в главе (Xd =, Xa = 0).

На первой диаграмме приведены трехфазная система вторичных напряжений трансформатора левого моста, кривая выпрямленного напряжения этого моста ud и кривая тока i2a во вторичной обмотке трансформатора фазы а. На второй диаграмме те же построения сде ланы для правого моста. На третьей диаграмме построена кривая ре зультирующего выпрямленного напряжения как сумма выпрямленных напряжений ud и ud отдельных мостов. Видно, что период пульсаций выпрямленного напряжения ud равен 30°, т. е. пульсации стали две надцатикратными по отношению к частоте сетевого напряжения. На четвертой диаграмме построена кривая результирующего тока питаю щей сети как алгебраическая сумма первичных токов i1A, i1C, обра зующих линейный ток левого трансформатора, и тока i1A правого трансформатора. При этом учтено, что коэффициент трансформации левого трансформатора K больше коэффициента трансформации т правого трансформатора K в 3 раз, так как т U1л 3 U1 U K = = = 3 = 3 = 3 =.

K" U K" K т т т т U U 2 2 Результирующая кривая тока на входе эквивалентного двенадца тифазного преобразователя содержит двенадцать ступеней за период, что в соответствии с законом Чернышева (3.5.3) подтверждает двена дцатифазность выпрямления.

B C A 1A 1A i i' i' A i'C U1A U'd U"d Rd Ld Ud а б Рис. 3.8. Таким образом, объединяя несколько схем выпрямления трехфаз ного тока с оптимальной длительностью токов во вторичных обмотках трансформаторов =2/3 и комбинируя схемы включения первичных и вторичных обмоток трансформаторов для получения эквивалентной многофазной системы выпрямляемых напряжений, можно получить эквивалентные 24-, 48- и даже 96-фазные (такая схема имеется на 140 кА для электролиза) выпрямители.

3.9*. ВЛИЯНИЕ КОММУТАЦИИ НА ДЕЙСТВУЮЩИЕ ЗНАЧЕНИЯ ТОКОВ ТРАНСФОРМАТОРА И ЕГО ТИПОВУЮ МОЩНОСТЬ Наличие индуктивности рассеивания обмоток трансформатора приводит, как было показано в разделе 3.1, к устранению скачков тока в обмотках трансформатора и появлению коммутационных участков с плавным изменением тока на них. Кривая тока как бы фильтруется по высшим гармоникам, что приводит к улучшению ее гармонического состава (см. раздел 3.6). Это вызовет и изменение действующих значе ний токов в обмотках, а значит, и полных мощностей обмоток, опре деление которых и является целью данного раздела.

а б Рис. 3.9. Для получения в простой форме корректирующих поправок от коммутации в формулах для расчета действующих значений токов трансформатора заменим нелинейный характер изменения тока на ин тервале коммутации по (3.1.4) на линейную зависимость. Кривые первичных (и вторичных при Кт = 1) токов рассмотренных базовых схем двухполупериодного выпрямления однофазного тока и трехфаз ного тока показаны на рис. 3.9.1, а, б соответственно.

Для этих форм тока нетрудно показать, что их действующие значе ния с учетом коммутации I1 будут I 2 d (3.9.1) I1 = 1- = I1 1- 3 K т для двухпульсных схем и I d (3.9.2) I1 = 1- = I1 1 2 3 K т для шестипульсных схем выпрямления.

Тогда типовая мощность трансформатора с учетом коммутации равна для двухполупериодного выпрямителя однофазного тока 2 = = = (3.9.3) S U1 I1 U1 I1 1- S2 1- т 3 и для двухполупериодного выпрямителя трехфазного тока = 3U1I1 = 3U1I1 1- = 1- = 1- (,m2 ). (3.9.4) S S1 2 S т Последнее равенство представляет обобщение для двухполупери одных схем выпрямления, где вид функции (), определяющей зна чение корректирующего множителя при S1, зависит от числа фаз вы прямителя.

Таким образом, коммутация, улучшая форму токов в обмотках трансформатора, уменьшает типовую мощность трансформатора. Этот вывод справедлив и для однополупериодных схем выпрямления. Оче видно, коммутация изменит и входной коэффициент мощности вы прямителя, что анализируется в следующем разделе.

Линейная аппроксимация входного тока выпрямителя на интерва лах коммутации позволяет упростить и вычисление дифференциально го коэффициента гармоник этого тока, который, как будет показано в разделе 3.13, определяет степень обратного влияния выпрямителя на искажение напряжения питающей сети. В соответствии с (1.5.25) диф ференциальный коэффициент гармоник тока можно вычислить через ( действующее значение первой производной тока I ( ( I Kг = -1. (3.9.5) I(1) ( Значение I легко находится для кривых тока, изображенных на рис. 3.9.1. Так, для тока рис.3. 9.1, б имеем ( I I d d I = =. (3.9.6) K K т т Действующее значение первой гармоники тока, изображенного на рис. 3.9.1, б, точно находим по [42], а приближенно, пренебрегая влия нием Id I(1) =. (3.9.7) Kт Тогда ( Kг = -1. (3.9.8) Этот показатель, как будет показано в разделе 3.13, интегрально определяет степень обратного влияния преобразователя на питающую сеть.

3.10. КПД И КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ ВЕНТИЛЬНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ В РЕЖИМЕ ВЫПРЯМЛЕНИЯ И ЗАВИСИМОГО ИНВЕРТИРОВАНИЯ Целью данного раздела является изучение зависимости двух ос новных энергетических показателей вентильного преобразователя от параметров его схемы и режима.

3.10.1. КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ Коэффициент полезного действия (КПД) определяется отношени ем активной мощности на выходе преобразователя к активной мощно сти на входе. Применительно к выпрямительному режиму работы вен тильного преобразователя это означает P P d d = =, (3.10.1) P1 Pd + P а для режима зависимого инвертора Pd - P P = =. (3.10.2) P P d d Здесь P – потери активной мощности внутри вентильного преобразо вателя.

Эти потери складываются из потерь в трансформаторе Pт, потерь в вентилях Pв, потерь в фильтре Pф, потерь в системе управления Pу, т. е.

P = Pт + Pв + Pф + Pу. (3.10.3) Потери в трансформаторе состоят из потерь в стали трансформато ра и потерь в меди обмоток. Первые можно приравнять потерям в опыте холостого хода Pхх, когда магнитный поток номинальный, а токов в обмотках нет (пренебрегая током намагничивания). Вторые при номинальной нагрузке можно приравнять потерям в опыте корот кого замыкания Pкз, когда в обмотках трансформатора протекают номинальные токи, а магнитного потока практически нет при малых значениях напряжения короткого замыкания трансформатора, прикла дываемого в этом опыте к первичным обмоткам трансформатора. То гда Pт = Pхх + Pкз (Id/Idн)2. (3.10.4) Потери активной мощности в вентилях складывают из потерь при протекании прямого анодного тока через открытый вентиль Pпр, по терь от протекания обратного тока через закрытый вентиль Pоб, по терь на переключение, связанных с конечными временами включения и выключения вентиля, Pпер.

P = Pпр + Pоб + Pпер. (3.10.5) Для упрощения расчета Pпр нелинейная вольт-амперная характе ристика вентиля в прямом направлении аппроксимируется кусочно линейными зависимостями, как показано на рис. 1.1.3. Это приводит к схеме замещения вентиля в прямом направлении, состоящей из источ ника постоянного напряжения U0 (напряжение отсечки) и активного динамического сопротивления Rдин.. Тогда активная мощность, выде ляемая в такой цепи, будет 2 2 Pпр = IaU0 + Iа.дRдин = IaU0 + Ia KфRдин. (3.10.6) Потери активной мощности при действии на вентиле обратного напряжения Pоб, как правило, пренебрежимо малы в силу малости обратного тока вентиля.

Потери активной мощности при переключении вентиля также от носительно невелики по сравнению с Pпр при частотах переключения (частоте питающего напряжения), не превышающей 400 Гц. При рабо те же вентилей на высоких частотах эти потери становятся заметными или даже определяющими в общих потерях. В этих случаях расчет потерь на переключение существенно определяется формами токов и напряжений вентиля и в последующих главах, посвященных работе преобразовательных устройств при высоких частотах коммутации, эти особенности расчета будут отмечаться.

Активная мощность в звене постоянного тока Pd в общем случае при конечном значении сглаживающего реактора Xd равна сумме ак тивных мощностей от взаимодействия одноименных гармоник напря жения и тока, т. е.

Pd = Pd (k) = Ud (k)Id (k) cos(k). (3.10.7) k =0 k = При идеально сглаженном токе (Xd = ) получаем Pd = U I. (3.10.8) d d Знание Pd и P позволяет рассчитывать КПД преобразователя в за висимости от изменения нагрузки или при регулировании Ud.

3.10.2. КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ Коэффициент мощности в цепи переменного тока вентильного преобразователя (на входе выпрямителя и на выходе инвертора) опре деляется отношением активной мощности к полной. Для выпрямителя это дает P1 m1U1I1(1) cos 1(1) = = = cos 1(1), (3.10.9) I S1 m1U1I где I – есть отношение действующего значения первой гармоники тока первичной обмотки трансформатора к действующему значению первичного тока, называемое коэффициентом искажения тока.

Сдвиг первой гармоники первичного тока относительно кривой первичного напряжения, имеющего синусоидальную форму, обуслов лен в вентильном преобразователе двумя причинами. Во-первых, на личием угла коммутации, во-вторых, наличием угла регулирования, что позволяет записать приближенно 1 1(1) +. (3.10.10) 2 Коэффициент 1/2 берется при, близких к 90°, а коэффициент 2/3 – при, близких к малым углам. При линейной аппроксимации комму тационного участка тока (см. предыдущий раздел) всегда надо брать коэффициент 0,5.

Для режима зависимого инвертора аналогично (3.10.10) получаем 1 1(1) = -. (3.10.11) 2 Итак, в соответствии с (3.10.9) коэффициент мощности можно ин терпретировать как степень полезного использования пропускной спо собности электротехнического оборудования, которое выбрано на пол ную мощность, а через него будет пропущена для преобразования в другие виды энергии активная мощность P1 = S1. Кроме того, коэф фициент мощности определяет степень негативного обратного влия ния вентильного преобразователя на сеть переменного тока, как это показано в разделе 3.13.

Особенно показательным становится выражение для коэффициента мощности вентильного преобразователя при допущении Xa = 0, Xd =, когда =0, 1(1) =. Тогда (3.10.9) преобразуется с учетом (2.9.3) к следующему виду:

= cos 1(1) = cos = Cp. (3.10.12) I I I Эта важнейшая энергетическая характеристика преобразователя показывает, какой ценой на входе дается регулирование напряжения на выходе.

Таким образом, коэффициент мощности вентильного преобразо вателя линейно зависит от степени регулирования напряжения в звене постоянного тока. Это «ахиллесова пята» всех (рассмотренных) вен тильных преобразователей на вентилях с неполным управлением (ти ристорах). Наличие большой доли вентильной нагрузки в электриче ской сети обостряет для энергетиков проблему поддержания коэффи циента мощности в сети на нормативном или оптимальном уровне, обычно порядка 0,9. Это делает актуальным задачу построения вен тильных преобразователей с улучшенными энергетическими показате лями (коэффициентом мощности и КПД), пути решения которой рас смотрены в следующем разделе.

3.11. ВЫПРЯМИТЕЛИ НА ПОЛНОСТЬЮ УПРАВЛЯЕМЫХ ВЕНТИЛЯХ Целью данного раздела является изучение выпрямителей, выпол ненных на полностью управляемых вентилях (запираемых тиристорах, транзисторах).

Рассмотренные управляемые выпрямители на вентилях с непол ным управлением характеризовались тем, что при включении очеред ного вентиля к проводящему ток нагрузки вентилю прикладывается обратное напряжение и он выключается (запирается) естественным образом. Поэтому такая коммутация тока с вентиля на вентиль полу чила название естественной коммутации. Но задержка включения вентилей относительно точек естественного зажигания на угол при водит к потреблению выпрямителем из питающей сети реактивной мощности и снижению его входного коэффициента мощности с рос том угла.

Коммутация токов в вентилях в схемах выпрямления на вентилях с полным управлением, способных включаться и выключаться воздей ствием по цепи управления при наличии на вентиле прямого напряже ния, называется принудительной коммутацией. (Раньше вентилям с неполным управлением искусственно придавались свойства вентилей с полным управлением за счет специального схемотехнического реше ния –узла искусственной коммутации. Такая коммутация называется искусственной коммутацией [12, 17, 19].) Принудительная коммута ция придает возможность регулировать выпрямленное напряжение дру-гими способами, которым не присуща указанная особенность от стающего фазового регулирования. Здесь будут рассмотрены три та ких способа:

• опережающее фазовое регулирование;

• широтно-импульсное регулирование выпрямленного напряжения;

• принудительное формирование кривой первичного тока выпря мителя.

3.11.1. ВЫПРЯМИТЕЛЬ С ОПЕРЕЖАЮЩИМ ФАЗОВЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ Схема трехфазного мостового выпрямителя на запираемых тири сторах показана на рис. 3.11.1, временные диаграммы – на рис. 3.11.2.

Рис. 3.11. Рис. 3.11. Базовая схема трехфазного мостового выпрямителя на тиристорах здесь дополнена устройством для сброса накопленной энергии из ин дуктивностей рассеивания реального трансформатора. Это устройство УСЭ состоит из трехфазного блока конденсаторов Сф, соединенных в звезду или треугольник и включенных на входе вентильного блока.

Pages:     | 1 || 3 |



© 2011 www.dissers.ru - «Бесплатная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.